JPH063956B2 - 不完全な送信媒体のための総体的なモデム構造体 - Google Patents

不完全な送信媒体のための総体的なモデム構造体

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JPH063956B2
JPH063956B2 JP61502770A JP50277086A JPH063956B2 JP H063956 B2 JPH063956 B2 JP H063956B2 JP 61502770 A JP61502770 A JP 61502770A JP 50277086 A JP50277086 A JP 50277086A JP H063956 B2 JPH063956 B2 JP H063956B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 技術分野 本発明は、一般に、データ通信の分野に関するもので、
より詳細には、高速モデムに関する。
従来技術 最近、デジタルデータを直接送信するための特殊設計の
電話線が導入されている。しかしながら、膨大な量の電
話線はアナログの音声周波数（ＶＦ）信号を搬送するよ
うに設計されている。モデムは、ＶＦ搬送波信号を変調
してデジタル情報をＶＦ搬送波信号にエンコードしそし
てこれらの信号を復調してこの信号によって保持された
デジタル情報をデコードするのに用いられている。
既存のＶＦ電話線は、モデムの性能を低下すると共に、
所望のエラー率以下でデータを送信することのできる速
度を制限するような多数の制約がある。これらの制約に
は、周波数に依存するノイズがＶＦ電話線に存在するこ
とや、ＶＦ電話線によって周波数に依存する位相遅延が
挿入されることや、周波数に依存する信号ロスがあるこ
とが含まれる。
一般に、ＶＦ電話線の使用可能な帯域は、ゼロより若干
上から約４KHzまでである。電話線ノイズの電力スペク
トルは、周波数にわたって均一に分布されず、一般的に
不定なものである。従って、これまで、ＶＦ電話線の使
用可能な帯域にわたるノイズスペクトルの分布を測定す
る方法は皆無である。
更に、周波数に依存する伝播遅延がＶＦ電話線によって
誘起される。従って、複雑な多周波数信号の場合は、Ｖ
Ｆ電話線により信号の種々の成分間に位相遅延が誘起さ
れる。この位相遅延も不定なものであり、送信が行なわ
れる特定の時間に個々のＶＦ電話線について測定しなけ
ればならない。
更に、ＶＦ電話線の信号ロスは周波数と共に変化する。
等価ノイズは、各搬送波周波数に対して信号ロス成分に
追加されるノイズスペクトル成分であり、両成分は、デ
シベル（ｄＢ）で測定される。
一般に、公知のモデムは、満足なエラー率を得るように
データ速度をダウン方向にシフトすることによって等価
ラインノイズ及び信号ロスを補償している。例えば、バ
ラン(Baran)氏の米国特許第４４３８５１１号には、ガ
ンダルフ・データ・インク(Gandalf Data Inc.,)によっ
て製造されたＳＭ９６００スーパー・モデムと称する高
速モデムが開示されている。ノイズ障害がある場合、こ
のＳＭ９６００は、その送信データ速度を４８００bps
又は２４００bpsに「ギヤシフト」即ち低下させる。バ
ラン氏の特許に開示されたシステムは、６４の直角変調
された搬送波によってデータを送信する。バラン氏のシ
ステムは、ライン上の大きなノイズ成分の周波数と同じ
周波数を有する搬送波の送信を終らせることにより、Ｖ
Ｆライン上のノイズの周波数依存性を補償するものであ
る。従って、バラン氏のシステムは、ＶＦラインノイズ
スペクトルの最高点の搬送波周波数で送信を終らせるこ
とによりそのスループットを僅かに低下させる。バラン
氏のシステムは、本質的に、ＶＦラインノイズスペクト
ルの分布に基づいて各搬送波信号のゴー／ノー・ゴー判
断を行なう。本発明は、バラン氏によって開始された努
力を引き継ぐものである。
殆どの公知のシステムは、ＶＦラインによって誘起され
る周波数依存性の位相遅延を等化システムによって補償
するものである。最も大きな位相遅延は、使用可能な帯
域の端付近の周波数成分において誘起される。従って、
帯域の中心付近の周波数成分は、帯域の外側の周波数成
分を捕獲できるように遅延される。等化を行なう場合に
は、一般に、上記の遅延を実行するための追加回路が必
要とされる。
ＶＦ電話線を介しての両方向送信に関連した更に別の問
題は、出ていく信号と入ってくる信号とで干渉を生じる
おそれがあることである。一般に、２つの信号の分離及
びアイソレーションは、次の３つの方法の１つで行なわ
れる。
（ａ）別々の信号に対して別々の周波数を使用する周波
数マルチプレクシング。この方法は、モデムをベースと
する遠隔通信システムに通常用いられるものである。
（ｂ）別々の信号に対して別々の時間セグメントを使用
する時間マルチプレクシング。この方法は、送信器がこ
れに含まれた全てのデータを送信した後にのみチャンネ
ルを放棄する半二重システムにおいてしばしば使用され
る。
（ｃ）直交コードを用いて信号を送信するコードマルチ
プレクシング。
上記の全てのシステムでは、利用できるスペースが、最
初のシステム設計中に固定された一定の割合に基づいて
分割される。しかしながら、これらの一定の割合は、各
モデムに生じる実際のトラフィックロード（通信負荷）
問題に適したものではない。例えば、離れたホストコン
ピュータに接続されたＰＣワークステーションにいる事
務員は、１０又は２０個の文字をタイプし、その応答と
して全スクリーンを受け取る。この場合、送信側モデム
と受信側モデムとの間にチャンネルを等しく割り当てる
一定の割合では、ＰＣワークステーションの事務員にチ
ャンネルを相当過剰に割り当てることになる。従って、
実際のトラフィックロード状態の必要性に応じてチャン
ネル容量を割り当てるモデムがあれば、チャンネル容量
の効率的な利用が著しく促進される。
発明の要旨 本発明は、ダイヤル式のＶＦ電話線に使用する高速モデ
ムに関する。このモデムは、多搬送波変調機構を使用し
ており、全データ送信率を最大にするようにデータ及び
電力を種々の搬送波に可変に割り当てる。搬送波間での
電力の割当は、割り当てる全電力が指定の限界を越えて
はならないという制約を受ける。
好ましい実施例では、上記モデムは、更に、通信リンク
の制御権を実際のユーザ要求に応じて２つのモデム（Ａ
及びＢ）間で分担させる可変割当システムを備えてい
る。
本発明の別の特徴は、周波数に依存する位相遅延を補償
すると共に記号間の干渉を防止するシステムであって、
等化ネットワークを必要としないようなシステムにあ
る。
本発明の１つの特徴によれば、直角振幅変調（ＱＡＭ）
を用いて色々な複雑さ、即ち１回の変調で送信するビッ
ト数のデータエレメントが各搬送波にエンコードされ
る。各搬送波周波数における等価ノイズ成分は、２つの
モデム（ＡとＢ）との間の通信リンクを経て測定され
る。
良く知られているように、ビットエラー率（ＢＥＲ）を
指定レベル以下に維持すべき場合には、所与の搬送波周
波数における所与の複雑さのデータエレメントを送信す
