JPH064077A - ディジタルフィルタ - Google Patents
ディジタルフィルタInfo
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- JPH064077A JPH064077A JP4188726A JP18872692A JPH064077A JP H064077 A JPH064077 A JP H064077A JP 4188726 A JP4188726 A JP 4188726A JP 18872692 A JP18872692 A JP 18872692A JP H064077 A JPH064077 A JP H064077A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 特定の倍数列高調波とその他の高調波によっ
て周波数特性を異ならせる。 【構成】 入力部２０から入力したディジタル楽音信号
にフィルタ演算を行う巡回型フィルタ手段の帰還ループ
中に、２つの可変長ディレイライン３６、４６が設けら
れている。その設け方は、これら可変長ディレイライン
３６、４６の遅延段数を順にｎ、ｍとしたとき、このデ
ィジタルフィルタの伝達関数中に、Ｚn Ｚm の項が含ま
れるようにされている。また、可変長ディレイライン４
６の遅延段数ｍは、可変長ディレイライン３６の遅延段
数ｎの整数分の１に選択してある。
て周波数特性を異ならせる。 【構成】 入力部２０から入力したディジタル楽音信号
にフィルタ演算を行う巡回型フィルタ手段の帰還ループ
中に、２つの可変長ディレイライン３６、４６が設けら
れている。その設け方は、これら可変長ディレイライン
３６、４６の遅延段数を順にｎ、ｍとしたとき、このデ
ィジタルフィルタの伝達関数中に、Ｚn Ｚm の項が含ま
れるようにされている。また、可変長ディレイライン４
６の遅延段数ｍは、可変長ディレイライン３６の遅延段
数ｎの整数分の１に選択してある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルフィルタに
関し、特に複雑な周波数特性を持つものに関する。
関し、特に複雑な周波数特性を持つものに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、上記のようなディジタルフィルタ
には、例えば図４に示すようなものがある。これは、入
力手段１０から供給されたディジタル信号と、加算器１
２の出力を可変長ディレイライン１４によって遅延させ
たものに乗算器１３で帰還係数を乗算したものとを、加
算器１２によって加算して、出力部１６に出力するもの
である。
には、例えば図４に示すようなものがある。これは、入
力手段１０から供給されたディジタル信号と、加算器１
２の出力を可変長ディレイライン１４によって遅延させ
たものに乗算器１３で帰還係数を乗算したものとを、加
算器１２によって加算して、出力部１６に出力するもの
である。
【０００３】このようなディジタルフィルタは、櫛形フ
ィルタとして知られている周波数特性を持ち、可変長デ
ィレイライン１４での遅延時間を変更することによっ
て、例えば図５に示すように基本周波数及びその高調波
を通過させる周波数特性としたり、図６に示すように基
本周波数及びその高調波を遮断する周波数特性とするこ
とができる。なお、図５及び図６では、基本周波数とし
て２ＫＨｚを使用している。
ィルタとして知られている周波数特性を持ち、可変長デ
ィレイライン１４での遅延時間を変更することによっ
て、例えば図５に示すように基本周波数及びその高調波
を通過させる周波数特性としたり、図６に示すように基
本周波数及びその高調波を遮断する周波数特性とするこ
とができる。なお、図５及び図６では、基本周波数とし
て２ＫＨｚを使用している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このようなディジタル
