JPH063383B2 - 電磁流量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、磁場を被測定流体に印加しその流量を測定す
る電磁流量計に係り、特にその励磁方式とこれに伴なう
信号処理方式を改良した電磁流量計に関する。

＜従来の技術＞ 工業用の電磁流量計は従来から商用電源を用いて励磁す
る商用周波の励磁方式が採用されてきた。商用周波の励
磁方式は、（イ）応答速度が早く低コストに出来る。
（ロ）スラリ性の流体や低導電率の流体で発生する流速
と共に増加する低周波のランダムノイズ（以下、フロー
ノイズという）の影響を受けがたい、という利点がある
が、稼動状態で比較的に長期、例えば１日程度の間、放
置しておくとゼロ点が変動するという欠点がある。

このため、商用周波の１／２、あるいはこれ以下の低周
波で励磁する低周波励磁方式が採用されるようになっ
た。低周波励磁方式にすると周知のようにゼロ点の安定
な電磁流量計が得られる利点がある。しかし、励磁周波
数が低いのでフローノイズの周波数と近接し、このため
フローノイズの影響を受け易く、特に流速が大になると
この影響が顕著になる。また、フローノイズの影響を軽
減するためにダンピングをかけると応答が遅くなる欠点
を有している。

そこで、特願昭６０−１９７１６８号（発明の名称；電
磁流量計）で提案されているように商用周波数の励磁電
流成分とこれより低い周波数の励磁電流成分を励磁コイ
ルに同時に流して複合磁場を形成する複合励磁方式が提
案されている。

＜発明が解決しようとする問題点＞ しかしながら、この提案においては励磁電流の切換え、
励磁コイルの変形、或いは電極への遺物の付着などに伴
なって発生する微分ノイズなどが信号電圧に重畳すると
これによりゼロ誤差が生じるという問題がある。

＜問題点を解決するための手段＞ この発明は、以上の問題点を解決するため、第１周波数
とこれより低い第２周波数の２つの異なった周波数を有
する磁場を供給する励磁手段と、この励磁手段により励
磁され流量に対応して発生する信号電圧を第１周波数に
基づいて弁別して出力する第１復調手段と、この第１復
調手段の出力を高域濾波する高域濾波手段と、信号電圧
を第２周波数に基づいて弁別して復調する第２復調手段
と、この第２復調手段の出力を低域濾波する低域濾波手
段と、高域濾波手段と低域濾波手段との各出力を加算的
に合成して流量出力を出す加算手段とを具備し、励磁手
段は第１周波数と第２周波数とを加算的に合成して得ら
れる波形を持つ励磁電流を供給し、第１復調手段は第１
周波数成分の励磁電流のレベルが変化する毎にサンプリ
ングされた信号電圧のサンプリング値の連続する３回の
サンプリング値に対してそれぞれ−１倍、＋２倍、−１
倍の係数を乗じて加算すると共にこの連続する３回のサ
ンプリングの間に第２周波数の位相反転のタイミングを
含み励磁電流のレベルが連続する２つのサンプリング間
隔の間で最大の変化幅を示すときは３回のサンプリング
値の和に１／３を乗じ、同じく連続する３回のサンプリ
ングの間に第２周波数の位相反転のタイミングを含み励
磁レベルが連続する２つのサンプリング間隔の間で変化
がないときは３回のサンプリング値の和に１を乗じ、そ
の他のときは３回のサンプリング値の和に１／２を乗じ
て復調演算をするようにしたものである。

＜実施例＞ 以下、本発明の実施例について図面に基づき説明する。
第１図は本発明の１実施例を示すブロツク図である。

１０は電磁流量計の検出器の導管であり、絶縁性のライ
ニングがその内面に施されている。１１ａ，１１ｂは信
号電圧を検出するための電極である。１２は励磁コイル
であり、これによって発生した磁場が被測定流体に印加
される。励磁コイル１２には、励磁回路１３から励磁電
流I_fが供給されている。