るに要する電力を、その周波数の等価ノイズ成分が増加
した時に、増加しなければならない。同様に、データの
複雑さ、即ち１回の変調で送信するビット数を増加する
ためには、信号対雑音比、即ち、Ｓ／Ｎ比を増加しなけ
ればならない。
本発明の一実施例においては、外的なＢＥＲ及び全利用
電力の制約内で全データ率を最大にするようにデータ及
び電力が割り当てられる。電力割当システムは、各搬送
波における記号率をｎからｎ＋１までの情報単位で増加
するために余分な所要電力を計算する。次いで、システ
ムは、記号率を１情報単位だけ増加するように最小の追
加電力を必要とする搬送波に情報単位を割り当てる。余
裕電力は、特に確立された送信リンクの等価ノイズスペ
クトルの値によって決まるので、電力及びデータの割当
は、この特定のリンクについてのノイズを補償するよう
に特に調整される。
本発明の別の特徴によれば、各搬送波における記号の第
１の部分は、記号の巾をＴＥとし、この第１部分の巾を
ＴＰＨとすれば、巾ＴＥ＋ＴＰＨのガード時間波形を形
成するように再送信される。ＴＰＨの大きさは、波形の
周波数成分について推定される最大位相遅延に等しいか
又はそれより大きい。例えば、記号が時間ＴＥ内に送信
された時間シリーズｘｏ・・・ｘｎ−１によって表わさ
れる場合には、ガード時間波形が時間ＴＥ＋ＴＰＨ内に
送信された時間シリーズｘｏ・・・ｘｎ−１，ｘｏ・・
・ｘｍ−１によって表わされる。ｍのｎに対する比は、
ＴＰＨのＴＥに対する比に等しい。
受信モデムにおいては、ガード時間波形の第１周波数成
分の時間インターバルＴｏが決定される。巾ＴＥのサン
プリング周期は、時間Ｔｏ＋ＴＰＨにおいて開始され
る。
従って、各搬送波周波数における全記号がサンプリング
され、記号間の干渉が除去される。
本発明の更に別の特徴によれば、モデムＡとＢとの間で
の送信リンクの制御の割当は、１つの送信サイクル中に
各モデムが送信するパケットの数に対して限界をセット
することによって行なわれる。情報パケットは、１つの
波形を構成する搬送波全体においてエンコードされたデ
ータを備えている。又、各モデムは、モデム間の通信リ
ンクを維持するための最小数のパケットを送信するよう
に構成される。従って、１つのモデムが送信すべきデー
タを有していない場合でも、最小のパケットがタイミン
グを維持し、他のパラメータが送信される。一方、モデ
ムのデータ量が多い場合には、制限された最大数のパケ
ットＮのみを送信してから他のモデムへ制御権を放棄す
るような制約が課せられる。
実際に、モデムＡが少量のデータを有しそしてモデムＢ
が大量のデータを有する場合には、モデムＢが殆どの時
間中送信リンクの制御権を有することになる。制御権が
最初にモデムＡに指定された場合には、これが最小数Ｉ
のパケットのみを送信する。従って、モデムＡは、短い
時間中にのみ制御権を有する。次いで、制御権はモデム
Ｂに指定され、Ｎ個のパケットを送信する。Ｎは非常に
大きなものである。再び、制御権はモデムＡに指定さ
れ、Ｉ個のパケットを送信してから制御権をＢに戻す。
従って、制御権の割当は、Ｉ対Ｎの比に比例する。モデ
ムＡのデータ量の送信にＬ個のパケットが必要とされる
場合（ここで、ＬはＩとＮとの間の値である）、割当
は、ＬとＮの比に比例する。従って、送信リンクの割当
は、ユーザの実際の要求に基づいて変化する。
更に、パケットの最大数Ｎは、各モデムごとに同じであ
る必要はなく、モデムＡ及びＢによって送信されるべき
データの既知の不均衡を受け入れるように変えることが
できる。
本発明の更に別の特徴によれば、データを決定する前に
信号ロス及び周波数オフセットが測定される。追従シス
テムは、測定値からの変化を決定し、これらのずれを補
償する。
本発明の更に別の特徴によれば、Ｔｏの正確な値を決定
するシステムが含まれている。このシステムは、時間Ｔ
ＡにモデムＡから送信される波形に含まれたｆ１及びｆ
２の２つのタイミング信号を用いている。時間ＴＡにお
ける第１と第２のタイミング信号間の相対的な位相差は
ゼロである。
波形は、モデムＢに受け取られ、ｆ１のエネルギを検出
することによって受信時間のおおよその推定値Ｔ EST
が得られる。この時間Ｔ ESTにおけるタイミング信号
間の相対的な位相差を用いて、正確なタイミング基準Ｔ
ｏが得られる。
図面の簡単な説明 第１図は、本発明に用いられる搬送波周波数全体のグラ
フ、 第２図は、各搬送波のＱＡＭを示す座標のグラフ、 第３図は、本発明の実施例を示すブロック図、 第４図は、本発明の同期プロセスを示すフローチャー
ト、 第５図は、０，２，４，５，６ビットデータエレメント
に対する座標、例示的な信号対雑音比及び各座標に対す
る電力レベルを示す一連のグラフ、 第６図は、水充填アルゴリズムを示すグラフ、 第７図は、本発明に用いる水充填アルゴリズムの応用を
示すヒストグラム、 第８図は、搬送波周波数全体の周波数成分に対する位相
依存周波数遅延の影響を示すグラフ、 第９図は、記号間干渉を防止するために本発明に用いら
れる波形を示すグラフ、 第１０図は、送信された搬送波周波数全体を受信する方
法を示すグラフ、 第１１図は、変調テンプレートを示す概略図、 第１２図は、変調テンプレートの１つの方形の象限を示
す概略図、そして 第１３図は、本発明のハードウエア実施例を示す概略図
である。
好ましい実施例の詳細な説明 本発明は、周波数に依存するラインノイズを補償するよ
うに周波数全体における種々の搬送波周波数間で電力を
状態に応じて割り当て、周波数に依存する位相遅延を補
償するための等化回路の必要性を排除し、変化するチャ
ンネルロード状態を考慮して送信側モデムと受信側モデ
ムとの間でチャンネルを割り当てる二重機構を形成する
ようなモデムに関する。本発明の更に別の特徴は、以下
で述べる。
本発明の理解を容易にするために、本発明に用いられる
周波数全体及び変調機構を第１図及び第２図について最
初に簡単に説明する。次いで、第３図を参照して、本発
明の特定の実施例を説明する。最後に、第４図ないし第
１３図を参照して、本発明の動作及び種々の特徴を説明
する。
変調及び全体の構成 第１図は、本発明の送信周波数全体１０を示す概略図で
ある。これは、使用可能な４KHzのＶＦ帯域にわたって
等しく離間された５１２個の搬送波周波数１２を含んで
いる。本発明は、各搬送波周波数における位相に拘りな
いサイン及びコサイン信号を送信するような直角振幅変
調（ＱＡＭ）を用いている。所与の搬送波周波数で送信
されるデジタル情報は、その周波数における位相に拘り
ないサイン及びコサイン信号を振幅変調することによっ
てエンコードされる。
ＱＡＭシステムは、全ビット率ＲＢでデータを送信す
る。しかしながら、記号もしくはボーレートＲＳで示さ
れた各搬送波の送信率は、ＲＢの一部分に過ぎない。例
えば、データが２つの搬送波間に等しく割り当てられる
場合には、ＲＳ＝ＲＢ／２となる。
好ましい実施例では、０，２，４，５又は６ビットデー
タエレメントが各搬送波においてエンコードされ、各搬
送波の変調は１３６ミリ秒ごとに変化する。各搬送波に
ついて６ビットのＲＳを仮定すれば、理論的な最大値Ｒ
Ｂは、２２５８０ビット／秒（bps）となる。搬送波の