フィルタでは、上記のように基本周波数及びその各高調
波での特性が同じである、簡単な周波数特性しか得るこ
とができず、複雑な周波数特性、例えば奇数高調波と、
偶数高調波で特性が異なるような周波数特性のものを得
ることができなかった。例えば特公昭64-12122号公報に
は、複数の演算段からなるディジタルフィルタにおい
て、各演算段間で２サンプリングタイム以上の遅延を施
すようにしたディジタルフィルタが提案されている。こ
のディジタルフィルタでは、楽音に付与すべき音色に応
じて細やかな周波数特性の制御が行えるが、この周波数
特性は、基準となる周波数特性を圧縮した形状になるだ
けであり、上述したような偶数高調波と奇数高調波で特
性を変更するようなことはできないという問題点があっ
た。
フィルタでは、上記のように基本周波数及びその各高調
波での特性が同じである、簡単な周波数特性しか得るこ
とができず、複雑な周波数特性、例えば奇数高調波と、
偶数高調波で特性が異なるような周波数特性のものを得
ることができなかった。例えば特公昭64-12122号公報に
は、複数の演算段からなるディジタルフィルタにおい
て、各演算段間で２サンプリングタイム以上の遅延を施
すようにしたディジタルフィルタが提案されている。こ
のディジタルフィルタでは、楽音に付与すべき音色に応
じて細やかな周波数特性の制御が行えるが、この周波数
特性は、基準となる周波数特性を圧縮した形状になるだ
けであり、上述したような偶数高調波と奇数高調波で特
性を変更するようなことはできないという問題点があっ
た。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の問題点を解決する
ために、本発明では、ディジタル信号を入力する入力手
段と、複数の遅延手段と乗算手段と加算手段とを設け、
上記入力手段からの上記ディジタル信号にフィルタ演算
を行うフィルタ演算手段とを備え、上記フィルタ演算手
段中の複数の遅延手段の内、少なくとも２つの遅延時間
を、整数比の関係になるように設定してある。
ために、本発明では、ディジタル信号を入力する入力手
段と、複数の遅延手段と乗算手段と加算手段とを設け、
上記入力手段からの上記ディジタル信号にフィルタ演算
を行うフィルタ演算手段とを備え、上記フィルタ演算手
段中の複数の遅延手段の内、少なくとも２つの遅延時間
を、整数比の関係になるように設定してある。
【０００６】
【作用】本発明によれば、複数の遅延手段を、これら遅
延手段での遅延が累積される状態に設けているので、例
えば遅延手段が２個設けられ、その一方での遅延ライン
数をＮ、他方での遅延ライン数をＭとすると（このライ
ン数にサンプリング時間Ｔを乗算した値が遅延時間であ
る。）、このフィルタ手段の伝達関数にはＺN+Mの項が
含まれる。ここで、基準となる遅延時間をＮＴとする
と、ＮＴとＭＴとの間にはＭＴ＝ｋＮＴ（ｋは任意の整
数）の関係がある。従って、このフィルタ手段の周波数
特性には、ｅｘｐ（ｊωＮＴ）・ｅｘｐ（ｊωｋＮＴ）
の項が含まれる。この項は、ｊωＮＴで示され、Ｎ回繰
り返される櫛形フィルタの特性と、この特性のｋ倍の周
期で繰り返される櫛形フィルタの特性とを重ね合わせた
ものとなる。ｋが整数であるので、繰り返しのピーク
が、ωｋＮＴ、２ωｋＮＴ・・・・のような周波数で発
生する。従って、ｋの値を任意の整数とすることによっ
て、或る基本周波数のｋの値に関連する倍数列からなる
特定高調波群と、その他の高調波群とで、異なった特性
をもつディジタルフィルタを得ることができる。
延手段での遅延が累積される状態に設けているので、例
えば遅延手段が２個設けられ、その一方での遅延ライン
数をＮ、他方での遅延ライン数をＭとすると（このライ
ン数にサンプリング時間Ｔを乗算した値が遅延時間であ
る。）、このフィルタ手段の伝達関数にはＺN+Mの項が
含まれる。ここで、基準となる遅延時間をＮＴとする
と、ＮＴとＭＴとの間にはＭＴ＝ｋＮＴ（ｋは任意の整
