JPH0682284A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 商用周波数より高い周波数で励磁しながら励
磁電流の切り換えに伴って発生する微分ノイズを有効に
除去し得るように改良した電磁流量計を提供するにあ
る。 【構成】 ３値励振方式の電磁流量計において、第１・
第３励磁期間でサンプリングされたサンプル値を用いて
検出電極間に発生する直流ノイズ電圧を除去する演算を
実行する第１ノイズ除去演算手段と、第２励磁期間でサ
ンプリングされたサンプル値を用いて直流ノイズ電圧を
除去して第２励磁期間における異なる時点の微分ノイズ
ｎ₂、ｎ₃を抽出する演算を実行する第２ノイズ除去演算
手段と、微分ノイズｎ₂、ｎ₃を用いて［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃
²）／（ｎ₂ ²−ｎ₃ ²）］なる演算によって第１・第３励
磁期間における微分ノイズｎ₁を推定する微分ノイズ推
定手段と、この微分ノイズｎ₁と第１ノイズ除去演算手
段で得られた演算結果とを用いて測定流量を演算する流
量演算手段とを具備するようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば正負の励磁期間
とこれらの間に休止期間を有する期間を単位としてこれ
等を繰り返す励磁をして検出電極に発生する測定流量に
対応する信号を検出する電磁流量計に係り、特に、商用
周波数より高い周波数で励磁しながら励磁電流の切り換
えに伴って発生する微分ノイズを有効に除去し得るよう
に改良した電磁流量計に関する。

【０００２】

【従来の技術】電磁流量計には励磁方式から分類する
と、工業用としては（ａ）商用電源による商用周波数に
よる商用周波励磁方式、（ｂ）商用周波数より低い低周
波での低周波励磁方式、（ｃ）低周波と商用周波との複
合励磁方式などが代表的なものとして提案され実用化さ
れている。

【０００３】商用周波励磁方式は、安価であり応答速度
も速いが、微分ノイズに基づくゼロ点変動が大きい欠点
をもっている。また、低周波励磁方式は周波数が低いの
で微分ノイズが少なくこのためゼロ点は安定であるが、
応答速度が悪くこの低周波の励磁周波数帯と同じ周波数
帯に測定流体に含まれるスラリーなどにより発生する１
／ｆノイズが発生し出力に変動を与える欠点がある。

【０００４】そこで、これらの商用周波励磁方式と低周
波励磁方式との各々が持つ欠点を除去するために、これ
等の各方式を検出電極に対して並列に構成し各々ハイパ
スフイルタとローパスフイルタを用いて合体した複合ル
ープを持つ複合励磁方式が提案され実用化されている。
この複合励磁方式によれば、低周波励磁方式の持つゼロ
点の安定性と、商用周波励磁方式の持つ高速応答性とを
持つ電磁流量計が実現できる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような複合励磁方式の電磁流量計は、ゼロ点安定性、高
速応答性などの利点はあるが、低周波と商用周波の２つ
の周波数ループを持つので、信号処理に多くのパワーを
必要とする。

【０００６】したがって、この複合励磁方式の電磁流量
計は、例えば負荷側から２本の伝送線で電源の供給を受
けると共にこの伝送線を介して流量信号を統一信号（４
〜２０ｍＡ）として負荷側に伝送する２線式の電磁流量
計を動作させようとする場合などには、２系統のループ
の信号処理をする関係からパワー不足に陥いる上に、Ｓ
／Ｎ比の低下をも招く。