７５％にわたって４ビットのＲＳを仮定すれば、典型的
に実現できるＲＳは、約１１３００bpsに等しい。この
例示的な高いＲＳは、ビットエラー率が１エラー／１０
００００送信ビット未満の状態で達成される。
第１図において、複数の垂直線１４は、周波数全体を
「エポック」と称する時間増分に分割する。エポック
は、巾がＴＥであり、ＴＥの大きさは以下で述べるよう
に決定される。
デジタルデータを種々の搬送波周波数にエンコードする
ＱＡＭシステムを第２図について説明する。第２図に
は、第ｎ番目の搬送波に対する４ビット「座標」２０が
示されている。４ビット数は、１６の個々の値をとるこ
とができる。この座標における各点は、ベクトル（ｘ
ｎ，ｙｎ）を表わしており、ｘｎはサイン信号の振幅で
あるｙｎは磁気ＱＡＭシステムにおけるコサイン信号の
振幅である。付随の文字ｎは、変調される搬送波を示し
ている。従って、４ビット座標では、４つの個々のｙｎ
の値と、４つの個々のｘｎの値とが必要とされる。以下
で詳細に述べるように、所与の搬送波周波数で送信され
るビットの数を増加するためには、その周波数に等価ノ
イズ成分があるために、電力を増加することが必要とさ
れる。４ビット送信の場合、受信側のモデムは、ｘｎ及
びｙｎ振幅係数の４つの考えられる値を弁別できねばな
らない。この弁別能力は、所与の搬送波周波数に対する
信号対雑音比によって左右される。
好ましい実施例では、パケット技術を用いてエラー率が
減少される。１つのパケットは、搬送波の変調されたエ
ポックと、エラー検出データとを含んでいる。各パケッ
トは、エラーが生じた場合、修正されるまで繰返し送信
される。或いは又、データの繰返し送信が所望されない
システムでは、ホワードエラー修正コードを含むエポッ
クが用いられる。
ブロック図 第３図は、本発明の実施例のブロック図である。これに
ついて説明すると、発振側モデム２６は、公共のスイッ
チ式電話線を経て形成された通信リンクの発振端に接続
される。通信システムには、通信リンクの応答端に接続
された応答モデムも含まれることを理解されたい。以下
の説明において、発振モデムの同じ又は同様の部分に対
応する応答モデムの部分は、発振モデムの参照番号にプ
ライム（′）記号を付けて示す。
第３図を説明すると、入ってくるデータ流は、モデム２
６の送信システム２８によりデータ入力３０に受け取ら
れる。データは、一連のデータビットとしてバツファメ
モリ３２に記憶される。バツファメモリ３２の出力は、
変調パラメータ発生器３４の入力に接続される。変調パ
ラメータ発生器３４の出力は、ベクトルテーブルバツフ
ァメモリ３６に接続され、該バツファメモリ３６は変調
器４０の入力に接続される。変調器４０の出力は、時間
シーケンスバツファ４２に接続され、次いで、該バツフ
ァ４２は、アナログＩ／Ｏインターフェイス４４に含ま
れたデジタル／アナログコンバータ４３の入力に接続さ
れる。インターフェイス４４は、モデムの出力を公共の
スイッチ式電話線４８に接続する。
受信システム５０は、公共のスイッチ式電話線４８に接
続されてインターフェイス４４に含まれたアナログ／デ
ジタルコンバータ（ＡＤＣ）５２を備えている。ＡＤＣ
５２の出力は受信時間シリーズバッファ５４に接続さ
れ、該バッファは、次いで、復調器５６の入力に接続さ
れる。復調器５６の出力は、受信ベクトルテーブルバッ
ファ５８に接続され、該バッファは、次いで、デジタル
データ発生器６０の入力に接続される。このデジタルデ
ータ発生器６０の出力は、受信データビットバッファ６
２に接続され、該バッファは、出力端子６４に接続され
る。
制御及びスケジュールリングユニット６６は、変調パラ
メータ発生器３４、ベクトルテーブルバッファ３６、復
調器５６及び受信ベクトルテーブルバッファ５８に接続
されている。
第３図に示された実施例の機能について概略的に説明す
る。データを送信する前に、発振モデム２６は、応答モ
デム２６′と協働して、各搬送波周波数における等価ノ
イズレベルを測定し、各搬送波周波数で送信されるべき
エポック当たりのビット数を決定し、以下で詳細に述べ
るように、各搬送波周波数に電力を割り当てる。
入ってくるデータは、入力ポート３０で受け取られ、入
力バッファ３２に記憶されるビットシーケンスにフォー
マット化される。
変調器３４は、上記のＱＡＭシステムを用いて、所与の
数のビットを各搬送波周波数のための（ｘｙ，ｙｎ）ベ
クトルにエンコードする。例えば、周波数ｆｎで４つの
ビットを送信することが決定された場合には、ビット流
からの４つのビットが第２図の４ビット座標内の１６個
の点の１つに変換される。これら座標点の各々は、４つ
のビットの１６個の考えられる組合せの１つに対応す
る。従って、周波数ｎに対するサイン及びコサイン信号
の振幅は、ビットシーケンスの４つのビットをエンコー
ドする座標内の点に対応する。（ｘｎ，ｙｎ）ベクトル
は、次いで、ベクトルバッファテーブル３６に記憶され
る。変調器は、周波数全体に含まれた搬送波のための
（ｘｎ，ｙｎ）ベクトルのテーブルを受け取り、ＱＡＭ
搬送波周波数の全体を構成する波形を表わすデジタルエ
ンコード化された時間シリーズを形成する。
好ましい実施例では、変調器４０は、高速フーリエ変換
器（ＦＦＴ）を備えており、（ｘ，ｙ）ベクトルをＦＦ
Ｔ係数として用いて逆ＦＦＴ演算を実行する。ベクトル
テーブルは、５１２周波数座標の１０２４個のＦＦＴ点
を表わす１０２４の個々の点を含んでいる。逆ＦＦＴ演
算により、ＱＡＭ全体を表わす１０２４個の点が時間シ
リーズで形成される。このデジタルエンコードされた時
間シリーズの１０２４個のエレメントは、デジタル時間
シリーズバッファ４２に記憶される。デジタル時間シー
ケンスは、アナログ／デジタルコンバータ４３によりア
ナログ波形に変換され、インターフェイス４６は、公共
のスイッチ式電話線４８を経て送信するように信号を調
整する。
受信システム５０について説明すれば、公共のスイッチ
式電話線４８から受信したアナログ波形は、インターフ
ェイス４６によって調整され、アナログ／デジタルコン
バータ５２に向けられる。アナログ／デジタルコンバー
タ５２は、アナログ波形をデジタルの１０２４入力時間
シリーズテーブルに変換し、これは、受信時間シリーズ
バッファ５４に記憶される。復調器５６は、１０２４入
力時間シリーズテーブルを５１２入力（ｘｎ，ｙｎ）ベ
クトルテーブルに変換し、これは、受信ベクトルテーブ
ルバッファ５８に記憶される。この変換は、時間シリー
ズに基づいてＦＦＴを実行することにより行なわれる。
各周波数搬送波にエンコードされたビットの数に関する
情報は、復調器及びデジタルデータ発生器６０に既に記
憶されており、従って、受信ベクトルテーブルバッファ
５８に記憶された（ｘ，ｙ）テーブルは、デジタルデー
タ発生器６０により出力データビットシーケンスに変換
されることに注意されたい。例えば（ｘｎ，ｙｎ）ベク
トルが４ビットのシーケンスを表わす場合には、このベ
クトルがデジタルデータ発生器６０により４ビットシー
ケンスに変換されそして受信データビットバッファ６２
に記憶される。受信データビットシーケンスは、次い
