JPH0666928B2 - 映像出力回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高精細ディスプレイの広帯域映像回路に係
り、特に、低損失化を実現し得る映像出力回路に関する
ものである。

〔従来の技術〕

従来、映像出力回路の電源電圧を変化させる、という発
想は、特公昭55−32073号公報に記載のようなものがあ
った。しかし、この既提案例では、出力段の低損失化、
輝度調整による白バランスの劣化については配慮されて
いなかった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、映像表示期間、帰線（BLK）期間時に
おける映像出力回路の損失と電源電圧の有効利用、およ
び輝度調整時の白バランスの劣化については配慮されて
おらず、映像出力回路の小形・低損失化、および輝度調
整時の白バランスについては問題があった。

特に、輝度調整時の白バランスの問題について説明する
と、従来では、受像管の３電子銃のgm（相互インダクタ
ンス）がそれぞれ異なっているにもかかわらず、輝度調
整は、一つの電圧でもってR,G,B共通で一様に変化させ
て行われるため、白バランスが正常な状態であっても、
輝度調整を行うと白バランスがくずれてしまうという問
題があった。

本発明の目的は、映像出力能力を劣化させずに低損失化
を達成すると同時に、輝度調整時の白バランス劣化を防
止することのできる映像出力回路を提供することにあ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明では、映像出力端子
の出力端子に供給される電源電圧を映像表示期間と帰線
期間とで切り分けるようにした。また、帰線期間時の電
源電圧が、入力される赤（Ｒ）、緑（Ｇ），青（Ｂ）の
原色信号の種類に応じて、輝度調整電圧に対し独立に変
化するようにした。

〔作用〕

映像出力素子には映像信号（原色信号）が入力され、映
像表示期間中は能動領域にあって、入力された映像信号
を増幅して出力する。帰線期間中はほぼ遮断領域にあっ
て、その出力端子には映像信号は出力されず、電圧源か
らの電圧により定電圧となる。従って、映像出力回路か
ら出力される信号としては、映像信号中にBLKパルスの
挿入された信号となる。

映像出力素子の出力端子に供給される２系統の電源は、
電圧値が異なる。映像表示期間は低電圧側が映像出力素
子の出力端子に接続されるため、回路の帯域を決定する
負荷抵抗値を小さくしても、出力素子の損失増加は従来
に比べ著しくおさえられる。また、輝度調整は電源電圧
の電圧値を変えBLKパルスの大きさを変えることにより
行うことができるので、帰線期間時は、輝度調整範囲を
広げるために、高電圧側が映像出力素子の出力端子に接
続される。しかも、上記した負荷抵抗に比較して大きな
抵抗値の負荷抵抗を介して、高電圧が接続されるため、
その電源電圧が増加しても、出力素子の損失増加は小さ
い。このように、回路が動作することで出力素子の損失
が帯域を制限することなしに低減でき、回路の低損失化
が実現できる。

一方、輝度調整時の白バランスの問題は、輝度調整によ
り上記高電圧電源の出力電圧を可変する際、その可変の
度合いをR,G,Bで変えることにより、解決できる。すな
わち、映像信号系のドライブ調整に対応し可変電源を変
化させるものである。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図を用いて説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示す回路図であり、以下
図を用いて動作を説明する。

帰線期間時には、BLKパルス12が、トランジスタ（TRS）
Q₄のベースに入力される。帰線期間、すなわちBLK期間
中において、TRS−Q₄はこのBLKパルス12によりカットオ
フかあるいはそれに近い状態にバイアスされる。

一方、スイッチSWも帰線期間時には開放状態となり、そ
の結果、差動動作を行なうTRS−Q₃のコレクタ電圧が低
下し、TRS−Q₂のバイアスが浅くなり、TRS−Q₁の出力電
圧が上昇して、ダイオードD₁が接続状態となる。これに
より、高圧電源E_Eからの電源電圧が、TRS−Q₁,ダイオー
ドD₁,負荷抵抗R_L2,R_L1を介して、TRS−Q₄のコレクタ端
子に印加される。前述した様に、TRS−Q₄はカットオフ
に近い状態にある為、上記結果、TRS−Q₄のコレクタ端
子は高圧電源E_Eの電源電圧に近い状態となる。また、こ
の時、負荷抵抗R_L2とR_L1との接続点の電圧も高電圧にな
るため、ダイオードD₂は逆バイアス状態、即ち開放状態
となり、低圧電源E_Lは、回路から切り離された状態とな
る。