励磁回路１３は次のように構成されている。基準電圧E₁
は増幅器Q₁の非反転入力端（＋）に印加され、その出力
端はトランジスタQ₂のベースに接続されている。トラン
ジスタQ₂のエミッタは抵抗R_fを介してコモンＣＯＭに接
続されると共に増幅器Q₁の反転入力端（−）に接続され
ている。コモンＣＯＭとトランジスタQ₂のコレクタとの
間には励磁電圧ＥｓがスイッチＳW₂とＳW₃の直列回路と
これに並列に接続されたスイッチＳW₄とＳW₅の直列回路
を介して印加される。励磁コイル１２はスイッチＳW₂，
ＳW₃の接続点とスイッチＳW₄，ＳW₅の接続点にそれぞれ
接続される。タイミング信号S₂，S₃，S₄，S₅はそれぞれ
スイッチＳW₂，ＳW₃，ＳW₄，ＳW₅の開閉を制御する。

一方、信号電圧は電極１１ａ，１１ｂで検出され、前置
増幅器１４に出力される。前置増幅器１４でコモンモー
ド電圧の除去とインピーダンス変換がなされその出力端
１５に出力される。

出力端１５における前置増幅器１４の出力はアナログ／
デジタル変換器（Ａ／Ｄ_Ｌ）１６とアナログ／デジタル
変換器（Ａ／Ｄ_Ｈ）１７でそれぞれデジタル信号に変換
されてバス１８を介してランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）１９に格納される。リードオンリーメモリ（ＲＯ
Ｍ）２０には所定の演算プログラムおよび初期データが
格納されており、プロセッサ（ＣＰＵ）２１の制御の基
にＲＯＭ２０に格納された演算手順にしたがって演算さ
れ、その結果はＲＡＭ１９に格納される。

２２はクロック発生器であり、ここで発生されたクロッ
クは分周器２３で１／ｎに分周されシステムクロックＳ
ｈとしてＣＰＵ２１とアナログ／デジタル変換器１７に
供給される。

ＣＰＵ２１はＲＯＭ２０に格納された演算プログラムに
従いバス１８を介してタイミング信号出力ポート（Ｔ
Ｏ）２４に励磁電流Ｉ_ｆの波形を決めるタイミングを出
力する。タイミング信号出力ポート２４はこのタイミン
グに従い励磁電流を切換えるタイミング信号S₂，S₃，
S₄，S₅を出力する。

また、タイミング信号出力ポート２４はＣＰＵ２１の指
定するタイミングに従いタイミング信号S_lをアナログ／
デジタル変換器１６に出力し前置増幅器１４の出力をサ
ンプルする。

一方、ＲＯＭ２０に格納された演算プログラムによりＲ
ＡＭ１９に格納されたデータを用いてＣＰＵ２１により
所定の演算が実行され、その演算の結果はＲＡＭ１９に
格納されると共にバス１８を介してデジタル／アナログ
変換器２５を介して出力端２６に流量出力として出力さ
れる。

次に、第２図に示すタイミング図、第３図に示すフロー
チャート図、第４図に示す演算図を用いて第１図に示す
実施例の動作を説明する。

第１図に示す分周器２３の出力に得られるシステムクロ
ックＳｈは第２図（ａ）に示す波形であり、これがＣＰ
Ｕ２１に供給されている。

第３図のステップ１において、ＣＰＵ２１はこのシステ
ムクロックＳｈの割込タイミング（第２図（ｇ））に同
期してＲＯＭ２０に格納された所定の演算プログラムに
よりバス１８を介してタイミング信号出力ポート２４に
励磁波形の切換タイミングを示すタイミング信号を出力
する。

ステップ２において、タイミング信号出力ポート２４は
この切換タイミングを受け、タイミング信号S₅（第２図
（ｂ）），S₄（第２図（ｃ）），S₃（第２図（ｄ））、
S₂（第２図（ｅ））をそれぞれ励磁回路１３のスイッチ
ＳW₅，ＳW₄，ＳW₃，ＳW₂に出力する。或いはタイミング
信号S₄をスイッチＳW₃，ＳW₄に同時に出力し、かつタイ
ミング信号S₂をスイッチＳW₂，ＳW₅に同時に出力しても
良い。励磁回路１３はこれ等のタイミング信号を受け第
２図（ｆ）に示す波形の励磁電流Ｉ_ｆを励磁コイル１２
に出力する。この励磁波形は第２図（ｈ）（ｉ）に示す
ようにタイミング番号ｉが０〜１５で１サイクルを構成
してこれを繰り返す波形であり、第２図ではｎサイクル
の部分を中心にして示してある。この励磁波形は低周波
の波形と高周波の波形を加算した加算形の波形をしてい
る。