で、出力データ流として出力６４へ送られる。
使用するＦＦＴ技術の完全な説明は、１９７５年Ｎ．
Ｊ．のプレンティス・ホール・インク（Prentice-Hall,
Inc.,）により出版されたラビナ（Rabiner）氏等の「デ
ジタル信号処理の理論及び応用（Theory and Applicati
ons of Digital Signal Processing）」と題する文献に
述べられている。しかしながら、上記したＦＦＴ変調技
術は、本発明の重要な部分ではない。或いは又、参考と
してここに取り上げる前記バラン氏の特性のカラム１
０、ライン１３−７０及びカラム１１、ライン１−３０
に述べられたように、搬送波トーンを直接乗算すること
によって変調を行なうこともできる。更に、バラン氏の
特許のカラム１２、ライン３５−７０、カラム１３、ラ
イン１−７０及びカラム１４、ライン１−１３に述べら
れた復調システムと取り替えることもできる。
制御及びスケジュールリングユニット６６は、一連の動
作を全体的に監視するように維持し、入力及び出力機能
を制御する。
等価ノイズの測定 上記したように、各周波数搬送波にエンコードされたデ
ータエレメント及びその周波数搬送波に割り当てられた
電力の情報内容は、その搬送波周波数におけるチャンネ
ルノイズ成分の大きさによって左右される。周波数ｆｎ
における等価送信ノイズ成分Ｎ（ｆｎ）は、周波数ｆｎ
における測定した（受信した）ノイズ電力に、周波数ｆ
ｎにおける測定した信号ロスを乗算したものである。等
価ノイズはラインごとに変化し、所与のラインにおいて
も時間ごとに変化する。従って、ここに示すシステムで
は、データ送信の直前にＮ（ｆ）が測定される。
このＮ（ｆ）を測定して、応答及び発振モデム２６と２
６′との間に通信リンクを確立するために本システムに
用いられる同期技術の段階が第４図に示されている。第
４図を説明すれば、ステップ１において、発振モデムは
応答モデムの番号をダイヤルし、応答モデムはオフ・フ
ックの状態となる。ステップ２において、応答モデム
は、次の電力レベルで２つの周波数のエポックを送信す
る。
（ａ）１４３７．５Hz：−３dBR （ｂ）１６８７．５Hz：−３dBR 電力は、基準値Ｒに対して測定し、好ましい実施例で
は、０dBR＝−９dBmであり、ｍはミリボルトである。こ
れらのトーンは、以下で詳細に説明するように、タイミ
ング及び周波数オフセットを決定するのに用いられる。
次いで、応答モデムは、全部で５１２の周波数を含む応
答コームを−２７dBRで送信する。発振モデムは、この
応答コームを受け取り、このコームにおいてＦＦＴを実
行する。５１２個の周波数の電力レベルは指定の値にセ
ットされるので、応答モデム２６の制御及びスケジュー
ルリングユニット６６は、受信したコードの各周波数に
対して（ｘｎ，ｙｎ）値を比較し、これらの値を、送信
された応答コードの電力レベルを表わす（ｘｎ，ｙｎ）
値のテーブルと比較する。この比較により、ＶＦ電話線
を通しての送信による各周波数の信号ロスが得られる。
ステップ３の間に、発振モデム２６及び応答モデム２
６′の両方は、各々のモデムによる送信が行なわれない
場合にラインに存在するノイズデータを累積する。次い
で、両方のモデムは、累積されたノイズ信号に基づいて
ＦＦＴを実行し、各搬送波周波数における測定した（受
信した）ノイズスペクトル成分値を決定する。多数のノ
イズエポックを平均化して、測定値の精度を高める。
ステップ４において、発振モデムは、２つの周波数のエ
ポックと、それに続いて、５１２の周波数の発振コーム
を、ステップ２について述べたものと同じ電力レベルで
送信する。応答モデムは、エポック及び発振コームを受
け取り、ステップ２の発振モデムについて述べたように
各搬送波周波数におけるタイミング、周波数ずれ及び信
号ロスの値を計算する。この点において、発振モデム２
６は、ノイズ及び信号ロスデータを応答発振方向に送信
するように累積しており、一方、応答モデムは、発振応
答方向の送信に関連する同じデータを累積している。各
モデムは、発振応答方向及び応答発振方向の両方におけ
る送信ロス及び受信ノイズに関連したデータを必要とす
る。それ故、このデータは、同期プロセスの残りのステ
ップに基づいて２つのモデム間で交換される。
ステップ５において、発振モデムは、どの搬送波周波数
が標準電力レベルの２ビット送信を応答発振方向に維持
するかを示す第１の位相エンコード信号を発生して送信
する。標準電力レベルで応答発振方向に２ビットを維持
する各成分は、１８０°の相対的な位相を有した−２８
dBR信号として発生される。標準電力レベルで応答発振
方向に２ビット送信を維持しない各成分は、−２８で０
°の相対的位相の信号としてコード化される。応答モデ
ムは、この信号を受信し、どの周波数搬送波が応答発振
方向に２ビットの送信を維持するかを決定する。
ステップ６において、応答モデムは、どの搬送波周波数
が発振応答方向及び応答発振方向の両方に２ビット送信
を維持するかを示す第２の位相エンコード信号を発生し
送信する。この信号を発生できるのは、応答モデムが発
振応答方向のノイズ及び信号ロスデータを累積しており
且つステップ５で発振モデムにより発生された信号にお
いて応答発振方向に対して同じデータを受信しているか
らである。発振モデムによって発生された信号におい
て、２つのビットを両方向に維持する各周波数成分は、
１８０°の相対的な位相でコード化され、他の全ての成
分は、０°の相対的な位相でコード化される。
これで、２つのモデム間に送信リンクが存在する。一般
に、３００ないし４００個の周波数成分が標準電力レベ
ルの２ビット送信を維持し、これにより、２つのモデム
間に約６００ビット／エポック率を確立する。ステップ
７では、この存在するデータリンクを経て形成される全
体的なパケットにおいて応答発振方向に各周波数で維持
することのできるビットの数（０−１５）及び電力レベ
ル（０−６３dB）に関するデータを発振モデムが送信す
る。従って、ここで、発振及び応答モデムの両方は、応
答発振方向の送信に関するデータをもつことになる。各
周波数成分に維持することのできるビットの数及び電力
レベルを計算するためのステップについて以下に述べ
る。
ステップ８において、応答モデムは、存在するデータリ
ンクを用いて発振応答方向に各周波数に維持することの
できるビットの数及び電力レベルに関するデータを送信
する。従って、両モデムは、応答発振及び発振応答の両
方向において各周波数成分に維持すべきビットの数及び
電力レベルが分かる。
各搬送波周波数における等価ノイズレベル成分の決定に
関する上記の説明では、所与のシーケンスの所要のステ
ップが説明された。しかしながら、これらの一連のステ
ップはあまり重要ではなく、多くのステップは同時に行
なってもよいし別の順序で行なってもよい。例えば、発
振コードに基づくＦＦＴの実行とノイズデータの累積を
同時に行なうことができる。又、同期プロセス中に正確
なタイミング基準も計算される。このタイミング基準の
計算は、各周波数成分に割り当てられたビットの数及び
電力レベルを計算する方法を説明した後に、詳細に述べ