さて、この様な帰線期間時において、輝度調整電圧E_Bが
変化すると、TRS−Q₄のバイアスが変わり、それがドラ
イブ調整抵抗R_Eを介して、差動動作を行うTRS−Q₃に伝
送される。ここで、前述の如く、スイッチSWは開放状態
にある為、TRS−Q₃の出力は、そのままTRS−Q₂に伝送さ
れ、それがTRS−Q₂で反転増幅されてTRS−Q₁の出力電圧
をコントロールする。

その結果、ダイオードD₁,負荷抵抗R_L2,R_L1を介して、TR
S−Q₄のコレクタ端子に印加される電圧を変えることに
なる。即ち、TRS−Q₁は、電圧制御用として動作するも
ので、帰線期間時の回路の電圧を制御する。

以上が帰線期間時の動作である。即ち、帰線期間時で
は、TRS−Q₄のコレクタ端子の電圧、高圧電源E_Eの電源
電圧に近い状態にあり、しかも、その電圧は、輝度調整
電圧E_Bが変化するとそれに応じて変化するものである。

次に、映像表示期間中の動作について説明する。

映像表示期間中、TRS−Q₄は線形動作状態にバイアスさ
れる。また同時に、スイッチSWは接続状態となる。

これにより、信号源13から出力された映像信号はTRS−Q
₃,ドライブ調整抵抗R_Eを介して、TRS−Q₄に入力され、T
RS−Q₄において線形に増幅されてコレタ端子より出力す
る。

また、スイッチSWが接続状態にあることにより、TRS−Q
₃のコレクタには信号は出力されない。すなわち、TRS−
Q₂のバイアスは深くなり、TRS−Q₁の出力電圧が低下
し、ダイオードD₁は開放状態となる。この結果、ダイオ
ードD₂は接続状態となり、TRS−Q₄のコレクタ端子に
は、負荷抵抗R_L1のみを介して、低圧電源E_Lの電源電圧
が印加される。

以上の動作をまとめてみると、先ず、映像表示期間中は
信号源13からの映像信号がTRS−Q₄において増幅され、
コレクタ端子に出力される。次に、帰線期間時になる
と、TRS−Q₄のコレクタ端子は、高圧電源E_Hの電源電圧
に近い状態にある。従って、これら動作により、TRS−Q
₄のコレクタ端子出力がら、クランプ回路17を介して得
られる信号としては、第１図Ａ部に示す様に、映像信号
の中に大きなBLKパルスが挿入されて出力されることに
なる。

また、前述した様に帰線期間時では、輝度調整電圧E_Bを
変化させることにより、TRS−Q₄のコレクタ端子の電圧
を変化させることができる。即ち、これは、輝度調整電
圧E_Bを変えることによって、映像信号中に挿入されるBL
Kパルスの大きさが変わることを意味する。

このBLKパルスの大きさを変えることで、CRT18上で輝度
調整を行なうことができる。ただし、BLKパルスが印加
された映像信号のピーク値で、クランプ回路17によりピ
ーククランプされ直流が再生されることは言うまでもな
い。

以上の動作により、輝度調整を行なうわけであるが、帰
線期間時における回路の電源は電圧電源E_Eから供給され
るため、映像信号出力に印加されるBLKパルスの大きさ
は、大きく設定することも可能であり、輝度調整範囲を
大きくとることができる。また、映像出力素子として働
くTRS−Q₄の損失は、一般に、電源電圧の２乗に比例
し、負荷抵抗の抵抗値に反比例するが、帰線期間時にお
いて、TRS−Q₄へは抵抗値の大きな負荷抵抗R_L2を通して
印加されるため、従って、TRS−Q₄の損失は高い電源電
圧にもよらず小さなものとなる。これにより、輝度調整
範囲を拡大しても出力素子の損失増加は防げることにな
り、出力段の低損失化が達成できる。

また、輝度調整時の白バランス劣化の問題は、映像信号
で行なうドライブ調整用抵抗R_Eを通るため、必然的にR,
G,B間で伝送特性が異なることとなり、解決されるもの
である。