【０００７】また、１／ｆノイズも商用周波数の程度の
周波数では充分に低減されず、出力変動の要因をなすと
いう問題がある。そこで、本発明は１／ｆノイズの完全
な低減、小電力形の簡潔な演算処理、ゼロ点安定性、高
速応答性、Ｓ／Ｎ比の低下防止が実現できるように改良
することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための第１の構成として、第１・第３励磁レベ
ル期間とこれらの中間の第２励磁レベル期間を単位とし
てこれ等を繰り返す励磁をして検出電極に発生する測定
流量に対応する信号を検出する電磁流量計において、先
の第１・第３励磁レベル期間でサンプリングされたサン
プル値を用いて先の検出電極間に発生する直流ノイズ電
圧を除去する演算を実行する第１ノイズ除去演算手段
と、先の第２励磁レベル期間でサンプリングされたサン
プル値を用いて先の直流ノイズ電圧を除去して第２励磁
レベル期間における異なる時点の微分ノイズｎ₂、ｎ₃を
抽出する演算を実行する第２ノイズ除去演算手段と、先
の微分ノイズｎ₂、ｎ₃を用いて［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃ ²）／
（ｎ₂ ²−ｎ₃ ²）］なる演算によって先の第１・第３励磁
レベル期間における微分ノイズｎ₁を推定する微分ノイ
ズ推定手段と、この微分ノイズｎ₁と先の第１ノイズ除
去演算手段で得られた演算結果とを用いて先の測定流量
を演算する流量演算手段とを具備するようにしたもので
ある。

【０００９】また、第２、第３の構成としては、第１の
構成に対して、微分ノイズの演算に用いるデータをフイ
ルタによって平均化した平均値を用い、さらに流量演算
の出力を先のフイルタの時定数に比べて小さいフイルタ
により平均化する。

【００１０】

【作 用】第１ノイズ除去演算手段は第１・第３励磁レ
ベル期間でサンプリングされたサンプル値を用いて検出
電極間に発生する直流ノイズ電圧を除去する演算を実行
する。

【００１１】第２ノイズ除去演算手段は第２励磁レベル
期間でサンプリングされたサンプル値を用いて先の直流
ノイズ電圧を除去して第２励磁レベル期間における異な
る時点の微分ノイズｎ₂、ｎ₃を抽出する演算を実行す
る。

【００１２】微分ノイズ推定手段は先の微分ノイズ
ｎ₂、ｎ₃を用いて［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃ ²）／（ｎ₂ ²−
ｎ₃ ²）］なる演算によって先の第１・第３励磁レベル期
間における微分ノイズｎ₁を推定する。流量演算手段は
この微分ノイズｎ₁と先の第１ノイズ除去演算手段で得
られた演算結果とを用いて測定流量を演算して出力す
る。

【００１３】また、第２、第３請求項に記載された構成
によれば、微分ノイズの演算に用いるデータをフイルタ
によって平均化した平均値を用い、さらに流量演算の出
力を先のフイルタの時定数に比べて小さいフイルタによ
り平均化するようにしたので、流量信号の応答は維持し
ながら演算誤差を小さくすることができる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。

【００１５】１０はセラミックスパイプ或いは内面に絶
縁のためのライニングが施されたステンレススチールな
どの非磁性の導管である。更に、この導管１０とは絶縁
して一対の検出電極１１、１２が固定されている。ま
た、測定流体Ｑを接地するために接液電極１３が共通電
位点ＣＯＭに接続されている。

【００１６】導管１０の外部には励磁コイル１４が固定
されており、ここに励磁電流Ｉ₁が励磁回路１５の内部
の定電流源から一定の電流として供給されている。一
方、検出電極１１、１２は、差動増幅器１６（簡単のた
め増幅度は１とする）の各入力端に接続されており、こ
こでコモンモードノイズなどが除去された後にサンプリ
ング回路１７に出力される。

【００１７】サンプリング回路１７はサンプリングスイ
ッチＳＷ₁、ホールドコンデンサＣ、バッフア増幅器Ｑ₁
などで構成され、サンプリング信号ＳＭＰ₁により差動
増幅器１６の出力電圧をサンプリングしてホールドコン
デンサＣにホールドする。ホールドされたホールド電圧
ＶＨはアナログ／デジタル変換回路１８を介してマイク
ロプロセッサ１９に取り込まれる。

【００１８】マイクロプロセッサ１９は取り込まれたデ
ータを用いて所定の演算を実行して流量信号ＦＳとして
出力端２０に出力すると共に所定のタイミング信号ＴＳ
₁をアナログ／デジタル変換回路１８に出力してその変
換動作を制御する。

【００１９】また、マイクロプロセッサ１９は、サンプ
リング回路１７のサンプリングスイッチＳＷ₁を制御す
るサンプリング信号ＳＭＰ₁をサンプリングスイッチＳ
Ｗ₁に出力する。

