JPH066396A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
- Publication number
- JPH066396A JPH066396A JP4163221A JP16322192A JPH066396A JP H066396 A JPH066396 A JP H066396A JP 4163221 A JP4163221 A JP 4163221A JP 16322192 A JP16322192 A JP 16322192A JP H066396 A JPH066396 A JP H066396A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- clock
- circuit
- signal
- signals
- output
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- Withdrawn
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】復調装置のクロック同期はずれ現象を抑えて、
安定な等化特性を保持する。 【構成】フェージングによる符号間干渉を除去する判定
帰還形等化器４１と、直交する第１及び第２の再生搬送
波信号によりＰ，Ｑチャネルベースバンド信号を復調す
る掛算器２１，２２と、この信号の一方もしくは両方か
らそれぞれクロック信号成分を生成する非線形回路２
７，２８と、この出力からクロック周波数成分を抽出す
るタンク回路３１と、クロック周波数に同期した信号を
発生させるクロック同期回路１２と、出力されるクロッ
ク信号から第１、第２の復調ベースバンド信号をデジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２９，３０と、この信号
を判定帰還形等化器４１に供給する復調装置において、
タンク回路３１とクロック同期回路１２との間にクロッ
ク周波数の出力信号レベルを一定に保つＡＧＣ回路１１
を備る。
安定な等化特性を保持する。 【構成】フェージングによる符号間干渉を除去する判定
帰還形等化器４１と、直交する第１及び第２の再生搬送
波信号によりＰ，Ｑチャネルベースバンド信号を復調す
る掛算器２１，２２と、この信号の一方もしくは両方か
らそれぞれクロック信号成分を生成する非線形回路２
７，２８と、この出力からクロック周波数成分を抽出す
るタンク回路３１と、クロック周波数に同期した信号を
発生させるクロック同期回路１２と、出力されるクロッ
ク信号から第１、第２の復調ベースバンド信号をデジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２９，３０と、この信号
を判定帰還形等化器４１に供給する復調装置において、
タンク回路３１とクロック同期回路１２との間にクロッ
ク周波数の出力信号レベルを一定に保つＡＧＣ回路１１
を備る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は復調装置に関し、特にデ
ジタル無線通信方式に使用され、改良されたクロック同
期により安定した判定帰還形等化器の動作を保持できる
復調装置に関する。
ジタル無線通信方式に使用され、改良されたクロック同
期により安定した判定帰還形等化器の動作を保持できる
復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル無線通信方式の復調装置
は、伝搬路の周波数選択性フェージングで生ずる符号間
干渉を除去するために、判定帰還形等化器が使用されて
いる。従来、この種の復調装置は図３に示すように、掛
算器２１はＩＦ入力端子１から入力されたＩＦ帯変調波
の２分岐出力と、局発入力端子１００から入力された第
１の再生搬送波信号と掛け合わされる。掛算器２２は、
もう一方のＩＦ帯変調波と局発入力端子２００から入力
される第１の再生搬送波信号に対し９０°の位相差をも
つ第２の再生搬送波と掛け合わされる。第１及び第２の
掛算器の検波出力は、それぞれ低域通過フィルタ２３，
２４を通り復調ベースバンド信号ａ，ｂを出力し、さら
に増幅器２５，２６により適当な振幅に増幅される。Ａ