数）の関係がある。従って、このフィルタ手段の周波数
特性には、ｅｘｐ（ｊωＮＴ）・ｅｘｐ（ｊωｋＮＴ）
の項が含まれる。この項は、ｊωＮＴで示され、Ｎ回繰
り返される櫛形フィルタの特性と、この特性のｋ倍の周
期で繰り返される櫛形フィルタの特性とを重ね合わせた
ものとなる。ｋが整数であるので、繰り返しのピーク
が、ωｋＮＴ、２ωｋＮＴ・・・・のような周波数で発
生する。従って、ｋの値を任意の整数とすることによっ
て、或る基本周波数のｋの値に関連する倍数列からなる
特定高調波群と、その他の高調波群とで、異なった特性
をもつディジタルフィルタを得ることができる。
【０００７】なお、上記の説明は、説明を簡易化するた
めに、フィルタ手段の伝達関数のＺN+M の項にのみ着目
したものであり、実際の巡回型ディジタルフィルタの伝
達関数には、当然他の演算項も含まれ、その周波数特性
は複雑なものとなるが、原理的には、ＺN+M の項が含ま
れている限り、即ち、複数の遅延手段を、これら遅延手
段での遅延が累積される状態に設けている限り、基本的
には上記とほぼ同様な説明をすることができる。
めに、フィルタ手段の伝達関数のＺN+M の項にのみ着目
したものであり、実際の巡回型ディジタルフィルタの伝
達関数には、当然他の演算項も含まれ、その周波数特性
は複雑なものとなるが、原理的には、ＺN+M の項が含ま
れている限り、即ち、複数の遅延手段を、これら遅延手
段での遅延が累積される状態に設けている限り、基本的
には上記とほぼ同様な説明をすることができる。
【０００８】
【実施例】図１に示されるディジタルフィルタは、例え
ばディジタル楽音信号が入力部２０から供給され、出力
部２２、２４、２６からそれぞれ異なった周波数特性を
もつものとして出力するものである。
ばディジタル楽音信号が入力部２０から供給され、出力
部２２、２４、２６からそれぞれ異なった周波数特性を
もつものとして出力するものである。
【０００９】このディジタルフィルタは、状態変数型の
もので、入力部２０から供給されたディジタル楽音信号
は、乗算器２８で適当な係数が乗算された後、加算器３
０を介して乗算器３２に供給され、ここで係数Ｂが乗算
され、加算器３４を介して可変長ディレイライン３６に
供給される。この可変長ディレイライン３６の出力は、
加算器３４に帰還されると共に、乗算器３８によって係
数Ｐが乗算された後、加算器４０を介して加算器３０に
帰還されている。
もので、入力部２０から供給されたディジタル楽音信号
は、乗算器２８で適当な係数が乗算された後、加算器３
０を介して乗算器３２に供給され、ここで係数Ｂが乗算
され、加算器３４を介して可変長ディレイライン３６に
供給される。この可変長ディレイライン３６の出力は、
加算器３４に帰還されると共に、乗算器３８によって係
数Ｐが乗算された後、加算器４０を介して加算器３０に
帰還されている。
【００１０】さらに、可変長ディレイライン３６の出力
は、乗算器４２によって係数Ｂが乗算され、加算器４４
を介して可変長ディレイライン４６に供給され、この可
変長ディレイライン４６の出力は加算器４４に帰還され
ている。また、この加算器４４の出力は、乗算器４８に
よって係数Ｆが乗算された後、加算器４０を介して加算
器３０に帰還されている。
は、乗算器４２によって係数Ｂが乗算され、加算器４４
を介して可変長ディレイライン４６に供給され、この可
変長ディレイライン４６の出力は加算器４４に帰還され
ている。また、この加算器４４の出力は、乗算器４８に
よって係数Ｆが乗算された後、加算器４０を介して加算
器３０に帰還されている。
【００１１】加算器３０の出力が出力部２２に供給さ
れ、加算器３４の出力が出力部２４に供給され、加算器
４４の出力が出力部２６に供給される。
れ、加算器３４の出力が出力部２４に供給され、加算器
４４の出力が出力部２６に供給される。
【００１２】可変長ディレイライン３６、４６は、例え