一方、映像表示期間中についても考えてみる。

一般に、負荷抵抗はそれにぶらさがる浮遊容量と共に１
次のローパスフィルタを形成するため、回路の帯域はそ
れによって制御されるが、映像表示期間中は、前述の如
くTRS−Q₄が、抵抗値の小さな負荷抵抗R_L1と、低圧電源
E_Lとで働き、しかも、負荷抵抗値R_L1は小さくできるた
め、回路の帯域は拡大することができる。また、このと
き、電源電圧E_Lは、出力電圧が許す限り小さくできるた
め、負荷抵抗R_L1の値を小さくしてもTRS−Q₄で損失の増
加は低くおさえられる。

以上のように、本実施例を用いれば、白バランスを保ち
つつ輝度調整範囲が広くでき、かつそれに伴う損失の増
加は大変小さなものとなる。

また、BLK期間中のバイアス変化範囲（輝度調整範囲）
を適切に選べば、BLK期間中はTRS−Q₄の電流がもともと
少ない状態で動作しているため、負荷抵抗R_L2を省略し
ても大きな問題は生じない。

次に、本発明の他の実施例を第２図に示す。基本動作そ
のものは、第１図と同様であるため説明は省略する。第
２図における第１図との基本的な相違点は、高圧電源E_E
を供給する制御部である。すなわち、制御TRSに、PNP形
とNPN形を組合せたインバーテット・ダーリントン構成
とすることにより、電流増幅と極性反転を同時に実現し
たもので、その他は、第１図と同様である。また、電流
源16も１系統省略しているが、基本動作には変化はな
い。

最後に、BLKパルスの印加方法について述べる。第１
図，第２図の印加方法は交流結合方式であったが、第３
図に示すように、BLKパルスの直流レベルを輝度調整用
電源とすることでも実現できることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

本発明によれば、映像出力回路の消費電力をほとんど増
加させずに、広い輝度調整範囲が確保できるため、基本
性能が向上しつつ小形・低消費電力化が図れる。また、
輝度調整時の白バランスの劣化がなく、生産ラインにお
ける調整も通常の信号におけるドライブ調整と兼用で
き、生産性が著しく向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他実施例を示す回路図、第３図は、第１図，第２図
におけるBLKパルスの印加方法と異なる方法で行なった
場合の回路例を示す回路図、である。 符号説明 Q₁〜Q₄……トランジスタ、D₁,D₂……ダイオード、E_E…
…高圧電源、E_L……低圧電源、R_L1,R_L2……負荷抵抗、E
_B……輝度調整電源、R_E……ドライブ調整抵抗、SW……
スイッチ、12……BLKパルス、13……信号源、16……電
流源、17……クランプ回路、18……CRT

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力される映像信号の帰線期間時にはほぼ
   遮断領域にあり、それ以外の時には能動領域にあって該
   映像信号を増幅して出力する映像出力素子と、該映像出
   力素子の出力端子に負荷抵抗を介して接続される電圧源
   と、から成り、前記映像出力素子の出力端子に印加され
   る信号によってブラウン管を駆動する映像出力回路にお
   いて、 前記電圧源を低電圧源と高電圧源とで構成すると共に、
   前記映像信号の帰線期間時には該高電圧源を、それ以外
   の時には低電圧源をそれぞれ切り換えて前記映像出力素
   子の出力端子に接続する切換手段を設けたことを特徴と
   する映像出力回路。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の映像出力回
   路において、前記映像出力素子の出力端子に高電圧源が
   接続される際は、前記負荷抵抗として高抵抗を介し、低
   電圧源が接続される際は、前記負荷抵抗として低抵抗を
   介するようにしたことを特徴とする映像出力回路。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項に記載の映像出力回
   路において、前記高電圧源は可変電源から成り、その電
   圧値は輝度調整電圧によって制御されることを特徴とす
   る映像出力回路。
4. 【請求項４】特許請求の範囲第３項に記載の映像出力回
   路において、輝度調整電圧に対する前記可変電源の電圧
   値の変化特性を、映像信号のドライブ調整に応じて変化
   させる変化手段を設けたことを特徴とする映像出力回
   路。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項に記載の映像出力回
   路において、前記変化手段により、輝度調整電圧に対す
   る前記可変電源の電圧値の変化特性を、入力される映像
   信号の種類（赤，緑，青の原色信号）に対応させ、前記
   ブラウン管の白バランスが輝度調整により変化しないよ
   うにしたことを特徴とする映像出力回路。