JPH0645149A - 可飽和インダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いたｌｃ反転倍電圧発生回路 - Google Patents
可飽和インダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いたｌｃ反転倍電圧発生回路Info
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- JPH0645149A JPH0645149A JP19864292A JP19864292A JPH0645149A JP H0645149 A JPH0645149 A JP H0645149A JP 19864292 A JP19864292 A JP 19864292A JP 19864292 A JP19864292 A JP 19864292A JP H0645149 A JPH0645149 A JP H0645149A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来に較べて構造を簡易化することができる
とともに、エネルギー損失が少なく高効率化を図ること
のできる可飽和インダクタによるパルス電流制御方法お
よびこれを用いたＬＣ反転倍電圧発生回路を提供する。 【構成】 磁性体からなるドーナツ状のコア１の回りに
は、被制御パルス電流の流路となるコイルを構成する如
く、主巻線Ｗと、磁界リセット用巻線となる補助巻線Ｗ
R が巻回されている。
とともに、エネルギー損失が少なく高効率化を図ること
のできる可飽和インダクタによるパルス電流制御方法お
よびこれを用いたＬＣ反転倍電圧発生回路を提供する。 【構成】 磁性体からなるドーナツ状のコア１の回りに
は、被制御パルス電流の流路となるコイルを構成する如
く、主巻線Ｗと、磁界リセット用巻線となる補助巻線Ｗ
R が巻回されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、可飽和インダクタによ
るパルス電流制御方法およびこれを用いたＬＣ反転倍電
圧発生回路に関する。
るパルス電流制御方法およびこれを用いたＬＣ反転倍電
圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】非定常電流および定常電流の流れる方向
を制限するいわゆる整流デバイスとして、従来から半導
体によって構成された半導体ダイオードが知られてい
る。この半導体ダイオードは、電気抵抗の大きさが電圧
の印加方向によって異なるという特性を利用したデバイ
スである。
を制限するいわゆる整流デバイスとして、従来から半導
体によって構成された半導体ダイオードが知られてい
る。この半導体ダイオードは、電気抵抗の大きさが電圧
の印加方向によって異なるという特性を利用したデバイ
スである。
【０００３】また、従来から、少なくとも２つのキャパ
シタを有し、入力電圧によりこれらのキャパシタに充電
した後、一方のキャパシタの電圧を反転させて倍電圧を
発生させるいわゆるＬＣ反転倍電圧発生回路が知られて
いる。このようなＬＣ反転倍電圧発生回路では、キャパ
シタの充電方向にのみ電流を流し、電圧反転時に逆方向
に電流が流れないよう電流を制御することが好ましく、
このような目的で、上述したような半導体ダイオードが
用いられている。
シタを有し、入力電圧によりこれらのキャパシタに充電
した後、一方のキャパシタの電圧を反転させて倍電圧を
発生させるいわゆるＬＣ反転倍電圧発生回路が知られて
いる。このようなＬＣ反転倍電圧発生回路では、キャパ
シタの充電方向にのみ電流を流し、電圧反転時に逆方向
に電流が流れないよう電流を制御することが好ましく、
このような目的で、上述したような半導体ダイオードが
用いられている。
【０００４】上記ＬＣ反転倍電圧発生回路は、例えばパ
ルスレーザーの充電回路等として好適である。このよう
なパルスレーザーの電源では、数十キロボルトの電圧を
取り扱うことが多く、このような高電圧回路に用いる高
電圧用整流デバイスは、一般に直並列化した半導体ダイ
オードと保護回路とで構成されている。
ルスレーザーの充電回路等として好適である。このよう
なパルスレーザーの電源では、数十キロボルトの電圧を
取り扱うことが多く、このような高電圧回路に用いる高
電圧用整流デバイスは、一般に直並列化した半導体ダイ