ば複数段を有し、入力部２０に入力されるディジタル楽
音信号のサンプリング信号に同喫してシフトするシフト
レジスタによって構成することができ、加算器３４また
は４４への帰還出力を取り出す段を変更することによっ
て、即ち遅延段数を変更することによって、これら可変
長ディレイライン３６、４６での遅延時間を変更してい
る。
ば複数段を有し、入力部２０に入力されるディジタル楽
音信号のサンプリング信号に同喫してシフトするシフト
レジスタによって構成することができ、加算器３４また
は４４への帰還出力を取り出す段を変更することによっ
て、即ち遅延段数を変更することによって、これら可変
長ディレイライン３６、４６での遅延時間を変更してい
る。
【００１３】また、これら可変長ディレイライン３６、
４６での遅延時間は、可変長ディレイライン３６での遅
延時間を基準として、可変長ディレイライン４６での遅
延時間を整数分の一に設定してある。即ち、可変長ディ
レイライン３６での遅延段数をｎとすると、可変長ディ
レイライン４６での遅延段数ｍは、ｍ＝ｎ／ｋ（ｋは正
の整数）に設定してある。
４６での遅延時間は、可変長ディレイライン３６での遅
延時間を基準として、可変長ディレイライン４６での遅
延時間を整数分の一に設定してある。即ち、可変長ディ
レイライン３６での遅延段数をｎとすると、可変長ディ
レイライン４６での遅延段数ｍは、ｍ＝ｎ／ｋ（ｋは正
の整数）に設定してある。
【００１４】このディジタルフィルタにおける入力部２
０と出力部２２との間の伝達関数Ｈ１（Ｚ）、入力部２
０と出力部２４との間の伝達関数Ｈ２（Ｚ）、入力部２
０と出力部２４との間の伝達関数Ｈ３（Ｚ）は、それぞ
れ次のように表される。
０と出力部２２との間の伝達関数Ｈ１（Ｚ）、入力部２
０と出力部２４との間の伝達関数Ｈ２（Ｚ）、入力部２
０と出力部２４との間の伝達関数Ｈ３（Ｚ）は、それぞ
れ次のように表される。
【００１５】
【数１】
【数２】
【数３】
【００１６】これら伝達関数Ｈ１（Ｚ）乃至Ｈ３（Ｚ）
の少なくとも分母にはＺn Ｚm の項が含まれている。作
用の項で説明したように、Ｚn Ｚm の項を含み、ｍ＝ｎ
／ｋの関係があるので、ｋの値を変更することによっ
て、関連する倍数列からなる特定高調波群と、その他の
高調波群とで異なった周波数特性が得られる。
の少なくとも分母にはＺn Ｚm の項が含まれている。作
用の項で説明したように、Ｚn Ｚm の項を含み、ｍ＝ｎ
／ｋの関係があるので、ｋの値を変更することによっ
て、関連する倍数列からなる特定高調波群と、その他の
高調波群とで異なった周波数特性が得られる。
【００１７】例えば、サンプリング周波数を４８ＫＨ
ｚ、基本周波数を２ＫＨｚ、可変長ディレイライン３６
の段数を２４、可変長ディレイライン４６の段数を可変
長ディレイライン３６の１／２の１２とした場合（ｋ＝
１／２）の周波数特性を図２に示す。この場合、４ＫＨ
ｚ、８ＫＨｚ・・・と、基本周波数の偶数倍音が通過す
るが、他の倍音は大きく減衰される。
ｚ、基本周波数を２ＫＨｚ、可変長ディレイライン３６
の段数を２４、可変長ディレイライン４６の段数を可変
長ディレイライン３６の１／２の１２とした場合（ｋ＝
１／２）の周波数特性を図２に示す。この場合、４ＫＨ
ｚ、８ＫＨｚ・・・と、基本周波数の偶数倍音が通過す
るが、他の倍音は大きく減衰される。
【００１８】また、上記と同じサンプリング周波数、基
本周波数を用い、可変長ディレイライン３６の段数を２
４、可変長ディレイライン４６の段数を可変長ディレイ
ライン３６の１／３の８とした場合（ｋ＝１／３）の周
波数特性を図３に示す。この場合、６ＫＨｚ、１２ＫＨ
ｚ・・・と、基本周波数の３倍とその倍数列からなる周
波数は通過するが、他の倍音は大きく減衰される。
本周波数を用い、可変長ディレイライン３６の段数を２
４、可変長ディレイライン４６の段数を可変長ディレイ
ライン３６の１／３の８とした場合（ｋ＝１／３）の周
波数特性を図３に示す。この場合、６ＫＨｚ、１２ＫＨ