る。
送信信号と受信信号との間に７Hzまでの周波数オフセッ
トが存在するのは、一般のＶＦ電話線の障害である。Ｆ
ＦＴを確実に機能させるためには、このオフセットを補
正しなければならない。好ましい実施例では、この補正
は、受信信号の真の像及びヒルバート像によりオフセッ
ト周波数における直角トーンの片側波帯変調を行なうこ
とによって達成される。同期及び追従アルゴリズムによ
り、必要な周波数オフセットの推定値が形成される。
電力及びコードの複雑さ、即ち１回の変調で送信するビ
ット数の指定 各搬送波周波数信号にエンコードされた情報は、復調器
５６により受信チャンネルにおいてデコードされる。チ
ャンネルノイズは、送信信号を歪ませ、復調プロセスの
精度を低下させる。例えば、特定の周波数ｆｏにＢｏ個
のビットがあるという特定の複雑さ、即ち１回の変調で
送信するビット数を有するデータエレメントを、等価ノ
イズレベル成分Ｎｏにより特徴付けられたＶＦ電話線を
経て送信する場合について分析する。一般に、外部シス
テムの条件により、許容できる最大ビットエラー率が決
定される。ノイズレベルＮｏ及び周波数ｆｏでｂｏ個の
ビットを送信する場合には、信号対雑音比がＥｂ／Ｎｏ
以上でなければならない。但し、Ｅｂは、ＢＥＲを所与
のＢＥＲ（ＢＥＲ）ｏより小さく維持するための信号電
力／ビットである。
第５図は、種々の複雑さ、即ち１回の変調で送信するビ
ット数Ｂの信号に対するＱＡＭ座標を示している。各座
標に対する例示的な信号対雑音比Ｅｂ／Ｎｏと、上記の
（ＢＥＲ）ｏを越えずにこの座標におけるビットの数を
送信するに要する電力とが、各座標グラフの横に示され
ている。
モデムは、公共のスイッチ式電話線に出力される全利用
電力が電話会社及び政府機関によって設定された値Ｐｏ
を越えないという制約のもとで作動する。従って、ライ
ンノイズを補償するために信号電力が不定に増加するこ
とはない。それ故、所要のＢＥＲを維持するためには、
ノイズが増加するにつれて、送信信号の複雑さ、即ち１
回の変調で送信するビット数を低減しなければならな
い。
殆どの既存のモデムは、ラインノイズ電力が増加する時
に、信号の複雑さ、即ち１回の変調で送信するビット数
をダウン方向に任意にギヤシフトする。例えば、１つの
公知のモデムは、ビットエラー率が指定の最大値以下に
減少されるまで、送信データ率を、９６００bpsの最大
値から、７２００bps、４８００bps、２４００bps、１
２００bps、等々の段階で低下させる。従って、信号率
は、ノイズを補償するように大きな段階で減少される。
バラン氏の特許においては、送信率を減少する方法は、
ノイズスペクトルの周波数依存性を考慮するものであ
る。従って、各チャンネルは、プリセットされた数のビ
ットを指定の電力レベルで保持している。各周波数のノ
イズ成分が測定され、各搬送波周波数で送信すべきであ
るかどうかについて判断がなされる。従って、バラン氏
の特許では、データ率減少機構が、利用できる帯域巾に
わたるノイズの実際の分布を補償する。
本発明では、各周波数搬送波における信号の複雑さ、即
ち１回の変調で送信するビット数及び各周波数搬送波に
割り当てられた利用可能な電力の量がラインノイズスペ
クトルの周波数依存性に応答して変化する。
全周波数内の周波数成分信号に種々のコードの複雑さ、
即ち１回の変調で送信するビット数及び電力レベルを指
定する本システムは、水充填アルゴリズムに基づくもの
である。水充填アルゴリズムは、チャンネルを横切る情
報の流れを最大にするようにチャンネルの電力を指定す
る情報理論的な方法である。チャンネルは、ノイズ分布
が不均一である形式のもので、送信器は電力の制約を受
ける。第６図は、水充填アルゴリズムを目で見て分かる
ようにするものである。第６図について説明すれば、電
力は垂直軸に沿って測定され、周波数は水平軸に沿って
測定される。等価ノイズスペクトルは実線６０で表わさ
れ、利用可能な電力は、交差斜線領域７２によって表わ
される。水充填という名称は、指定電力を表わす或る量
の水が充填される山間の一連の谷に等価ノイズ関数が類
似していることから付けられたものである。水は谷を満
たし、水平面をとる。水充填アルゴリズムの理論的な説
明は、１９６８年、ニューヨーク、Ｊ．Ｗｉｌｅｙ ａ
ｎｄ Ｓｏｎｓ出版の「情報理論及び信頼性のある通信
（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ Ａｎｄ Ｒ
ｅｌｉａｂｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」と題
するガラハー（Ｇａｌｌａｇｈｅｒ）氏の文献に述べら
れている。
水充填理論は、種々のコード（全てエラー修正のための
もの）を用いて達成できる全てのデータ率の最大値とし
て容量が定められ且つ無限の長さであることが最良の傾
向であるようなチャンネルの理論的な容量を最大にする
ことに関するものである点を強調しておく。
本発明による方法は、チャンネルの容量を最大にするも
のではない。むしろ、本発明の方法は、第１図について
上記したように利用可能な電力に制約のあるＱＡＭ全体
を用いて送信される情報の量を最大にするものである。
水充填の考え方の実行は、指定の電力レベルが第２の最
低搬送波の等価ノイズレベルに達するまで最低の等価ノ
イズフロアを有する搬送波に利用可能な電力の増分を割
り当てることである。この割当を行なう場合には、５１
２の周波数を走査しなければならない。
次いで、第３の最低チャンネルの等価ノイズレベルに達
するまで２つの最低搬送波の間で増分電力が割り当てら
れる。この割当レベルの場合には、周波数テーブルを何
回も走査することが必要で、計算上から非常に複雑であ
る。
本発明の好ましい実施例に用いる電力の割当方法は、次
の通りである。
（１）受信器において等価ノイズを測定しそして送信ロ
スで乗算することにより送信器におけるシステムノイズ
を計算する。これらの量を測定するこのプロセスは、第
４図を参照し同期について上記で説明した。システムノ
イズ成分は、各搬送波周波数について計算される。
（２）各搬送波周波数に対し、色々な複雑さ（ここに示
す場合には、０，２，４，５，及び６）のデータエレメ
ントを送信するに必要な電力レベルを計算する。これ
は、所要のＢＥＲ、例えば、１エラー／１０００００ビ
ットで種々のデータエレメントを送信するに必要な信号
対雑音比によって等価ノイズを乗算することにより行な
われる。全ＢＥＲは、変調された各搬送波の信号エラー
率の和である。これらの信号対雑音比は、標準的な基準
から得られ、この分野で良く知られている。
（３）計算された所要の送信電力レベルから、データエ
レメントの複雑さ、即ち１回の変調で送信するビット数
を増加するに必要な余分な電力レベルが決定される。こ
れらの余分な所要の電力レベルは、送信電力の差を、複
雑さ、即ち１回の変調で送信するビット数が最も接近し
ているデータエレメントの複雑さ、即ち１回の変調で送
信するビット数の量的な差で除算したものである。
（４）各々のチャンネルについて、余分な所要電力レベ
ル及び量的な差の２カラムテーブルを形成する。それら