／Ｄ変換器２９，３０は、ベースバンド信号ａ，ｂを標
本，量子化したデジタル信号ｃ，ｄとして出力される。
このデジタル信号ｃ，ｄは、全デジタル処理形の判定帰
還形等化器４１に入力され、符号間干渉が除去された後
にＰｃｈ，Ｑｃｈ出力端子２，３に出力される。また非
線形回路２７，２８及びクロック周波数ｆｃを中心周波
数とするタンク回路３１によってクロック信号ＣＬが抽
出される。このクロック信号ＣＬは、位相比較器３２と
電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３及びループ・フィルタ
（ＬＰＦ）３４でフェーズロックループを形成する位相
同期回路１２に入力される。
は、伝搬路の周波数選択性フェージングで生ずる符号間
干渉を除去するために、判定帰還形等化器が使用されて
いる。従来、この種の復調装置は図３に示すように、掛
算器２１はＩＦ入力端子１から入力されたＩＦ帯変調波
の２分岐出力と、局発入力端子１００から入力された第
１の再生搬送波信号と掛け合わされる。掛算器２２は、
もう一方のＩＦ帯変調波と局発入力端子２００から入力
される第１の再生搬送波信号に対し９０°の位相差をも
つ第２の再生搬送波と掛け合わされる。第１及び第２の
掛算器の検波出力は、それぞれ低域通過フィルタ２３，
２４を通り復調ベースバンド信号ａ，ｂを出力し、さら
に増幅器２５，２６により適当な振幅に増幅される。Ａ
／Ｄ変換器２９，３０は、ベースバンド信号ａ，ｂを標
本，量子化したデジタル信号ｃ，ｄとして出力される。
このデジタル信号ｃ，ｄは、全デジタル処理形の判定帰
還形等化器４１に入力され、符号間干渉が除去された後
にＰｃｈ，Ｑｃｈ出力端子２，３に出力される。また非
線形回路２７，２８及びクロック周波数ｆｃを中心周波
数とするタンク回路３１によってクロック信号ＣＬが抽
出される。このクロック信号ＣＬは、位相比較器３２と
電圧制御発振器（ＶＣＯ）３３及びループ・フィルタ
（ＬＰＦ）３４でフェーズロックループを形成する位相
同期回路１２に入力される。
【０００３】次にこの各部の信号の動作過程を図５，図
６の特性図により説明する。ベースバンド信号ａ，ｂの
スペクトラムは図５（ａ）の様にクロック周波数ｆｃの
１／２の成分しか含んでいないが、非線形回路２７，２
８を通すことにより、２てい倍されて図５（ｂ）の様に
クロック周波数ｆｃ成分が発生する。これをタンク回路
３１で抽出すると、図５（ｃ）の様に、クロック周波数
成分ＣＬのみが得られる。クロック位相同期回路１２に
おいて、ＶＣＯ３３の発振周波数と位相はベースバンド
信号より抽出された前述のクロック成分ＣＬに同期し、
出力クロック信号ＣＬＫを生じる。このＣＬＫはＡ／Ｄ
変換器２９，３０に入力され、サンプリング・タイミン
グ信号となる。なお、非線形回路２７，２８には全波整
流回路を用いても良い。判定帰還形等化器４１の等化特
性を図６のシグニチャカーブにより説明する。図６にお
いて、縦軸は、ρ＝反射波の振幅／主波の振幅を示し、
ρ＝１の時、最もノッチが深くなる。横軸は、帯域Δｆ
としてノッチの位置（周波数）の帯域中央（Δｆ＝０）
からのずれを示す。図６の斜線部が、等化不可能領域で
あり、この面積が小さいほど等化器の能力が高いことを
示している。帯域Δｆの両端Δｆ＝±ｆｃ／２［Ｈｚ］
付近が帯域中央に比して劣化しているのは、後述するノ
ッチによる主周波数のクロック成分の低下による影響で
ある。
６の特性図により説明する。ベースバンド信号ａ，ｂの
スペクトラムは図５（ａ）の様にクロック周波数ｆｃの
１／２の成分しか含んでいないが、非線形回路２７，２
８を通すことにより、２てい倍されて図５（ｂ）の様に
クロック周波数ｆｃ成分が発生する。これをタンク回路
３１で抽出すると、図５（ｃ）の様に、クロック周波数
成分ＣＬのみが得られる。クロック位相同期回路１２に
おいて、ＶＣＯ３３の発振周波数と位相はベースバンド
信号より抽出された前述のクロック成分ＣＬに同期し、
出力クロック信号ＣＬＫを生じる。このＣＬＫはＡ／Ｄ
変換器２９，３０に入力され、サンプリング・タイミン
グ信号となる。なお、非線形回路２７，２８には全波整
流回路を用いても良い。判定帰還形等化器４１の等化特
性を図６のシグニチャカーブにより説明する。図６にお
いて、縦軸は、ρ＝反射波の振幅／主波の振幅を示し、