ｚ・・・と、基本周波数の３倍とその倍数列からなる周
波数は通過するが、他の倍音は大きく減衰される。
【００１９】このようにｋの値の倍数の倍音が通過し、
他の倍音が減衰されるので、可変長ディレイライン３６
の段数を基準とし、これの１／ｋの段数に可変長ディレ
イライン４６の段数を選択している。無論、可変長ディ
レイライン４６の段数を基準に、その段数の整数倍の段
数に可変長ディレイライン３６の段数を選択することも
可能であるが、このような場合には、通過させることが
できる基本周波数の倍音の決定が面倒になる。
他の倍音が減衰されるので、可変長ディレイライン３６
の段数を基準とし、これの１／ｋの段数に可変長ディレ
イライン４６の段数を選択している。無論、可変長ディ
レイライン４６の段数を基準に、その段数の整数倍の段
数に可変長ディレイライン３６の段数を選択することも
可能であるが、このような場合には、通過させることが
できる基本周波数の倍音の決定が面倒になる。
【００２０】なお、例えば可変長ディレイライン３６、
４６の段数をそれぞれ１とし、係数Ｆを−１に固定する
と、出力２２、２４、２６の伝達関数Ｈ１１（Ｚ）、Ｈ
２１（Ｚ）、Ｈ３１（Ｚ）は、次のように表される。
４６の段数をそれぞれ１とし、係数Ｆを−１に固定する
と、出力２２、２４、２６の伝達関数Ｈ１１（Ｚ）、Ｈ
２１（Ｚ）、Ｈ３１（Ｚ）は、次のように表される。
【００２１】
【数４】
【数５】
【数６】
【００２２】但し、αは２＋ＢＰ−Ｂ2 、β＝−ＢＰ−
１である。Ｈ１１（Ｚ）、Ｈ２１（Ｚ）、Ｈ３１（Ｚ）
は、それぞれ二次のハイパスフィルタ、バンドパスフィ
ルタ、ローパスフィルタの伝達関数として示される。従
って、出力部２２の出力はハイパスフィルタの、出力部
２４の出力はバンドパスフィルタの、出力部２６の出力
はローパスフィルタの周波数特性をそれぞれ示す。
１である。Ｈ１１（Ｚ）、Ｈ２１（Ｚ）、Ｈ３１（Ｚ）
は、それぞれ二次のハイパスフィルタ、バンドパスフィ
ルタ、ローパスフィルタの伝達関数として示される。従
って、出力部２２の出力はハイパスフィルタの、出力部
２４の出力はバンドパスフィルタの、出力部２６の出力
はローパスフィルタの周波数特性をそれぞれ示す。
【００２３】なお、乗算器３２、３８、４２、４８に供
給される係数Ｂ、Ｐ、Ｆの値を変更することによって、
ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィ
ルタの各周波数特性の帯域幅やＱ等を調整することがで
きる。
給される係数Ｂ、Ｐ、Ｆの値を変更することによって、
ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィ
ルタの各周波数特性の帯域幅やＱ等を調整することがで
きる。
【００２４】なお、上記の実施例では、可変長ディレイ
ライン３６、４６において整数サンプリング値の遅延し
か得られなかったが、補間演算することによって小数を
含んだサンプリング数の遅延も得ることができる。例え
ば、サンプリング周波数が４８ＫＨｚで、基準周波数が
２．５ＫＨｚとすると、上記の実施例と同様に、基本周
波数の偶数倍音だけを通過させるようにしようとする
と、可変長ディレイライン３６での遅延段数は、４８／
２．５＝２０．４、可変長ディレイライン４６での遅延
段数は、その半分の１０．２となる。そのため、可変長
ディレイライン３６では、２０段目の出力信号と、２１
段目の出力信号とを読みだし、これら両値を例えば直線
補間等の補間演算を行って、２０．４の遅延段数に相当
する出力を得る。可変長ディレイライン４６でも同様で
ある。
ライン３６、４６において整数サンプリング値の遅延し
か得られなかったが、補間演算することによって小数を
含んだサンプリング数の遅延も得ることができる。例え
ば、サンプリング周波数が４８ＫＨｚで、基準周波数が
２．５ＫＨｚとすると、上記の実施例と同様に、基本周
波数の偶数倍音だけを通過させるようにしようとする