【００２０】この他、マイクロプロセッサ１９は、励磁
回路１５に励磁電流Ｉ₁を切り換えるタイミング信号Ｔ
Ｓ₂を出力して定電流源からの定電流を切り換えて励磁
電流Ｉ₁の波形を制御する。

【００２１】次に、以上のように構成された実施例の動
作について図２に示す波形図、図３に示す演算フロー図
を用いて説明する。励磁回路１５はマイクロプロセッサ
１９からのタイミング信号ＴＳ₂により内部の定電流源
から出力される定電流を図２（ａ）に示すようにサンプ
リング期間をＴとして＋Ｉ₁₀の定常値を持つ第１励磁レ
ベル期間としての励磁期間α（０〜４Ｔ）、第２励磁レ
ベル期間としての休止期間β（４Ｔ〜８Ｔ）、−Ｉ₁₀の
定常値を持つ第３励磁レベル期間としての励磁期間γ
（８Ｔ〜１２Ｔ）、第２励磁レベル期間としての期間δ
（１２Ｔ〜１８Ｔ）を１単位として繰り返す励磁電流Ｉ
₁として励磁コイル１４に供給する。ただし、簡単のた
め第２励磁レベルはゼロレベルとしてある。

【００２２】これにより、検出電極１１、１２には測定
流体Ｑの流量に対応した信号電圧ｖ _S、磁場が入力回路
で形成されるループを切ることによって、及び測定流体
Ｑに流れる渦電流などによって発生する微分ノイズ
ｎ_Z、測定流体Ｑと検出電極１１、１２が接触すること
によって発生する直流電圧ｖ_dがそれぞれ加算された電
極間電圧ｅ_Sが発生する。

【００２３】したがって、電極間電圧ｅ_Sは ｅ_S＝ｖ_S＋ｎ_Z＋ｖ_d （１） となる。ここで、直流電圧ｖ_dは信号処理期間の間では
一定とみなす。また、微分ノイズｎ_Zは図２（ｂ）に示
すように、励磁電流Ｉ₁を微分回路を通したノイズ波形
をしている。

【００２４】この電極間電圧ｅ_Sは、差動増幅器１６で
インピーダンス変換されてその出力端に出力され、この
出力はサンプリング回路１７でサンプリング信号ＳＭＰ
₁によりサンプリングされる（図３のステップ１）。

【００２５】サンプリングされホールドされたホールド
電圧ＶＨは、アナログ／デジタル変換回路１８でデジタ
ル信号に変換されてマイクロプロセッサ１９のメモリに
格納される。

【００２６】ここで、各期間α、β、γ、及びδでサン
プリングされるサンプル電圧ｅ(α)、ｅ(β1)、ｅ(β2)、
ｅ(γ)、ｅ(δ1)、ｅ(δ2)は、次のようになる。先ず、正
の励磁期間αでのサンプリングは、励磁電流Ｉ₁の立ち
上がりから３Ｔ〜４Ｔの期間で行われ、次式のようにな
る。

【００２７】 ｅ(α)＝ｖ_S・Ｔ＋ｎ₁＋ｖ_d・Ｔ （２） ここで、ｎ₁はこの励磁期間αの期間３Ｔ〜４Ｔでサン
プリングされる微分ノイズの大きさを示す。

【００２８】次に、休止期間βでのサンプリングは、励
磁電流Ｉ₁の立ち下がりからＴ〜２Ｔの期間、或いは３
Ｔ〜４Ｔで行われ、それぞれ次式のようになる。 ｅ(β1)＝−ｎ₂＋ｖ_d・Ｔ （３） ｅ(β2)＝−ｎ₃＋ｖ_d・Ｔ （４） ここで、ｎ₂、ｎ₃はこの休止期間βのＴ〜２Ｔ、及び３
Ｔ〜４Ｔでサンプリングされる微分ノイズの大きさをそ
れぞれ示す。

【００２９】負の励磁期間γでのサンプリングは、励磁
電流Ｉ₁の立ち下がりから３Ｔ〜４Ｔの期間で行われ、
次式のようになる。 ｅ(γ)＝−ｖ_S・Ｔ−ｎ₁＋ｖ_d・Ｔ （５） 休止期間δでのサンプリングは、励磁電流Ｉ₁の立ち上
がりからＴ〜２Ｔの期間、或いは３Ｔ〜４Ｔで行われ、
それぞれ次式のようになる。 ｅ(δ1)＝ｎ₂＋ｖ_d・Ｔ （６） ｅ(δ2)＝ｎ₃＋ｖ_d・Ｔ （７）