次に、ステップ３に移行する。ステップ３〜ステップ６
まではアナログ／デジタル変換器１６，１７からのデー
タの読み込みをする手順を示している。

ステップ３ではシステムクロックＳｈ（第２図（ａ））
に同期して各サイクル毎にアナログ／デジタル変換器１
７から入力されるデータを第２図（ｊ）に示すようにバ
ス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１９の所
定のデータ領域Ｈｉに格納する。

次に、ステップ４に移り、読み込んだタイミング番号ｉ
が０か否かを判断し、０でなければステップ６に移行
し、０ならばステップ５に移行する。

ステップ６では読み込んだタイミング番号ｉが８か否か
を判断し８でなければステップ８に移行し、８ならばス
テップ７に移行する。

ステップ５では、タイミング信号出力ポート２４から出
力されたタイミング信号Ｓｌ（第２図（ｋ））によるサ
ンプルタイミングにより、アナログ／デジタル変換器１
６から入力されるデータを第２図（ｌ）に示すようにバ
ス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１９の所
定のデータ領域…、L₀（ｎ−１），L₀（ｎ），L₀（ｎ＋
１），…に格納し、ステップ８に移る。

次に、ステップ７では、タイミング信号出力ポート２４
から出力されたタイミング信号Ｓｌ（第２図（ｋ））に
よるサンプルタイミングにより、アナログ／デジタル変
換器１６から入力されるデータを第２図（ｌ）に示すよ
うにバス１８を介してＣＰＵ２１の制御の基にＲＡＭ１
９の所定のデータ領域…、L₁（ｎ＋１），L₁（ｎ），L₁
（ｎ＋１），…に格納し、ステップ８に移る。

ステップ８ではタイミング番号ｉが奇数か否かを判断
し、奇数ならばステップ９に移行し、奇数でないならば
ステップ１１に移行する判断をする。

ステップ９は高周波の復調演算をする。復調演算に際し
ては、ＲＡＭ１９に格納されたデータＨｉを用い、第２
図（ｍ）に示すタイミングでＣＰＵ２１の制御の基にＲ
ＯＭ２０に格納された第４図に示す高周波復調演算e_Hi
の欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に
格納する。この復調演算により電極１１ａ，１１ｂに発
生する電気化学的な直流電圧は除去され、微分ノイズは
一定値に保持され誤差要因とはならない。この演算につ
いては詳しく後述する。なお、第４図においてＡなる定
数は、Ｔｃを微分或いは積分の定数、ΔＴｃを第２図
（ｆ）に示す演算周期とすればＡ＝Ｔｃ／（Ｔｃ＋ΔＴ
ｃ）で示される。

次に、ステップ１０に移る。ここでは、高周波側の高域
濾波演算F_Hiを実行する。

濾波演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータe
_Hiと前回の濾波演算結果とを用い、ＣＰＵ２１の制御の
基にＲＯＭ２０に格納された第４図に示す高域濾波演算
F_Hiの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲＡＭ１
９に格納する。

次にステップ１１に移る。ステップ１１ではタイミング
番号ｉが０または８か否かを判断し、０または８ならば
ステップ１２に移行し、０または８でないならばステッ
プ１４に移行する判断をする。

ステップ１２では、低周波の復調演算をする。復調演算
に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータ…、L₀（ｎ
−１），L₀（ｎ），L₀（ｎ＋１），…L₁（ｎ−１），L₁
（ｎ），L₁（ｎ＋１），…を用い、第２図（ｎ）に示す
タイミングでＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納
された第４図に示す低周波復調演算e_Liの欄で示す演算
式で演算をしてその結果をＲＡＭ１９に格納する。な
お、第４図において、定数Ｂは、Ｂ＝ΔＴ／（ΔＴ＋
Ｔ）で示される。

ステップ１３では、低周波側の低域瀘波演算F_Liを実行
する。

濾波演算に際しては、ＲＡＭ１９に格納されたデータe
_Lo，e_Lsと前回の濾波演算結果とを用い、ＣＰＵ２１の
制御の基にＲＯＭ２０に格納された第４図に示す低域濾
波演算F_Liの欄で示す演算式で演算をしてその結果をＲ
ＡＭ１９に格納する。