と、可変長ディレイライン３６での遅延段数は、４８／
２．５＝２０．４、可変長ディレイライン４６での遅延
段数は、その半分の１０．２となる。そのため、可変長
ディレイライン３６では、２０段目の出力信号と、２１
段目の出力信号とを読みだし、これら両値を例えば直線
補間等の補間演算を行って、２０．４の遅延段数に相当
する出力を得る。可変長ディレイライン４６でも同様で
ある。
【００２５】また、出力部２２、２４、２６からそれぞ
れ異なった周波数特性の出力信号を取り出し、これらに
適当な係数を乗算してから、混合して、さらに複雑な周
波数特性を得ることもできる。
れ異なった周波数特性の出力信号を取り出し、これらに
適当な係数を乗算してから、混合して、さらに複雑な周
波数特性を得ることもできる。
【００２６】以上の実施例は、単音の処理について説明
したが、この発明によるディジタルフィルタを複数並列
に設け、各ディジタルフィルタにそれぞれ異なるディジ
タル楽音信号を入力し、これら各ディジタルフィルタの
出力信号を合成するような音色形成装置として使用する
こともできる。
したが、この発明によるディジタルフィルタを複数並列
に設け、各ディジタルフィルタにそれぞれ異なるディジ
タル楽音信号を入力し、これら各ディジタルフィルタの
出力信号を合成するような音色形成装置として使用する
こともできる。
【００２７】ディジタルフィルタの回路構成は、上記の
実施例に限ったものではなく、巡回型フィルタや非巡回
型フィルタで複数の遅延手段が設けられたものであれ
ば、種々のものを使用することができる。無論、その場
合、複数の遅延手段の遅延時間は、或る遅延手段の遅延
時間と、他の遅延手段の遅延時間とが、整数比の関係に
あるように定める必要がある。また、本発明によるディ
ジタルフィルタは、ＤＳＰによって構成することもでき
る。
実施例に限ったものではなく、巡回型フィルタや非巡回
型フィルタで複数の遅延手段が設けられたものであれ
ば、種々のものを使用することができる。無論、その場
合、複数の遅延手段の遅延時間は、或る遅延手段の遅延
時間と、他の遅延手段の遅延時間とが、整数比の関係に
あるように定める必要がある。また、本発明によるディ
ジタルフィルタは、ＤＳＰによって構成することもでき
る。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、入力手
段から入力されたディジタル信号にフィルタ演算を行う
フィルタ手段が、複数の遅延手段を設け、さらに各遅延
手段のうち或る遅延手段の遅延時間と他の遅延手段の遅
延時間とを整数比の関係に設定してあるので、前記整数
比の関係で、かつ入力信号のピッチに対応した遅延時間
に設定すれば、奇数高調波と偶数高調波とで異なる周波
数特性をもつディジタルフィルタとすることができ、ま
た、入力信号のピッチに無関係の場合でも、従来のディ
ジタルフィルタより複雑な周波数特性に設定することが
できるという、従来のディジタルフィルタでは得ること
のできなかった複雑な周波数特性を持つディジタルフィ
ルタを提供することができ、例えば楽音信号等の処理に
適したフィルタを得ることができる。
段から入力されたディジタル信号にフィルタ演算を行う
フィルタ手段が、複数の遅延手段を設け、さらに各遅延
手段のうち或る遅延手段の遅延時間と他の遅延手段の遅
延時間とを整数比の関係に設定してあるので、前記整数
比の関係で、かつ入力信号のピッチに対応した遅延時間
に設定すれば、奇数高調波と偶数高調波とで異なる周波
数特性をもつディジタルフィルタとすることができ、ま
た、入力信号のピッチに無関係の場合でも、従来のディ
ジタルフィルタより複雑な周波数特性に設定することが
できるという、従来のディジタルフィルタでは得ること
のできなかった複雑な周波数特性を持つディジタルフィ
ルタを提供することができ、例えば楽音信号等の処理に
適したフィルタを得ることができる。