オードと保護回路とで構成されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の高電圧用整流デバイスは、複数の半導体ダイオードと
保護回路とから構成されている。このため、回路構成が
複雑となり、かつ保護回路でのエネルギー損失が発生す
るという問題がある。
の高電圧用整流デバイスは、複数の半導体ダイオードと
保護回路とから構成されている。このため、回路構成が
複雑となり、かつ保護回路でのエネルギー損失が発生す
るという問題がある。
【０００６】また、電流導通時でも半導体ダイオードに
は抵抗があり、特に高電圧用の半導体ダイオードでは抵
抗が大きい。このため、半導体ダイオード自体によるエ
ネルギーの損失が大きく、実装時に効率の低下を招くば
かりでなく、デバイスの熱的な破壊を防ぐために冷却装
置も必要になり、装置の構成が一層複雑になるという問
題があった。
は抵抗があり、特に高電圧用の半導体ダイオードでは抵
抗が大きい。このため、半導体ダイオード自体によるエ
ネルギーの損失が大きく、実装時に効率の低下を招くば
かりでなく、デバイスの熱的な破壊を防ぐために冷却装
置も必要になり、装置の構成が一層複雑になるという問
題があった。
【０００７】本発明は、かかる従来の事情に対処してな
されたもので、従来に較べて構造を簡易化することがで
きるとともに、エネルギー損失が少なく高効率化を図る
ことのできる可飽和インダクタによるパルス電流制御方
法およびこれを用いたＬＣ反転倍電圧発生回路を提供し
ようとするものである。
されたもので、従来に較べて構造を簡易化することがで
きるとともに、エネルギー損失が少なく高効率化を図る
ことのできる可飽和インダクタによるパルス電流制御方
法およびこれを用いたＬＣ反転倍電圧発生回路を提供し
ようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】すなわち、本発明の可飽
和インダクタによるパルス電流制御方法は、磁性体から
なるコアと、このコアの回りに巻回され被制御パルス電
流の流路となるコイルとを有する可飽和インダクタを、
電流流路に介挿し、前記可飽和インダクタの飽和状態と
未飽和状態とのインダクタンスの差によって、該電流流
路に流れるパルス電流の方向を、所望の方向に制限する
ことを特徴とする。
和インダクタによるパルス電流制御方法は、磁性体から
なるコアと、このコアの回りに巻回され被制御パルス電
流の流路となるコイルとを有する可飽和インダクタを、
電流流路に介挿し、前記可飽和インダクタの飽和状態と
未飽和状態とのインダクタンスの差によって、該電流流
路に流れるパルス電流の方向を、所望の方向に制限する
ことを特徴とする。
【０００９】また、本発明のＬＣ反転倍電圧発生回路
は、少なくとも２つのキャパシタを有し、入力電圧によ
りこれらのキャパシタに充電した後、一方のキャパシタ
の電圧を反転させて倍電圧を発生させるＬＣ反転倍電圧
発生回路において、磁性体からなるコアと、このコアの
回りに巻回され被制御パルス電流の流路となるコイルと
を有する可飽和インダクタを、前記キャパシタへの充電
電流流路に介挿し、該可飽和インダクタの飽和状態を調
節して前記充電電流流路に流れる電流を、充電方向に制
限するよう構成したことを特徴とする。
は、少なくとも２つのキャパシタを有し、入力電圧によ
りこれらのキャパシタに充電した後、一方のキャパシタ
の電圧を反転させて倍電圧を発生させるＬＣ反転倍電圧
発生回路において、磁性体からなるコアと、このコアの
回りに巻回され被制御パルス電流の流路となるコイルと
を有する可飽和インダクタを、前記キャパシタへの充電
電流流路に介挿し、該可飽和インダクタの飽和状態を調
節して前記充電電流流路に流れる電流を、充電方向に制
限するよう構成したことを特徴とする。
【００１０】
【作用】本発明の可飽和インダクタによるパルス電流制
御方法およびこれを用いたＬＣ反転倍電圧発生回路で
は、磁性体からなるコアと、このコアの回りに巻回され
たコイルとからなる簡単な構造の可飽和インダクタを用
い、この可飽和インダクタの飽和状態と未飽和状態との
インダクタンスの差によってパルス電流の流れる方向を
所望の方向に制限する。すなわち、可飽和インダクタ
を、非定常電流に対するダイオードとして使用する。
御方法およびこれを用いたＬＣ反転倍電圧発生回路で
は、磁性体からなるコアと、このコアの回りに巻回され
たコイルとからなる簡単な構造の可飽和インダクタを用
い、この可飽和インダクタの飽和状態と未飽和状態との
インダクタンスの差によってパルス電流の流れる方向を