の単位は、典型的に、各々ワット及びビットで表わされ
る。
（５）次第に大きくなる余分な電力に従って上記ステッ
プ４のテーブルを編成することによりヒストグラムを構
成する。
（６）利用できる電力が尽きるまで、次第に大きくなる
余計な電力に対して利用できる送信電力を順次に指定す
る。
上記の電力割当方法は、簡単な例によって良く理解でき
よう。この例に含まれる数値は、オペレーティングシス
テムにおいて遭遇するパラメータを表わすものではな
い。
表１は、周波数ｆＡ及びｆＢの２つの搬送波Ａ及びＢに
対し、選択されたビット数Ｎ１のデータエレメントを送
信するための所要電力Ｐを示している。
第１のビット数Ｎ１から第２のビット数Ｎ２へ複雑さ、
即ち１回の変調で送信するビット数を増加するための余
分な電力は、次の関係式によって定められる。
但し、Ｐ２及びＰ１は、複雑さ、即ち１回の変調で送信
するビット数Ｎ２及びＮ１のデータエレメントを送信す
るに必要な電力である。Ｎ２−Ｎ１は、データエレメン
トの複雑さ、即ち１回の変調で送信するビット数の量的
な差である。ＢＥＲは、プリセット限界以下に保つよう
に制限されることを理解されたい。
周波数ｆＡに対する余分な電力は、周波数ｆＢに対する
ものよりも少ない。というのは、ｆＢにおける等価ノイ
ズＮ（ｆＢ）がｆＡにおける等価ノイズＮ（ｆＡ）より
大きいからである。
搬送波Ａ及びＢの割当機構に実施について以下に述べ
る。全ビット数ＮＴが周波数全体にエンコードされる
が、搬送波ＡにもＢにもビットが割り当てられていない
ものと仮定する。例えば、Ｎ（ｆＡ）及びＮ（ｆＢ）
は、既にデータを保持しているこれらの搬送波の電力よ
りも大きい。
この例では、システムは、全データエレメントの複雑
さ、即ち１回の変調で送信するビット数を最大量だけ増
加するために利用可能な残りの１０個の電力単位を搬送
波ＡとＢとの間で割り当てる。
ＮＴを２ビットだけ増加するためには、チャンネルＡを
用いる場合は４単位の電力を割り当てねばならず、チャ
ンネルＢを用いる場合は６単位の電力を割り当てねばな
らない。というのは、両チャンネルに対してＮ１＝０及
びＮ２＝２でありそしてチャンネルＡに対してＭＰ（０
〜２）＝２／ビット、チャンネルＢに対してＭＰ（０〜
２）＝３／ビットであるからである。それ故、システム
は、４単位の電力を搬送波Ａに割り当て、２ビットデー
タエレメントを搬送波Ａにコード化し、全信号の複雑
さ、即ち１回の変調で送信するビット数をＮＴからＮＴ
＋２に増加し、残りの利用可能な電力単位が６となる。
２ビットを更に増加する場合には、搬送波Ａに対してＭ
Ｐ（２〜４）＝４／ビットで且つチャンネルＢに対して
ＭＰ（０〜２）＝３ビットであるから、電力単位が６つ
で必要である。それ故、システムは、６単位の電力を搬
送波Ｂに割り当て、２ビットデータエレメントを搬送波
Ｂにエンコードし、全信号の複雑さ、即ち１回の変調で
送信するビット数をＮＴ＋２からＮＴ＋４ビットに増加
し、残りの利用可能な電力単位はゼロとなる。
ここで明らかなように、システムは、種々の搬送波周波
数の中で電力コストが最低のものを「買い（ｓｈｏ
ｐ）」、全データエレメントの複雑さ、即ち１回の変調
で送信するビット数を増加させる。
割当システムは、周波数を最初に走査する間に各搬送波
に対し最初に表１を形成することによって全部で５１２
個の搬送波全体まで拡張される。
次いで、全ての搬送波に対して計算された余計な所要電
力レベルを次第に大きくなる電力に従って編成したヒス
トグラムが構成される。第７図は、本発明の方法により
構成した例示的なヒストグラムを示している。
第７図には、余計な電力の全体的な表が示されていな
い。むしろ、このヒストグラムは、0.5dBのステップで
カウント値が離された６４dBの範囲を有するように構成
される。ステップとステップとの間の量的な差がカウン
トとして用いられる。この解決策では若干の丸めエラー
が生じるが、作業の長さを著しく低減することができ
る。ヒストグラムを構成するのに用いる方法は、本発明
を実施するのに重要ではない。
ヒストグラムの各カウントは、そのカウントにおける電
力値に等しい余分な電力値を有する搬送波の数を表わし
ている整数入力を有している。このヒストグラムは、最
低の電力レベルから走査される。各カウントの整数入力
は、カウントの数値で乗算され、利用可能な電力から減
算される。走査は、利用可能な電力が尽きるまで続けら
れる。
走査が完了すると、所与のレベルＭＰ（ｍａｘ）より低
い全ての余計な電力値が電力及びデータの割当に受け入
れられることが決定される。更に、利用可能な電力が余
計な電力レベルＭＰ（ｍａｘ）を通して部分的に尽きた
場合には、ｋ個の追加搬送波に、ＭＰ（ｍａｘ＋１）に
等しい電力が割り当てられる。
次いで、システムは、種々の搬送波に電力及びデータを
割り当てるために再び周波数全体を走査する。各搬送波
に割り当てられる電力の量は、ＭＰ（ｍａｘ）に等しい
か又はそれより小さい当該搬送波に対する余分な電力値
の和である。これに加えて、ｋＭＰ（ｍａｘ＋１）の値
がそれまで割り当てられていない場合には、ＭＰ（ｍａ
ｘ＋１）に等しい電力の量が割り当てられる。
タイミング及び位相遅延の補償 受信システムによって（ｘ，ｙ）ベクトルテーブルを再
構成する場合には、受信した波形を１０２４回サンプリ
ングすることが必要である。帯域巾は約４KHzであり、
従って、ナイキストのサンプリング率は約８０００／秒
で、サンプル間の時間サンプルオフセットは１２５マイ
クロ秒である。従って、全サンプリング時間は１２８ミ
リ秒である。同様に、送信ＦＦＴは、１０２４の入力を
有する時間シリーズを発生し、記号時間は１２８ミリ秒
である。
サンプリングプロセスでは、サンプリングを開始するた
めのタイミング基準が必要とされる。このタイミング基
準は、同期中に次の方法によって確立される。第４図を
参照して定められた同期ステップ中には、発振モデムが
時間ＴＥＳＴに応答コームにおける１４３７．５Hzの周
波数成分（第１のタイミング信号）のエネルギを検出す
る。上記の時間は、第１のタイミング周波数成分が受信
器に到達する正確な時間のおおよその尺度であり、一般
に、約２ミリ秒までの精度である。
このおおよその尺度は、次の段階によってその精度が高
められる。第１のタイミング信号及び第２のタイミング
信号（１６８７．５Hz）は、エポックマークにおいて相
対的な位相がゼロの状態で送信される。
発振モデムは、時間ＴＥＳＴにおいて第１及び第２のタ
イミング信号の位相を比較する。第１と第２のタイミン
グ信号間に２５０Hzの周波数差があると、各１２５マイ
クロ秒の時間サンプルオフセットに対し２つの信号間に
１１°の位相ずれが生じる。第１及び第２のタイミング
信号は、それらの位置が帯域の中心付近にあるために相
対的な位相歪みが僅かである（２５０マイクロ秒未
満）。従って、２つのタイミングサンプルの位相を比較
しそして位相差によって指示された時間サンプリングオ
フセットの個数でＴＥＳＴを修正することにより、正確
なタイミング基準Ｔｏを決定することができる。
サンプリングプロセスをタイミングどりすることに関連