【図１】本発明によるディジタルフィルタの１実施例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】同実施例における可変長ディレイライン３６、
４６の遅延段数を２４、１２としたときに出力部２６か
ら得られる出力信号の周波数特性図である。
４６の遅延段数を２４、１２としたときに出力部２６か
ら得られる出力信号の周波数特性図である。
【図３】同実施例における可変長ディレイライン３６、
４６の遅延段数を２４、８としたときに出力部２６から
得られる出力信号の周波数特性図である。
４６の遅延段数を２４、８としたときに出力部２６から
得られる出力信号の周波数特性図である。
【図４】従来の櫛型フィルタのブロック図である。
【図５】図４のディジタルフィルタにおける可変長ディ
レイラインの遅延段数を所定の段数としたときの周波数
特性図である。
レイラインの遅延段数を所定の段数としたときの周波数
特性図である。
【図６】図４のディジタルフィルタにおける帰還係数の
符号及び値を図５と異ならせたときの周波数特性図であ
る。
符号及び値を図５と異ならせたときの周波数特性図であ
る。
３０ 加算器 ３２ 乗算器 ３４ 加算器 ３６ 可変長ディレイライン（遅延手段） ３８ 乗算器 ４０ 加算器 ４２ 乗算器 ４４ 加算器 ４６ 可変長ディレイライン（遅延手段） ４８ 乗算器
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル信号を入力する入力手段と、
複数の遅延手段と乗算手段と加算手段とを設け、上記入
力手段からの上記ディジタル信号にフィルタ演算を行う
フィルタ演算手段とを、備え、上記フィルタ演算手段中
の複数の遅延手段の内、少なくとも２つの遅延時間を整
数比の関係になるように設定したことを特徴とするディ
ジタルフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4188726A JPH064077A (ja) | 1992-06-22 | 1992-06-22 | ディジタルフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4188726A JPH064077A (ja) | 1992-06-22 | 1992-06-22 | ディジタルフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH064077A true JPH064077A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=16228708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4188726A Withdrawn JPH064077A (ja) | 1992-06-22 | 1992-06-22 | ディジタルフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH064077A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022002361A (ja) * | 2020-06-19 | 2022-01-06 | 沖電気工業株式会社 | 信号処理装置、信号処理プログラム及び信号処理方法 |
-
1992
- 1992-06-22 JP JP4188726A patent/JPH064077A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022002361A (ja) * | 2020-06-19 | 2022-01-06 | 沖電気工業株式会社 | 信号処理装置、信号処理プログラム及び信号処理方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990831 |