ステップ１４ではタイミング番号ｉが奇数か否かを判断
し、奇数ならばステップ１５に移行し、奇数でないなら
ばステップ１６に移行する判断をする。

ステップ１５は加算演算を実行する。ＲＡＭ１９に格納
された高域濾波演算の結果F_Hiと低域濾波演算の結果F_Li
とを用い、ＣＰＵ２１の制御の基にＲＯＭ２０に格納さ
れた第４図に示す加算演算e_Aの欄で示す演算式で演算を
してその結果をＲＡＭ１９に格納し、ステップ１７に移
行する。

ステップ１７では、次の割り込みのタイミングまで待機
し、次の割り込みのタイミングが来たらステップ１から
ステップ１７までのフローを再び実行する。

以上のようにして、電極１１ａ，１１ｂで検出した低周
波と高周波の２周波を含む信号電圧は、マイクロコンピ
ュータを用いて低周波側と高周波側とに分けられて読み
込まれ、低周波側は低周波で復調してその出力を低域濾
波器を介して、高周波側は高周波で復調してその出力を
高域濾波器を介してそれぞれ出力し、低域濾波器と高域
濾波器の各出力を加算合成して出力することにより、ゼ
ロ点が安定でフローノイズに対しても強く、かつ応答の
良い流量出力が得られる。

さらに、本発明における高周波復調演算（e_Hi）では励
磁電流の切り換えで生ずる微分ノイズ或いは電極の両端
に生ずる電気化学的な直流電圧等の影響をも除去し得る
ことについて第５図、第６図を用いて説明する。

第５図（ｄ）に示す励磁電流I_fは、第２図（ｆ）に示す
励磁電流I_fを転記したものであり、＋I₀，０，−I₀の３
値をとり、高周波の０／＋I₀と０／−I₀の繰返しが低周
波で切り換えられた波形である。これは、高周波成分が
０／１、低周波成分が−１／＋１の状態をそれぞれの周
期で繰り返すと考えられることにより、励磁電流I_fは第
５図（ｃ）に示す波形と第５図（ｂ）に示す波形を加算
的に合成したものと見ることができる。

各タイミング時点…、t_-1，t₀，t₁，〜T₁₅，…（第５図
（ａ））での励磁電流値は第６図のI_fの欄、これに伴な
う信号電圧は一定の流量が流れているとしてe_sの欄にそ
れぞれ記載されている。また、第５図（ｄ）に示す励磁
電流I_fの切り換えに伴なう微分ノイズe_n1の波形は第５
図（ｅ）に示されており、各タイミング時点での大きさ
は第６図のe_n1の欄に記載されている。微分ノイズは励
磁電流I_fはその変化幅の最も大きいタイミングt₀，
t₁₆，…などで最大の変化幅を示し、励磁電流I_fの変化
しないタイミングt₈等で変化幅は最少となる。励磁電流
はタイミングt₀からT₁₅の状 態を繰り返すので、微分ノイズも同じ様に繰り返す。ま
た、電極に発生する電気化学的な直流電圧e_n2の波形は
第５図に示すように時間と共に一定の割り合いで変化す
るが、各タイミング時点での大きさは第６図の直流電圧
e_n2の欄に記載されている。ただし、直流電圧e_n2は、タ
イミング時点t₀でe₀を持ちタイミング時点で１つずれる
にしたがって、εだけ変化するものとして示してある。

以上を総合すると、前置増幅器１４の出力として得られ
る電圧ｅは次のようになる。

ｅ＝e_s＋e_n1＋e_n2 …（１） ここで、２つの励磁レベルに於ける電圧のサンプル値
e_i，e_i-1の差から単純に電圧e_Hiを求めると、Ｐｉを低
周波の波形（第５図（ｂ））がハイレベルのとき１でロ
ーレベルのとき−１とすれば、 e_Hi＝Ｐｉ（e_i-1−e_i）…（２） となる。ただし、ｉ＝１，３，５，…であり、これは高
周波の基本周期毎に１回の流量演算を実行することに対
応する。この演算結果は第６図の演算結果Ａに記載され
ている。この結果をみると、直流電圧の変化分εと微分
ノイズ（α，β）が信号電圧に重畳しこれが変化してい
るので、ε，α，βが誤差要因として残る。ここで、α
はタイミングt₀等での微分ノイズの増加分であり、βは
タイミングt₈での変化分である。