所望の方向に制限する。すなわち、可飽和インダクタ
を、非定常電流に対するダイオードとして使用する。
【００１１】これにより、エネルギー損失を、コイル
（巻線）の抵抗によるわずかな損失に抑えることが可能
となり、高効率な回路を実現することができる。また、
高電圧の場合でも、直列化および並列化したり、保護回
路を設けたりする必要がないため、回路構成を簡易化す
ることができる。
（巻線）の抵抗によるわずかな損失に抑えることが可能
となり、高効率な回路を実現することができる。また、
高電圧の場合でも、直列化および並列化したり、保護回
路を設けたりする必要がないため、回路構成を簡易化す
ることができる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の詳細を、一実施例について図
面を参照して説明する。
面を参照して説明する。
【００１３】図１は、本発明の一実施例における可飽和
インダクタによるパルス電流制御デバイスの構成を示す
もので、図において１は、磁性体からなるドーナツ状の
コアである。このコア１としては、強磁性体が好まし
く、本実施例では、アモルファス金属から構成されてい
る。また、このコア１の回りには、被制御パルス電流の
流路となるコイルを構成する如く、主巻線Ｗと、磁界リ
セット用巻線となる補助巻線ＷR が巻回されている。こ
の補助巻線ＷR は、コア１を飽和させるための磁界を発
生する。
インダクタによるパルス電流制御デバイスの構成を示す
もので、図において１は、磁性体からなるドーナツ状の
コアである。このコア１としては、強磁性体が好まし
く、本実施例では、アモルファス金属から構成されてい
る。また、このコア１の回りには、被制御パルス電流の
流路となるコイルを構成する如く、主巻線Ｗと、磁界リ
セット用巻線となる補助巻線ＷR が巻回されている。こ
の補助巻線ＷR は、コア１を飽和させるための磁界を発
生する。
【００１４】上記パルス電流制御デバイスのインダクタ
ンスＬは、以下に示す（１）式で与えられる。
ンスＬは、以下に示す（１）式で与えられる。
【００１５】 Ｌ＝μ・Ａ・ｎW 2 ／ｌa ……（１） ここで、 Ｌ：電流制御デバイスのインダクタンス（Ｈ） μ：磁性体の透磁率 Ａ：コア１の有効磁束断面積（ｍ2 ） ｎW ：主巻線Ｗの巻数 ｌa ：コア１の平均磁路長（ｍ） である。
【００１６】図２は、磁性体の磁化飽和特性曲線を示す
もので、図中Ｂは磁性体内部の磁束密度、ＢS は飽和磁
束密度、Ｂr は残留磁束密度、Ｈは磁界、ＨS は飽和磁
化力を表している。ここで、磁性体の透磁率μは以下に
示す（２）式で与えられる。 μ＝ｄＢ／ｄＨ ……（２） 上記（２）式は、透磁率が図２の特性曲線の傾きで与え
られることを示している。よって、この特性曲線の傾き
から分かるように、磁性体にＨS 以上の磁界Ｈを与える
と、内部の磁束密度が飽和し、透磁率μは真空の透磁率
μ0 になる。この値ＨS は磁性体の材質、形状等により
決定される固有のものである。ここで、コア１を飽和さ
せるための磁界を発生する補助巻線ＷR の巻数ｎWRと電
流ＩWRの条件は、以下に示す（３）式により導かれる。
もので、図中Ｂは磁性体内部の磁束密度、ＢS は飽和磁
束密度、Ｂr は残留磁束密度、Ｈは磁界、ＨS は飽和磁
化力を表している。ここで、磁性体の透磁率μは以下に
示す（２）式で与えられる。 μ＝ｄＢ／ｄＨ ……（２） 上記（２）式は、透磁率が図２の特性曲線の傾きで与え
られることを示している。よって、この特性曲線の傾き
から分かるように、磁性体にＨS 以上の磁界Ｈを与える
と、内部の磁束密度が飽和し、透磁率μは真空の透磁率
μ0 になる。この値ＨS は磁性体の材質、形状等により
決定される固有のものである。ここで、コア１を飽和さ
せるための磁界を発生する補助巻線ＷR の巻数ｎWRと電
流ＩWRの条件は、以下に示す（３）式により導かれる。
【００１７】 ｎWR・ＩWR／ｌa ≧ＨS ……（３） ここで、 ＨS ：コア１が飽和する磁界（Ａ／ｍ） ｎWR：補助巻線ＷR の巻数 ＩWR：補助巻線ＷR に流す直流電流（Ａ） である。
【００１８】したがって、補助巻線ＷR による磁界ＨWR
（≧ＨS ）と同じ向き（以下、順方向という。）の磁界
を発生する電流を主巻線Ｗに流す場合のインダクタンス
ＬSIは、以下の（４）式で与えられる。
（≧ＨS ）と同じ向き（以下、順方向という。）の磁界
を発生する電流を主巻線Ｗに流す場合のインダクタンス
ＬSIは、以下の（４）式で与えられる。