【００３０】これらの（２）〜（７）式で示すサンプル
電圧は、それぞれマイクロプロセッサ１９内のプロセッ
サ（ＣＰＵ）の制御の基に、例えば内蔵されるランダム
アクセスメモリ（ＲＡＭ）に格納される。

【００３１】次に、図３に示すステップ２に移行する。
ここでは、励磁期間α、γにおけるサンプル電圧
（（２）式、（５）式）を用いて、直流電圧ｖ_dを除去
する次の演算を実行して、その結果をランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格納する。 ｅ(α)−ｅ(γ)＝２・（ｖ_S・Ｔ＋ｎ₁） （８）

【００３２】更に、ステップ３に移行する。ここでは、
（３）式と（６）式、及び（４）式と（７）式に示す休
止期間β、δにおけるサンプル電圧を用いて、直流電圧
ｖ_dを除去する次の演算を実行して、その結果をランダ
ムアクセスメモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格納する。 ｅ(δ1)−ｅ(β1)＝２・ｎ₂ （９） ｅ(δ2)−ｅ(β2)＝２・ｎ₃ （１０）

【００３３】次に、ステップ４に移行して微分ノイズの
演算式をロードすることとなるが、この場合の微分ノイ
ズの演算式は、次のようにして算出されたものが、マイ
クロプロセッサ１９内の例えばリードオンリメモリ（Ｒ
ＯＭ）に格納されている。先ず、これらの式に含まれる
微分ノイズｎ₂、ｎ₃を算定するための休止期間における
微分ノイズ関数ｆ₂を図２（ｂ）を参照して算定する。

【００３４】励磁期間αに移行する励磁電流の立上り時
に残存する微分ノイズをａ、立上り後の微分ノイズを
ｂ、励磁期間αの終了時に残存する微分ノイズをｃ、休
止期間βに移行する時の微分ノイズをｄとし、これ等の
微分ノイズを時定数τの不完全微分形とすると、次の各
式が成立する。 ｃ＝ｂ・ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） （１１） ｂ−ａ＝ｎ₀ （１２） −ａ＝ｄ・ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） （１３） ｄ−ｃ＝−ｎ₀ （１４）

【００３５】これらの(１１)式〜（１４）式の関係を用
いると、 ａ＝ｎ₀［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１５） ｄ＝−ｎ₀［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１６） ｃ＝ｎ₀［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１７） ｂ＝ｎ₀［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１８） を得る。

【００３６】したがって、ｆ₂は ｆ₂＝ｄ・ｅｘｐ（−ｔ／τ） ＝−ｎ₀［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１９） として得られる。

【００３７】また、微分ノイズｎ₂は ｎ₂＝_T∫^2Tｆ₂・dt ＝[−ｎ₀（１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−２Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２０） として求められる。

【００３８】さらに、微分ノイズｎ₃は ｎ₃＝_3T∫^4Tｆ₂・dt ＝[−ｎ₀（１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−3Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−4Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２１） として求められる。

【００３９】（２０）式、（２１）式から ｎ₃／ｎ₂＝ｅｘｐ（−２Ｔ／τ） （２２） を得る。

【００４０】ここで、ｎ₀は（２０）式から ｎ₀＝−ｎ₂［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ ／τ［（１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−２Ｔ／τ））］ （２３） として求められる。

【００４１】ｎ₂は（９）式から既知の値であるので、
ｎ₀は決定できる。ｎ₀が分かるので、（１９）式から休
止期間βでの微分ノイズ関数ｆ₂が決定される。次に、
これらの関係を用いて、ステップ５において励磁期間α
の微分ノイズｎ ₁の値を推定する。

【００４２】励磁期間αでの微分ノイズ関数ｆ₁は ｆ₁＝ｂ・ｅｘｐ（−ｔ／τ） ＝ｎ₀［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２４） で算出される。

【００４３】したがって、励磁期間α、γでサンプルさ
れたサンプル電圧ｅ（α）、ｅ（γ）に含まれる微分ノ
イズｎ₁は ｎ₁＝_3T∫^4Tｆ₁・dt ＝[ｎ₀（１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−3Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−4Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２５） となる。