ρ＝１の時、最もノッチが深くなる。横軸は、帯域Δｆ
としてノッチの位置（周波数）の帯域中央（Δｆ＝０）
からのずれを示す。図６の斜線部が、等化不可能領域で
あり、この面積が小さいほど等化器の能力が高いことを
示している。帯域Δｆの両端Δｆ＝±ｆｃ／２［Ｈｚ］
付近が帯域中央に比して劣化しているのは、後述するノ
ッチによる主周波数のクロック成分の低下による影響で
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の復調装
置は、フェージンクのノッチ周波数が搬送波周波数から
±ｆ０／２［Ｈｚ］離れると、変調波中のクロック信号
の１／２の周波数成分のレベルが低下するので、判定帰
還形等化器の等化能力に余ゆうがあるにもかかわらず、
クロックの同期はずれが発生する欠点があった。
置は、フェージンクのノッチ周波数が搬送波周波数から
±ｆ０／２［Ｈｚ］離れると、変調波中のクロック信号
の１／２の周波数成分のレベルが低下するので、判定帰
還形等化器の等化能力に余ゆうがあるにもかかわらず、
クロックの同期はずれが発生する欠点があった。
【０００５】本発明は、クロック成分のレベル低下を抑
え、クロック同期状態を保持する事により、判定帰還形
等化器の等化能力を十分に発揮できる復調装置を提供す
る事にある。
え、クロック同期状態を保持する事により、判定帰還形
等化器の等化能力を十分に発揮できる復調装置を提供す
る事にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の復調装置はデジ
タル無線通信方式に使用されフェージングによる符号間
干渉を除去する判定帰還形等化器と、入力信号を直交す
る第１及び第２の再生搬送波信号によりＰチャネル，Ｑ
チャネルベースバンド信号を復調する掛算器と、このＰ
チャネル，Ｑチャネルベースバンド信号の一方もしくは
両方からそれぞれクロック信号成分を生成する非線形回
路と、この非線形回路の出力からクロック周波数成分を
抽出するタンク回路と、このタンク回路出力のクロック
周波数に同期したクロック信号を発生させるクロック同
期回路と、このクロック同期回路より出力されるクロッ
ク信号をタイミング信号として前記第１及び第２の復調
ベースバンド信号をデジタル信号に変換する第１及び第
２のＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器出力信号を前記
判定帰還形等化器に供給する復調装置において、前記タ
ンク回路と前記クロック同期回路との間にクロック周波
数の出力信号レベルを一定に保つＡＧＣ回路を備えてい
る。
タル無線通信方式に使用されフェージングによる符号間
干渉を除去する判定帰還形等化器と、入力信号を直交す
る第１及び第２の再生搬送波信号によりＰチャネル，Ｑ
チャネルベースバンド信号を復調する掛算器と、このＰ
チャネル，Ｑチャネルベースバンド信号の一方もしくは
両方からそれぞれクロック信号成分を生成する非線形回
路と、この非線形回路の出力からクロック周波数成分を
抽出するタンク回路と、このタンク回路出力のクロック
周波数に同期したクロック信号を発生させるクロック同
期回路と、このクロック同期回路より出力されるクロッ
ク信号をタイミング信号として前記第１及び第２の復調
ベースバンド信号をデジタル信号に変換する第１及び第
２のＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器出力信号を前記
判定帰還形等化器に供給する復調装置において、前記タ
ンク回路と前記クロック同期回路との間にクロック周波
数の出力信号レベルを一定に保つＡＧＣ回路を備えてい
る。
【０００７】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例のブロック図、図２は本実
施例の要部のＡＧＣ回路のブロック図、図４，図７は特
性図である。図１において図３の従来例と同一の符号は
同一の構成と機能を有する。すなわち、本発明では、タ
ンク回路３１と位相比較器３２との間に抽出されたクロ
ック成分のレベル低下を補正するＡＧＣ回路１１を設け
てある。このＡＧＣ回路１１によりフェージング等によ
る変調波中のクロック成分のレベル低下を補正してい