【００１９】 ＬSI＝μ0 ・Ａ・ｎW 2 ／ｌa ……（４） したがって、順方向の電流は、図１のパルス電流制御デ
バイスの両端に、以下の（５）式に示す逆起電力ＶMD+
を発生する。
バイスの両端に、以下の（５）式に示す逆起電力ＶMD+
を発生する。
【００２０】 ＶMD+ ＝−ＬSIｄＩ／ｄｔ ……（５） これに対して、補助巻線ＷR によって生じる磁界と反対
向き（以下、逆方向という。）の磁界を発生させる向き
に主巻線Ｗを通して電流を流す場合のインダクタンスＬ
USI は、以下の（６）式で与えられる。
向き（以下、逆方向という。）の磁界を発生させる向き
に主巻線Ｗを通して電流を流す場合のインダクタンスＬ
USI は、以下の（６）式で与えられる。
【００２１】 ＬUSI ＝μR ・Ａ・ｎW 2 ／ｌa ……（６） ここで、 ＬUSI ：未飽和時のインダクタンス（Ｈ） μR ：未飽和時の透磁率 である。
【００２２】したがって、逆方向の電流は、図１のパル
ス電流制御デバイスの両端に、以下の（７）式に示す逆
起電力逆起電力ＶMD- （Ｖ）を発生する。
ス電流制御デバイスの両端に、以下の（７）式に示す逆
起電力逆起電力ＶMD- （Ｖ）を発生する。
【００２３】 ＶMD- ＝−ＬUSI ｄＩ／ｄｔ ……（７） ここで、適当な磁性体コアを用いることによって、以下
の（８）式の条件を満たすことができる。
の（８）式の条件を満たすことができる。
【００２４】μR ＞＞μ0 ……（８） （８）式の関係を（４）式および（６）式に適用する
と、以下の（９）式の関係を得る。
と、以下の（９）式の関係を得る。
【００２５】ＬUSI ＞＞ＬSI ……（９） この（９）式をさらに（５）式および（７）式に適用す
ると、以下の（１０）式が導き出される。
ると、以下の（１０）式が導き出される。
【００２６】ＶMD+ ＜＜ＶMD- ……（１０） 上記（１０）式は、図１のパルス電流制御デバイスの逆
起電力が、電流の流れる向きによって大きく違うことを
示しており、ダイオードとして動作することが分かる。
起電力が、電流の流れる向きによって大きく違うことを
示しており、ダイオードとして動作することが分かる。
【００２７】上記（１０）式が成立する条件は、以下の
（１１）式で与えられる。
（１１）式で与えられる。
【００２８】
【数１】 ここで、 Ｔmax ：ダイオードとして動作する最大時間 △Ｂ：磁束密度変化（Ｔ） である。Ｔmax を過ぎると、電流制御デバイスは反対の
向きに飽和し、ダイオードとしての極性が反転する。
向きに飽和し、ダイオードとしての極性が反転する。
【００２９】図３は、本発明の一実施例として、パルス
レーザー装置に使用される充電回路として用いられるＬ
Ｃ反転倍電圧発生回路の構成を示すものである。図３に
おいて、Ｃ1 、Ｃ2 はキャパシタ（コンデンサ）、Ｌ1
はインダクタ、ＭＤは図１に示したパルス電流制御デバ
イス（磁界ダイオード）、ＳＷはスイッチである。ま
た、同図において、１０はリセット電流回路であり、こ
のリセット電流回路１０はパルス電流制御デバイスＭＤ
の補助巻線ＷR に接続されている。
レーザー装置に使用される充電回路として用いられるＬ
Ｃ反転倍電圧発生回路の構成を示すものである。図３に
おいて、Ｃ1 、Ｃ2 はキャパシタ（コンデンサ）、Ｌ1
はインダクタ、ＭＤは図１に示したパルス電流制御デバ
イス（磁界ダイオード）、ＳＷはスイッチである。ま
た、同図において、１０はリセット電流回路であり、こ
のリセット電流回路１０はパルス電流制御デバイスＭＤ
の補助巻線ＷR に接続されている。
【００３０】キャパシタＣ1 、Ｃ2 は、インダクタＬ1
を通って印加される入力電圧ＶINの電流によって充電さ
れる。この充電時にパルス電流制御デバイスＭＤの巻線
Ｗに流れる電流は、コア１中に磁界を発生する。これと
同じ向きの磁界をリセット電流回路１０からＷR に通電
することによって予め発生させ、パルス電流制御デバイ
スＭＤを飽和させておく。これによって、キャパシタＣ
2 を充電する方向の電流が、巻線Ｗを通って流れ、キャ
パシタＣ2 が充電される。
を通って印加される入力電圧ＶINの電流によって充電さ
れる。この充電時にパルス電流制御デバイスＭＤの巻線
Ｗに流れる電流は、コア１中に磁界を発生する。これと
同じ向きの磁界をリセット電流回路１０からＷR に通電
することによって予め発生させ、パルス電流制御デバイ
スＭＤを飽和させておく。これによって、キャパシタＣ
2 を充電する方向の電流が、巻線Ｗを通って流れ、キャ