【００４４】そこで、この（２５）式に（２３）式のｎ
₀を代入して整理すると ｎ₁＝−ｎ₂（１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）） ・（ｅｘｐ（−２Ｔ／τ）／［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ＝−［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃ ²）／（ｎ₂ ²−ｎ₃ ²）］ （２６） を得る。

【００４５】ここで、ｎ₂はステップ３で得た（９）式
から、ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）は（２２）式の２乗から、
ｅｘｐ（−２Ｔ／τ）は（２２）式から得られるので、
励磁期間αにおいてサンプリングされる微分ノイズｎ₁
は（２６）式から算定可能であり、この演算をステップ
５で実行する。

【００４６】次に、ステップ６に移行し、ステップ２で
得た（８）式が格納されたＲＡＭ中の演算式に（２６）
式における微分ノイズｎ₁を代入する演算をして信号電
圧ｖ_Sのみを抽出することができる。この信号電圧ｖ_Sか
ら流量演算を実行して出力する。この演算を実行したあ
と、ステップ１に移行しステップ５までを繰り返す演算
を実行する。

【００４７】次に，これ等の算定において、第１に、励
磁の立ち上げ／立ち下げの波形は対称であるとの前提で
あるが、これについては図４に示す励磁回路１５の具体
的な回路を用いて説明する。

【００４８】励磁回路１５は、例えば励磁電源Ｅ_f、定
電流回路ＣＣ、タイミング信号ＴＳ２でその開閉が制御
されるスイッチＳＷ₂、ＳＷ₃、抵抗Ｒとインダクタンス
Ｌを有する励磁コイル１４のキックバック電圧の吸収コ
ンデンサＣ_Sなどから構成されている。

【００４９】励磁電流Ｉ₁がゼロの状態から正あるいは
負の定常値に立ち上がるときの励磁電流は（Ｅ_f／Ｒ）
・（１−ｅｘｐ（ｔＲ／Ｌ））であるのに対し、励磁電
流Ｉ₁が正あるいは負の定常値からゼロのに立ち下がる
ときの励磁電流はＩ₁・［１／（Ｌ・Ｃ_S）^1/2］に関係
して減衰する。ただし、ＬとＣ_SでＬＣの共振回路がで
きて共振による減衰振動を持続させないためのダイオー
ドなどが実際には必要とする。

【００５０】したがって、立ち上げ、立ち下げに関係す
る各パラメータが異なるので、これ等の変動に対して原
理的に対称性を確保するのは難しい。しかし、励磁周期
に対して立ち上げ、立ち下げの時間を十分に短くするこ
とによって、励磁周期のタイムスパンでみると実質的ほ
ぼ対称とみなすことが可能である。

【００５１】第２に、励磁周期に対して立ち上げ、立ち
下げの時間を十分に短くするには、励磁電源Ｅ_fの電圧
の大きさ、吸収コンデンサＣ_Sの大きさを適宜に選定す
ることによって可能となる。

【００５２】また、第３に、微分ノイズの波形は単一の
減衰時定数τを持つ不完全微分形として扱っているが、
この微分ノイズで最も大きな影響をもつのは、測定流体
に検出電極１１、１２が接液することにより生じる分極
容量と接液抵抗などで構成される渦電流回路に流れる渦
電流に起因して検出電極１１、１２に発生するものであ
るので、単一の減衰時定数τを持つものとみなしてもよ
い。

【００５３】第４に、微分ノイズ時定数は実質的にゆっ
くりとしか変化しないものとしているが、一般に付着は
長い時間を要して徐々に進行するので励磁周期に対して
充分にゆっくりと変化していくとみてよい。以上のよう
にして、図２に示す微分波形とこれに伴う演算とは充分
に現実の対応を考慮したものである。

【００５４】図５は図１に示す電磁流量計での信号処理
における他の処理手順を示す演算フロー図である。図３
におけるステップ３で得た（２６）式は分母に（ｎ₂ ²−
ｎ₃ ²）が存在するので、ｎ₂とｎ₃の大きさが近似してい
ると、微分ノイズｎ₁の算定に際して誤差が発生し易
い。