る。したがってクロック同期状態を従来の回路よりも良
好に保持する事が可能である。
る。図１は本発明の一実施例のブロック図、図２は本実
施例の要部のＡＧＣ回路のブロック図、図４，図７は特
性図である。図１において図３の従来例と同一の符号は
同一の構成と機能を有する。すなわち、本発明では、タ
ンク回路３１と位相比較器３２との間に抽出されたクロ
ック成分のレベル低下を補正するＡＧＣ回路１１を設け
てある。このＡＧＣ回路１１によりフェージング等によ
る変調波中のクロック成分のレベル低下を補正してい
る。したがってクロック同期状態を従来の回路よりも良
好に保持する事が可能である。
【０００８】次に本実施例の動作を図４により説明す
る。今伝搬路で発生した周波数選択性フェージングのノ
ッチ周波数が搬送波周波数＋ｆｃ／２（又は−ｆｃ／
２）［Ｈｚ］であるとすると、ベースバンド信号のスペ
クトラムは図４（ａ）の様になりｆｃ／２近傍の周波数
成分が低下してしまっている。従って非線形回路２７，
２８の出力は図４（ｂ）のようになり、タンク回路３１
の出力も図４（ｃ）となり、クロック周波数成分も低下
している。しかし、低下したクロック成分ＣＬはＡＧＣ
回路１１により規定レベルまで増幅することにより、図
４（ｄ）に示すように十分な振幅をもった振幅をもった
クロック抽出成分が得られる。したがってクロック同期
回路１２は十分な振幅のクロック成分が入力されるため
に深いフェージングが発生しても、同期外れをおこすこ
とがなくなる。大振幅のクロック信号を判定帰還形等化
器４１に供給するので、クロック同期はずれの現象を解
消し、判定帰還形等化器の等化能力を十分に発揮する事
ができる。この時の等化特性は図７に示すように、帯域
の両端±ｆｃ／２［Ｈｚ］での等化能力の劣化がなくな
り、等化不可能領域（図の斜線部の面積）が従来例の図
６に比して小さくなっているのがわかる。
る。今伝搬路で発生した周波数選択性フェージングのノ
ッチ周波数が搬送波周波数＋ｆｃ／２（又は−ｆｃ／
２）［Ｈｚ］であるとすると、ベースバンド信号のスペ
クトラムは図４（ａ）の様になりｆｃ／２近傍の周波数
成分が低下してしまっている。従って非線形回路２７，
２８の出力は図４（ｂ）のようになり、タンク回路３１
の出力も図４（ｃ）となり、クロック周波数成分も低下
している。しかし、低下したクロック成分ＣＬはＡＧＣ
回路１１により規定レベルまで増幅することにより、図
４（ｄ）に示すように十分な振幅をもった振幅をもった
クロック抽出成分が得られる。したがってクロック同期
回路１２は十分な振幅のクロック成分が入力されるため
に深いフェージングが発生しても、同期外れをおこすこ
とがなくなる。大振幅のクロック信号を判定帰還形等化
器４１に供給するので、クロック同期はずれの現象を解
消し、判定帰還形等化器の等化能力を十分に発揮する事
ができる。この時の等化特性は図７に示すように、帯域
の両端±ｆｃ／２［Ｈｚ］での等化能力の劣化がなくな
り、等化不可能領域（図の斜線部の面積）が従来例の図
６に比して小さくなっているのがわかる。
【０００９】次にＡＧＣ回路１１の一例を図２に示す。
端子５１に入力された信号は可変減衰器５１でレベルを
調整された後に、増幅器５２で所定レベルまで増幅され
た後に端子６に出力される。又、出力信号は検出制御回
路５３で検出され、所望出力となる様に可変減衰器５１
を制御する。
端子５１に入力された信号は可変減衰器５１でレベルを
調整された後に、増幅器５２で所定レベルまで増幅され
た後に端子６に出力される。又、出力信号は検出制御回
路５３で検出され、所望出力となる様に可変減衰器５１
を制御する。
【００１０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、抽出さ
れたクロック成分のレベル低下を補正するＡＧＣ回路を
設けることにより、判定帰還形等化器の等化能力がまだ
十分あるうちに、クロック同期はずれの状態になる事を
防ぎ、判定帰還形等化器の等化能力を十分に発揮できる
という効果を有する。
れたクロック成分のレベル低下を補正するＡＧＣ回路を
設けることにより、判定帰還形等化器の等化能力がまだ
十分あるうちに、クロック同期はずれの状態になる事を
防ぎ、判定帰還形等化器の等化能力を十分に発揮できる