パシタＣ2 が充電される。
【００３１】この時、充電電流の供給を充分長くするこ
とができ、以下に示す（１２）式の電圧ＶMD+ と充電時
間ＴC を満たす場合は、充電電流自身による自己リセッ
トを利用することができ、磁界リセット用の補助巻線Ｗ
R 等を省略できる。
とができ、以下に示す（１２）式の電圧ＶMD+ と充電時
間ＴC を満たす場合は、充電電流自身による自己リセッ
トを利用することができ、磁界リセット用の補助巻線Ｗ
R 等を省略できる。
【００３２】
【数２】 ここで、 △Ｂ′：磁束密度変化（Ｔ） である。
【００３３】このようにして充電を行い、キャパシタＣ
1 の電圧ＶC1が設定電圧ＶS に達した後、スイッチＳＷ
を動作させると、キャパシタＣ1 に充電されていた電荷
は、インダクタＬ1 とスイッチＳＷを通して放電され
る。その結果、キャパシタＣ1の両端の電圧が反転して
電圧ＶC1は−ＶS となる。
1 の電圧ＶC1が設定電圧ＶS に達した後、スイッチＳＷ
を動作させると、キャパシタＣ1 に充電されていた電荷
は、インダクタＬ1 とスイッチＳＷを通して放電され
る。その結果、キャパシタＣ1の両端の電圧が反転して
電圧ＶC1は−ＶS となる。
【００３４】この時、パルス電流制御デバイスＭＤの両
端の電圧ＶMDは、電圧ＶC1に対して−ＶS 低い電位にあ
るので、電圧の反転中に０から−２ＶS になり、充電時
と反対の向き（逆方向）に電流が流れようとするが、こ
の方向に対しては未飽和の状態となりインダクタンスが
大きいので、巻線Ｗを通してこの方向には電流がほとん
ど流れない。
端の電圧ＶMDは、電圧ＶC1に対して−ＶS 低い電位にあ
るので、電圧の反転中に０から−２ＶS になり、充電時
と反対の向き（逆方向）に電流が流れようとするが、こ
の方向に対しては未飽和の状態となりインダクタンスが
大きいので、巻線Ｗを通してこの方向には電流がほとん
ど流れない。
【００３５】このように、本実施例では、図１に示した
パルス電流制御デバイスＭＤをダイオードとして動作さ
せることにより、電流導通時の抵抗によるエネルギーの
消費および保護回路によるエネルギーの消費がほとんど
なく、高効率の回路を構成することができる。また、高
電圧の場合でも、直列化および並列化したり、保護回路
を設けたりする必要がないため、回路構成を簡易化する
ことができる。さらに、デバイス自体が過電圧サージに
対して強く、壊れにくいので、信頼性の向上を図ること
ができる。
パルス電流制御デバイスＭＤをダイオードとして動作さ
せることにより、電流導通時の抵抗によるエネルギーの
消費および保護回路によるエネルギーの消費がほとんど
なく、高効率の回路を構成することができる。また、高
電圧の場合でも、直列化および並列化したり、保護回路
を設けたりする必要がないため、回路構成を簡易化する
ことができる。さらに、デバイス自体が過電圧サージに
対して強く、壊れにくいので、信頼性の向上を図ること
ができる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の可飽和イ
ンダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いた
ＬＣ反転倍電圧発生回路によれば、従来に較べて構造を
簡易化することができるとともに、エネルギー損失が少
なく高効率化を図ることができる。
ンダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いた
ＬＣ反転倍電圧発生回路によれば、従来に較べて構造を
簡易化することができるとともに、エネルギー損失が少
なく高効率化を図ることができる。
【図１】本発明の一実施例における可飽和インダクタに
よるパルス電流制御デバイスの構成を示す図。
よるパルス電流制御デバイスの構成を示す図。
【図２】磁性体の磁化飽和特性曲線を示す図。
【図３】本発明の一実施例のＬＣ反転倍電圧発生回路の
構成を示す図。
構成を示す図。
Ｗ 主巻線 ＷR 磁界リセット用巻線（補助巻線） Ｌ1 ＬＣ反転用インダクタ Ｃ1 、Ｃ2 キャパシタ ＳＷ スイッチ ＭＤ パルス電流制御デバイス １ 磁性体コア
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田代 英夫 埼玉県和光市広沢２番１号 理化学研究所 内
Claims (3)
- 【請求項１】 磁性体からなるコアと、このコアの回り
に巻回され被制御パルス電流の流路となるコイルとを有