【００５５】そこで、一般に微分ノイズの変動は流量変
動に比較して緩慢な変動をする点に着目して、図５のス
テップＦ１では、演算周期（α＋β＋γ＋δ）単位で算
出してマイクロプロセッサ１９内のメモリに格納されて
いる複数のｎ₁を用いてこれ等をソウトウエア的にフイ
ルタリングして平均値＜ｎ₁＞を算定する。

【００５６】この後、ステップ６において（８）式のｎ
₁の代わりにこの平均値＜ｎ₁＞を用いて流量演算を実行
することにより、演算誤差を小さくすることができる。
この後、ステップＦ２に移行し、この流量信号に対して
フイルタリングを行う。この場合のフイルタリング２の
時定数はステップＦ１におけるフイルタリング１の時定
数に比べて小さく選定し、流量変動に対しては迅速に応
答するようにする。

【００５７】図６は図１に示す電磁流量計での信号処理
における第３の処理手順を示す演算フロー図である。図
５に示す処理手順はｎ₁の演算結果に対して平均化処理
を実行したが、この平均化処理はｎ₁を算出する前の信
号のサンプリングの段階で平均化処理をしてｎ₂´とｎ₃
´を算出し、これらを用いてｎ₁´を算出するようにし
たものである。

【００５８】ステップ１において、ｅ(α)、［ｅ(β
1)、ｅ(β2)］、ｅ(γ)、［ｅ(δ1)、ｅ(δ2)］の信号
サンプリングを実行するが、これらは複数の演算周期
（α＋β＋γ＋δ）に亘って信号サンプリングして各々
マイクロプロセッサ１９内のメモリに格納する。

【００５９】ステップＦ３では、これらのサンプリング
された複数の信号の各対応する部分同志の平均化処理の
ためのフイルタリング３を実行して、それぞれ平均値＜
ｅ(α)＞、［＜ｅ(β1)＞、＜ｅ(β2)＞］、＜ｅ(γ)
＞、［＜ｅ(δ1)＞、＜ｅ(δ2)＞］を算出する。

【００６０】ステップ２以降の演算は、瞬時値ｅ(α)、
［ｅ(β1)、ｅ(β2)］、ｅ(γ)、［ｅ(δ1)、ｅ(δ2)］
の代わりにこれらの平均値を用いる演算を実行する。そ
して、ステップＦ２では図５に示す場合と同様にしてフ
イルタリングを実行する。この場合のフイルタリング２
の時定数はステップＦ３におけるフイルタリング３の時
定数に比べて小さく選定する。

【００６１】図７は本発明の第２の実施例の構成を示す
変形実施例である。図１に示す実施例では信号の演算処
理を全てマイクロプロセッサ１９で実行することとして
いるが、商用周波数以上の励磁周波数で励磁する場合
は、信号をサンプリングするサンプリング信号ＳＭＰ₁
の周期が速いのでアナログ／デジタル変換回路１８の分
解能或いはロジック信号処理のための消費電力が問題に
なることがある。図７に示す実施例はこのようなときに
有効である。

【００６２】２１は反転増幅器、２２はサンプリング回
路である。差動増幅器１６の出力端はサンプリング信号
ＳＭＰ₂で制御されるスイッチＳＷ₄、ＳＷ₅、ＳＷ₆の切
換端の各一端に接続され、さらに反転増幅器２１を介し
てスイッチＳＷ₄、ＳＷ₅、ＳＷ₆の切換端の各他端に接
続されている。

【００６３】スイッチＳＷ₄、ＳＷ₅、ＳＷ₆は差動増幅
器１６、反転増幅器２１の出力をサンプリングして
（８）式〜（１０）式の減算を実行する。スイッチＳＷ
₄、ＳＷ₅、ＳＷ₆の共通端は、抵抗とコンデンサでロー
パスフイルタとして構成された平均回路ＡＶ₁、ＡＶ₂、
ＡＶ₃の入力端に接続されて、ここで時間平均が求めら
れ、その出力端から励磁周波数より遅い周期で動作する
スイッチＳＷ₇の切換端に出力される。