という効果を有する。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本実施例の要部のＡＧＣ回路のブロック図であ
る。
る。
【図３】従来の復調装置のブロック図である。
【図４】本実施例のクロック抽出方式の特性図である。
【図５】従来例のクロック抽出方式の特性図である。
【図６】従来例の特性図である。
【図７】本実施例の特性図である。
１１ ＡＧＣ回路 １２ クロック同期回路 ２１，２２ 掛算器 ２３，２４，３４ 低域通過フィルタ ２５，２６ 増幅器 ２７，２８ 非線形回路 ２９，３０ Ａ／Ｄ変換器 ３１ タンク回路 ３２ 位相比較器 ３３ 電圧制御発振器 ４１ 判定帰還形等化器。
Claims (2)
- 【請求項１】 デジタル無線通信方式に使用されフェー
ジングによる符号間干渉を除去する判定帰還形等化器
と、入力信号を直交する第１及び第２の再生搬送波信号
によりＰチャネル，Ｑチャネルベースバンド信号を復調
する掛算器と、このＰチャネル，Ｑチャネルベースバン
ド信号の一方もしくは両方からそれぞれクロック信号成
分を生成する非線形回路と、この非線形回路の出力から
クロック周波数成分を抽出するタンク回路と、このタン
ク回路出力のクロック周波数に同期したクロック信号を
発生させるクロック同期回路と、このクロック同期回路
より出力されるクロック信号をタイミング信号として前
記第１及び第２の復調ベースバンド信号をデジタル信号
に変換する第１及び第２のＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ
変換器出力信号を前記判定帰還形等化器に供給する復調
装置において、前記タンク回路と前記クロック同期回路
との間にクロック周波数の出力信号レベルを一定に保つ
ＡＧＣ回路を備えていることを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】 前記ＡＧＣ回路によりクロック信号レベ
ルを一定に保つことにより、前記判定帰還形等化器の等
化不可能周波数帯域の両端部のρ（ρ＝反射波の振幅／
主波の振幅）の劣化を防止し等化不可能領域の面積を縮
少することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4163221A JPH066396A (ja) | 1992-06-23 | 1992-06-23 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4163221A JPH066396A (ja) | 1992-06-23 | 1992-06-23 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066396A true JPH066396A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=15769619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4163221A Withdrawn JPH066396A (ja) | 1992-06-23 | 1992-06-23 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066396A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100460207B1 (ko) * | 2002-10-16 | 2004-12-08 | 학교법인 포항공과대학교 | 룩어헤드 디시젼 피드백 이퀄라이징 기법을 이용한 수신기 |
-
1992
- 1992-06-23 JP JP4163221A patent/JPH066396A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100460207B1 (ko) * | 2002-10-16 | 2004-12-08 | 학교법인 포항공과대학교 | 룩어헤드 디시젼 피드백 이퀄라이징 기법을 이용한 수신기 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990831 |