する可飽和インダクタを、電流流路に介挿し、前記可飽
和インダクタの飽和状態と未飽和状態とのインダクタン
スの差によって、該電流流路に流れるパルス電流の方向
を、所望の方向に制限することを特徴とする可飽和イン
ダクタによるパルス電流制御方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の可飽和インダクタによる
パルス電流制御方法において、 前記可飽和インダクタに、磁界を形成するための磁界形
成用コイルを設け、この磁界形成用コイルによって飽和
状態を制御することを特徴とする可飽和インダクタによ
るパルス電流制御方法。 - 【請求項３】 少なくとも２つのキャパシタを有し、入
力電圧によりこれらのキャパシタに充電した後、一方の
キャパシタの電圧を反転させて倍電圧を発生させるＬＣ
反転倍電圧発生回路において、 磁性体からなるコアと、このコアの回りに巻回され被制
御パルス電流の流路となるコイルとを有する可飽和イン
ダクタを、前記キャパシタへの充電電流流路に介挿し、
該可飽和インダクタの飽和状態を調節して前記充電電流
流路に流れる電流を、充電方向に制限するよう構成した
ことを特徴とするＬＣ反転倍電圧発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19864292A JPH0645149A (ja) | 1992-07-24 | 1992-07-24 | 可飽和インダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いたｌｃ反転倍電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19864292A JPH0645149A (ja) | 1992-07-24 | 1992-07-24 | 可飽和インダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いたｌｃ反転倍電圧発生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0645149A true JPH0645149A (ja) | 1994-02-18 |
Family
ID=16394611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19864292A Pending JPH0645149A (ja) | 1992-07-24 | 1992-07-24 | 可飽和インダクタによるパルス電流制御方法およびこれを用いたｌｃ反転倍電圧発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0645149A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180216711A1 (en) * | 2015-08-04 | 2018-08-02 | Schaeffler Technologies AG & Co. KG | Ball screw drive |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6096182A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-29 | ラムダ・フイジク・ゲゼルシヤフト・ミツト・ベシユレンクテル・ハフツング | 高電圧パルス発生装置 |
-
1992
- 1992-07-24 JP JP19864292A patent/JPH0645149A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6096182A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-29 | ラムダ・フイジク・ゲゼルシヤフト・ミツト・ベシユレンクテル・ハフツング | 高電圧パルス発生装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180216711A1 (en) * | 2015-08-04 | 2018-08-02 | Schaeffler Technologies AG & Co. KG | Ball screw drive |
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