【００６４】平均回路ＡＶ₁、ＡＶ₂、ＡＶ₃は、それぞ
れ抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁、抵抗Ｒ₂とコンデンサＣ₂、
抵抗Ｒ₃とコンデンサＣ₃でフイルタを構成している。平
均回路ＡＶ₁は流量信号のフイルタであり図２のα期間
のｎ₁のタイミングでのデータを平均化する回路、平均
回路ＡＶ₂とＡＶ₃はゼロ点補正用のフイルタであり図２
のβ期間のｎ₂とｎ₃のタイミングでのデータを平均化す
る回路である。

【００６５】スイッチＳＷ₇の共通端に生じた電圧は、
ボルテージホロワーとして機能する演算増幅器Ｑ₂を介
してアナログ／デジタル変換回路１８に出力される。ア
ナログ／デジタル変換回路１８は、マイクロプロセッサ
２３から出力されるサンプリング信号ＴＳ３によるタイ
ミングで演算増幅器Ｑ₂の出力をデジタル信号に変換す
る。

【００６６】マイクロプロセッサ２３は読み込まれたデ
ータを所定のメモリ領域に格納し、図３の演算フロー図
に示すステップ３〜ステップ６と同様な演算を実行して
出力端２０に出力する。このような構成にすると、アナ
ログ／デジタル変換回路１８以降の演算速度を調整する
ことができ、分解能、消費電流などの面で改善を図るこ
とができる。

【００６７】なお、平均回路ＡＶ₁、ＡＶ₂、ＡＶ₃の相
互の時定数として、これらのフイルタ時定数間に、Ｒ₁
Ｃ₁≦Ｒ₂Ｃ₂、Ｒ₃Ｃ₃、なる関係に選定することによ
り、流量信号に対して平均化されたゼロ点補正を実行す
ることができる。これは、図５に対応する演算となる。

【００６８】図８は本発明の第３の実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例は信号を容量式で検出し２本の
伝送線で信号と電力を伝送するものである２４は例えば
２４Ｖなどの電圧を持つ直流電源、２５は受信抵抗であ
り、これ等は直列に接続されて２本の伝送線Ｌ_1、Ｌ₂を
介して２線式の電磁流量計２６に接続されている。

【００６９】電磁流量計２６は、絶縁性の導管２７、測
定流体Ｑとは絶縁された検出電極２８、２９、共通電極
３０、励磁コイル３１、励磁回路３２、差動増幅器３
３、アナログ／デジタル変換回路３４、マイクロプロセ
ッサ３５、絶縁回路３６、出力回路３７などから構成さ
れている。

【００７０】励磁コイル３１には図２（ａ）に示すよう
な励磁電流Ｉ₁と同様な波形をもつ励磁電流Ｉ₂が励磁回
路３２から流されており、対応する磁場が測定流体Ｑに
印加されている。

【００７１】測定流体Ｑの中に発生した信号電圧は、測
定流体Ｑと検出電極２８、２９との間に形成される静電
容量を介して差動増幅器３３に出力される。差動増幅器
３３の出力信号は、アナログ／デジタル変換回路３４に
出力され、ここでデジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ３５に出力され、内蔵するメモリに格納され
る。さらに、マイクロプロセッサ３５はタイミング信号
ＴＳ４を励磁回路３２に出力し励磁電流Ｉ₂を制御す
る。

【００７２】絶縁回路３６は、スイッチングレギュレー
タにより出力回路３７を介して取り入れられた電圧Ｖ_B
を絶縁して回路電源或いは励磁電源Ｖ_fなどを作ると共
にマイクロプロセッサ３５で図３に示す演算フローに従
う信号処理がされて出力された流量信号Ｖ₀を絶縁して
出力回路３７に伝送する。

【００７３】出力回路３７は流量信号Ｖ₀を電流信号Ｉ_S
として例えば０〜１６ｍＡの統一信号に変換するととも
に、伝送線Ｌ₁、Ｌ₂を介してベース電流４ｍＡとして供
給された電流を用いて電圧Ｖ_Bに変換する。したがっ
て、受信抵抗２５には合計で４〜２５ｍＡの電流信号と
して伝送される。

【００７４】さらに、出力回路３７は伝送線Ｌ₁、Ｌ₂を
介して入力された通信用のデジタル信号を受信するとと
もに、マイクロプロセッサで信号処理された通信用のデ
ジタル信号を伝送線Ｌ₁、Ｌ₂に送出する機能を持つ。