した更に別の問題は、周波数に依存した位相遅延がＶＦ
ラインによって誘起されることである。この位相遅延
は、典型的に、ＶＦ電話線の場合には、約２ミリ秒或い
はそれ以上である。更に、この位相遅延は、４KHzの使
用帯域の端付近では著しく悪化する。
第８図は、周波数に依存する位相遅延を受けた後の全周
波数の周波数搬送波の分布を示している。第８図を説明
すれば、周波数ｆ０，ｆ２５６及びｆ５１２に３つの信
号９０，９４，及び９２が示されている。長さがＴｓの
２つの記号ｘｉ及びｙｉは、各周波数において送信され
る。各記号の巾は、不変であることに注意されたい。し
かしながら、帯域９０及び９２の端付近の信号の先縁
は、帯域９４の中心付近のこれら信号に対して遅延され
る。
更に、２つの順次に送信されたエポックｘｉ及びｙｉに
ついては、帯域の外端付近にある信号９２及び９６上の
第１記号ｘｉの後部が、帯域の中心付近にある記号９４
上の第２記号ｙｉの先端に重畳する。この重畳により、
記号間の干渉が生じる。
サンプリングインターバルが所与の時間インターバルＴ
ｓでサンプリングするように枠付けされる場合には、全
周波数における各搬送波の完全なサンプルが得られず、
他のエポックからの信号がサンプリングされる。
既存のシステムは、位相修正（等化）回路網を用いて位
相歪みを補償すると共に記号間の干渉を防止する。
本発明は、独特なガード時間フォーマットを用いて等化
回路網の必要性を排除するものである。このフォーマッ
トが第９図に示されている。
第９図を説明すれば、時間シリーズｘｉ，ｙｉ及びｚｉ
によって各々表わされた第１、第２及び第３の送信記号
が示されている。第９図に示された波形は、周波数ｆの
搬送波の１つに変調される。この例では、記号時間Ｔｓ
が１２８ミリ秒で、最大位相遅延ＴPHが８ミリ秒である
と仮定される。ガード時間波形は、１３６ミリ秒のエポ
ックを定める。例えば、第１の波形１１０（ｘｉ）にお
いては、記号の時間シリーズＸ０−Ｘ１０２３が最初に
送信され、次いで、記号の最初の８ミリ秒Ｘ０−Ｘ６３
が繰り返される。
エポックのサンプリングは、ガード時間波形の最後の１
２８ミリ秒に揃えされる（最初に到着する周波数成分に
よって定められたガード時間エポックの開始に対し
て）。
この検出プロセスが第１０図に示されている。第１０図
において、帯域の中心付近のｆ１と、帯域の端付近のｆ
２とにおける第１及び第２のガード時間波形１１０及び
１１２が示されている。ｆ１における周波数成分は、受
信器に最初に到着する全周波数のうちの成分であり、ｆ
２における成分は、最後に到着する成分である。第１０
図において、ｆ２の第２の波形１１２は、ｆ１の第１の
波形１１０が受信器に到着する時間Ｔｏ後の時間Ｔｏ＋
ＴPH（８ミリ秒）に受信器に到着する。この時間Ｔｏ＋
ＴPHに１２８ミリ秒のサンプリング時間が開始される。
従って、ｆ２の全記号Ｘ０−Ｘ１０２３がサンプリング
される。その記号の最初の８ミリ秒が再送信されるの
で、ｆ１の全記号もサンプリングされる。
又、記号間の干渉も排除される。ｆ１の第２記号（ｙ
ｉ）の到着は、（ｘｉ）の最初の８ミリ秒の再送信によ
って、８ミリ秒遅延される。従って、ｆ１の第２記号の
先端は、ｆ２の第１記号の後端と重畳しない。
８ミリ秒のガード時間は、システムの使用可能な時間と
帯域巾との積を約６％減少するに過ぎない。この僅かな
減少は、必要なガード時間に対して各記号の巾が非常に
長いことによるものである。
追従 実際に、所与の搬送波については、復調プロセス中に抽
出される（ｘ，ｙ）ベクトルの大きさが厳密に座標点に
入らず、ノイズ及び他のファクタにより各点のまわりに
或る程度分布される。従って、信号は、第１１図に示さ
れた変調テンプレートを用いてデコードされる。
第１１図を説明すれば、テンプレートは方形１１３のグ
リッドで形成され、方形１１３の中心には座標点１１４
が設けられている。
第１１図において、ベクトルＷ＝（ｘｎ，ｙｎ）は、ｆ
ｎにおけるサイン及びコサイン信号の復調された振幅を
表わしている。Ｗは、座標点（３，３）を中心とする方
形１１３内にある。従って、Ｗは、（３，３）とデコー
ドされる。
本発明は、同期中に決定された値からの送信ロス、周波
数オフセット及びタイミングの変化を決定するように追
従を行なうシステムを備えている。
この追従システムは、第１１図の復調テンプレートの方
形における受信ベクトルの位置を利用するものである。
第１２図において、１つの方形が、左下、右上、右上及
び左下、各々、１１５，１１６，１１７及び１１８の４
つの象限に分けられており、これらは、各々、速過ぎ、
遅過ぎ、大き過ぎ、小さ過ぎを表わしている。これら４
つの全ての象限におけるカウントが、或る周波数におい
て或る時間に及ぶものも、或る時間において或る周波数
に及ぶものも、互いに等しいか又はほゞ等しい場合に
は、システムが整列状態にある。即ち、ノイズが唯一の
障害である場合には、デコードされたベクトルＷに対す
るエラーの方向がランダムとなる。
しかしながら、送信ロスが0.1dBでも変化する場合に
は、小さ過ぎるカウントの数が大き過ぎるカウントの数
から著しく変化する。同様に、速過ぎるカウントの数と
遅過ぎるカウントの数との差が大きい場合には、オフセ
ット周波数の変化によって位相の回転が生じたことを示
している。従って、速過ぎ、遅過ぎ及び大き過ぎ、小さ
過ぎのカウント間の差は、信号ロス及びオフセット周波
数の変化に追従するエラー特となる。
本発明は、このエラー特性を用いて、同期中に決定され
た信号ロス及び周波数オフセットを調整するものであ
る。各周波数に対し、±0.1dB又は±1.0°の調整がエラ
ー特性に基づいて行なわれる。或る実施例では、デコー
ド領域を、速過ぎ、遅過ぎ、大き過ぎ、小さ過ぎという
個別の又は重畳するサブ領域に別のやり方で分割するの
が好ましい。
更に、タイミング信号の位相は、Ｔｏを修正できるよう
に追従される。
チャンネル制御権の指定 本発明は、更に、確立された通信リンクの制御権を発振
モデムと応答モデム（各々、Ａ及びＢと称する）の間で
指定する独特のシステムを具備している。エンコードさ
れた全周波数で構成される各波形は、情報パケットを形
成する。
通信リンクの制御権は、最初に、モデムＡに指定され
る。次いで、モデムＡは、その入力バッファにおけるデ
ータの量を決定し、Ｉ（最小）とＮ（予め定めた最大）
のデータパケットの間で適当に送信を行なう。所定数Ｎ
は限界として働き、送信されるパケットの最終的な個数
は、入力バッファを空にするに必要なものよりも著しく
小さい。一方、モデムＡがその入力バッファに殆ど或い
は全くデータを有していない場合には、モデムＢとの通
信を維持するために依然としてＩ個の情報パケットを送
信する。例えば、Ｉ個のパケットは、第４図及び同期プ
ロセスについて述べた周波数の発振又は応答コームを含
む。
次いで、通信リンクの制御権はモデムＢに指定され、該
モデムは、モデムＡの動作を繰り返す。もちろん、モデ
ムＢが最小数Ｉのパケットを送信する場合には、モデム
Ｂが働いていることをモデムＡに知らせる。
迅速な文字やエコーや他のユーザ向けの目標を達成する