次に、次式で示す演算をする。

e_Hi＝e_i-2−２e_i-1＋e_i…（３） ただし、ｉ＝１，３，５，…である。

この演算結果は第６図の演算結果Ｂに示してあるが、微
分ノイズe_n1やその変化分α，βなどが各サンプリング
の時点で異なり誤差要因となる。

実際には通常α＝e_n1，β＝０とみなして良いので、こ
の関係を（３）式に代入すると第６図の最後の欄に示す
結果を得る。

従って、タイミングt₁では（−１／３）、タイミングt₃
〜t₇、及びタイミングt₁₁〜t₁₅では（−１／２）、タイ
ミングｔ₉では（−１）なる係数を乗じることによって
得られる信号はすべて、 e_Hi＝e_s＋２e_n …（４） に規格化することができる。

第４図の高周波復調演算e_Hiの欄に示すようにタイミン
グ時点t₁では（−１／３）なる係数を、タイミング時点
t₉では（−１）を、それ以外のタイミング時点では係数
（−１／２）をそれぞれ（３）式の演算結果に対して乗
ずる演算をすることによって電気化学的な直流電圧の変
動分の影響が除去されかつ一定の微分ノイズを含む高周
波復調演算e_Hiが得られる。

この高周波復調信号e_Hiは第３図のステップ１０で高域
濾波演算が施されるので、ステップ１０の出力F_Hiから
は一定の微分ノイズ成分も除去され、結果として誤差を
含まない高周波成分流量信号を得ることができる。

＜発明の効果＞ 以上、実施例と共に具体的に説明したように本発明によ
れば、低周波と高周波の２つの波形を加算的に合成した
２周波により励磁され、流量に対応して発生した信号電
圧に対して所定の演算式で演算を実行することにより信
号電圧に含まれる微分ノイズ及び電気化学的な原因で発
生する直流電圧の変動の影響を除去することができ、誤
差を含まない出力とすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例を示すブロツク図、第２図は
第１図に示す実施例の動作を説明する波形図、第３図は
第１図に示す実施例の信号処理の手順を示すフローチャ
ート図、第４図は第３図のフローにおける演算手順を示
す演算図、第５図は第４図における演算で所定のノイズ
は除去出来ることを説明する波形図、第６図は第４図に
おける演算でプリング時点で所定のノイズが除去出来る
ことを説明する説明図である。 １０…導管、１２…励磁コイル、１３…励磁回路、１
６，１７…アナログ／デジタル変換器、１８…バス、１
９…ランダムアクセスメモリ、２０…リードオンリーメ
モリ、２１…マイクロプロセッサ、２２…クロック発生
器、タイミング信号出力ポート。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１周波数とこれより低い第２周波数の２
   つの異なった周波数を有する磁場を供給する励磁手段
   と、この励磁手段により励磁され流量に対応して発生す
   る信号電圧を前記第１周波数に基づいて弁別して出力す
   る第１復調手段と、この第１復調手段の出力を高域濾波
   する高域濾波手段と、前記信号電圧を前記第２周波数に
   基づいて弁別して復調する第２復調手段と、この第２復
   調手段の出力を低域濾波する低域濾波手段と、前記高域
   濾波手段と前記低域濾波手段との各出力を加算的に合成
   して流量出力を出す加算手段とを具備し、前記励磁手段
   は前記第１周波数と前記第２周波数とを加算的に合成し
   て得られる波形を持つ励磁電流を供給し、前記第１復調
   手段は前記第１周波数成分の励磁電流のレベルが変化す
   る毎にサンプリングされた前記信号電圧のサンプリング
   値の連続する３回のサンプリング値に対してそれぞれ−
   １倍、＋２倍、−１倍の係数を乗じて加算すると共にこ
   の連続する３回のサンプリングの間に前記第２周波数の
   位相反転のタイミンを含み励磁電流のレベルが連続する
   ２つのサンプリング間隔の間で最大の変化幅を示すとき
   は前記３回のサンプリング値の和に１／３を乗じ、同じ
   く連続する３回のサンプリングの間に前記第２周波数の
   位相反転のタイミングを含み前記励磁レベルが連続する
   ２つのサンプリング間隔の間で変化がないときは前記３
   回のサンプリング値の和に１を乗じ、その他のときは前
   記３回のサンプリング値の和に１／２を乗じて復調演算
   をすることを特徴とする電磁流量計。