ために、２つのモデムの限界Ｎを同じものにしたり或い
はモデム制御のもとでこれらモデムの適用を制限したり
する必要はない。
ハードウェアの実施 第１３図は、本発明のハードウェア実施例を示すブロッ
ク図である。第１３図を説明すれば、電子的なデジタル
プロセッサ１２０、アナログＩ／Ｏインターフェイス４
４及びデジタルＩ／Ｏインターフェイス１２２が共通の
データバス１２４に接続されている。アナログＩ／Ｏイ
ンターフェイス４４は、公共のスイッチ式電話線４８を
共通のデータバス１２４にインターフェイスし、デジタ
ルインターフェイス１２２は、デジタルターミナル装置
１２６を共通のデータバス１２４にインターフェイスす
る。
本発明の好ましい実施例では、次の部品が使用される。
アナログＩ／Ｏインターフェイス４４は、高性能の１２
ビットコーダ・デコーダ（コーデック）及び電話線イン
ターフェイスである。このインターフェイスは、ＲＡＭ
１３２をアクセスし、監視マイクロプロセッサ１２８に
よって制御される。コーデックは、アナログ／デジタル
コンバータ、デジタル／アナログコンバータ及び多数の
バンドパスフィルタを単一のチップに組み合わされたも
のである。
デジタルＩ／Ｏインターフェイス１２２は、標準的な２
５ピンのＲＳ２３２型コネクタに対する標準的なＲＳ２
３２直列インターフェイスであるか或いはパーソナルコ
ンピュータバスに対する並列インターフェイスである。
電子的なデジタルプロセッサ１２０は、アドレスバス１
３５に接続された監視プロセッサ１２８と、汎用の数学
プロセッサ１３０と、３２Ｋ×１６ビットの共用ＲＡＭ
サブシステム１３２と、リードオンメモリ（ＲＯＭ）ユ
ニット１３３とを備えている。
監視マイクロプロセッサ１２８は、１０ＭHzの６８００
０プロセッサ及び６８０００プログラムメモリを含む６
８０００データプロセッササブシステムである。３２Ｋ
×１６ビットのプログラムメモリは、ＲＯＭユニット１
３３に含まれた多数の低電力高密度のＲＯＭチップで構
成される。
数学プロセッサ１３０は、２０ＭHzの３２０プロセッ
サ、３２０プログラムメモリ及び共用ＲＡＭシステムの
インターフェイスを含む３２０デジタル信号マイクロプ
ロセッサシステム（ＤＳＰ）である。ＲＯＭユニット１
３３に含まれた２つの高速ＲＯＭチップは、８１９２×
１６ビットのプログラムメモリを構成する。
３２０システムのプログラムメモリは、変調テーブルの
ルックアップ、ＦＦＴ、復調及び上記の他の動作を実行
するプログラムを含んでいる。６８０００プロセッサ
は、入力及び出力のデジタルデータ流を処理し、３２０
信号プロセッサ及びそれに関連したアナログＩ／Ｏへの
タスク及びその監視を実行し、そしてそれ自体及びシス
テムのテストを適宜実行する。
本発明は、特定の実施例について説明した。他の実施例
は、今や、当業者に明らかであろう。
特に、搬送波周波数全体は、上記したように制限しなく
てもよい。搬送波の数は、２の累乗、例えば、１０２４
でもよいし、他の任意の数でもよい。更に、周波数は、
全ＶＦ帯域にわたって均一に離間されてなくてもよい。
更に、ＱＡＭ機構は、本発明の実施にとって重要ではな
い。例えば、ＡＭを使用してもよいが、データ率ＲＢが
低下する。
更に、変調テンプレートは方形で構成する必要がない。
座標点を取り巻く任意の形状の領域を画成することがで
きる。追従システムは、変調テンプレートの方形を４つ
の象限に分割したものについて説明した。しかしなが
ら、座標点の周りに画成された任意の領域におけるカウ
ント数の差を追跡することにより所与のパラメータを追
跡することができる。
更に、監視マイクロプロセッサ及び汎用の数学プロセッ
サを含むハードウエア実施例についても説明した。しか
しながら、色々な組合わせのＩＣチップを使用すること
ができる。例えば、専用のＦＦＴチップを用いて、変調
及び復調動作を実行することができる。
更に、上記で用いた情報単位はビットであった。しか
し、本発明は、２進システムに限定されるものではな
い。
それ故、本発明は、請求の範囲のみによって限定される
ものとする。

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】各搬送波が複雑さ、即ち１回の変調で送信
    するビット数の変化するデータエレメントをエンコード
    した搬送波の集合でデータエレメントをエンコードする
    形式の、電話線を介してデータを送信する高速モデムに
    おける搬送波周波数にデータ及び電力を割り当てるシス
    テムにおいて、 上記搬送波周波数の集合に含まれた各々の搬送波周波数
    に対して等化ノイズ成分を決定する手段と、 各搬送波におけるデータエレメントの複雑さ、即ち１回
    の変調で送信するビット数を、ＯとＮとの間の整数をｎ
    とすれば、ｎ個の情報単位から（ｎ＋１）個の情報単位
    まで増加するに要する余分な電力を決定する手段と、 上記搬送波周波数の集合に含まれたすべての搬送波の余
    分な電力を次第に電力が増加する順に順序付けする手段
    と、 この順序付けされた余分な電力に次第に電力が増加する
    順序で利用可能な電力を割り当てる手段と、 利用可能な電力が尽きる点の値ＭＰ（ｍａｘ）を決定す
    る手段と、 割り当てられる電力がその搬送波に対する上記ＭＰ（ｍ
    ａｘ）に等しくなり且つ割り当てられるデータ単位の数
    が上記ＭＰ（ｍａｘ）に等しいか又はそれより小さい当
    該搬送波のための余分な電力の数に等しくなるように各
    搬送波周波数に電力及びデータを割り当てる手段とを具
    備したことを特徴とするシステム。
  2. 【請求項２】上記の順序付け手段は、 任意の余分な電力レベルのテーブルを形成する手段と、 各々の決定された余分な電力レベルの値を上記任意の余
    分な電力レベルのテーブルの値の１つへと丸めて計算の
    煩雑さを減少させる手段とを具備する特許請求の範囲第
    １項に記載のシステム。
  3. 【請求項３】モデムＡ及びＢが電話線によって接続さ
    れ、等化ノイズを決定する上記の手段は、 上記モデムＡとＢとの間に通信リンクを確立する手段
    と、 上記モデムＡ及びＢにおける非送信時間インターバル中
    にラインノイズデータを累積する手段と、 第１の周波数搬送波の集合を上記モデムＡからＢへと送
    信する手段とを具備し、各搬送波の振幅は所定の値を有
    するものであり、 更に、上記第１の周波数搬送波の集合をモデムＢで受信
    する手段と、 モデムＢで受信した各搬送波の振幅を測定する手段と、 モデムＢで測定した振幅を上記所定の振幅と比較して、
    各搬送波周波数における信号ロス（ｄＢ）を決定する手
    段と、 上記累積したノイズの各搬送波周波数における成分の値
    （ｄＢ）を決定する手段と、 各搬送波周波数における信号ロスを各搬送波周波数にお
    けるノイズ成分に加算して等化ノイズを決定する手段と
    を具備する特許請求の範囲第２項に記載のシステム。
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