【００７５】このように静電容量を介して検出する場合
は、検出電極が測定流体に接液しないので、検出電極へ
の渦電流の流れ込みがなく、ゼロ点の安定化が期待でき
る。しかも、周波数を高く設定できるので、測定流体と
検出電極とで形成される静電容量に起因するインピーダ
ンスを低くでき、差動増幅器３３での検出が容易にな
る。さらに、図３に示す演算は簡潔なので電力消費も少
なく、電力に制限のある２線式電磁流量計としては最適
の信号処理である。

【００７６】なお、今までの説明では、励磁期間αは正
の励磁レベル、休止期間βはゼロの励磁レベル、励磁期
間γは負の励磁レベル、休止期間δはゼロの励磁レベル
として説明したが、これに限られず、一般的に励磁期間
αは第１の励磁レベル、休止期間βは第２の励磁レベ
ル、励磁期間γは第３の励磁レベル、休止期間δは第２
の励磁レベルとして構成しても同様に動作する。

【００７７】

【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに、第１請求項に記載された発明によれば、従来の複
合励磁方式に比べて周波数を高く選定することができる
ので、１／ｆノイズを確実に低減させると共に高速応答
性を実現することができ、しかも簡潔な演算方式で微分
ノイズの処理を行うので、小電力形でＳ／Ｎ比の低下防
止が実現でき、結果としてゼロ点安定性が向上する。

【００７８】また、第２、第３請求項に記載された発明
によれば、第１請求項に記載された効果に加えて、微分
ノイズの演算に用いるデータを第１、第３フイルタによ
って平均化した平均値を用い、さらに流量演算の出力を
これ等のフイルタの時定数に比べて小さいフイルタによ
り平均化するようにしたので、流量信号の応答は維持し
ながら演算誤差を小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】図１に示す実施例の動作を説明する波形図であ
る。

【図３】図１に示す実施例の動作を説明するフロー図で
ある。

【図４】図１に示す実施例の励磁回路の具体的な構成を
示す構成図である。

【図５】図１に示す実施例の他の信号処理の手順を示す
演算フロー図である。

【図６】図１に示す実施例の第３の信号処理の手順を示
す演算フロー図である。

【図７】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
である。

【図８】本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図
である。

【符号の説明】

１０、２７ 導管 １１、１２ 検出電極 １４ 励磁コイル １５、３２ 励磁回路 １６ 差動増幅器 １７ サンプリング回路 １９、２３、３５ マイクロプロセッサ ２１ 反転増幅器 ２２ サンプリング回路 ２４ 直流電源 ２５ 受信抵抗 ２６ 電磁流量計 ３６ 絶縁回路 ３７ 出力回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１・第３励磁レベル期間とこれらの中間
   の第２励磁レベル期間を単位としてこれ等を繰り返す励
   磁をして検出電極に発生する測定流量に対応する信号を
   検出する電磁流量計において、前記第１・第３励磁レベ
   ル期間でサンプリングされたサンプル値を用いて前記検
   出電極間に発生する直流ノイズ電圧を除去する演算を実
   行する第１ノイズ除去演算手段と、前記第２励磁レベル
   期間でサンプリングされたサンプル値を用いて前記直流
   ノイズ電圧を除去して第２励磁レベル期間における異な
   る時点の微分ノイズｎ₂、ｎ₃を抽出する演算を実行する
   第２ノイズ除去演算手段と、前記微分ノイズｎ₂、ｎ₃を
   用いて［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃ ²）／（ｎ₂ ²−ｎ₃ ²）］なる演
   算によって前記第１・第３励磁レベル期間における微分
   ノイズｎ ₁を推定する微分ノイズ推定手段と、この微分
   ノイズｎ₁と前記第１ノイズ除去演算手段で得られた演
   算結果とを用いて前記測定流量を演算する流量演算手段
   とを具備することを特徴とする電磁流量計。
2. 【請求項２】第１・第３励磁レベル期間とこれらの中間
   の第２励磁レベル期間を単位としてこれ等を繰り返す励
   磁をして検出電極に発生する測定流量に対応する信号を
   検出する電磁流量計において、前記第１・第３励磁レベ
   ル期間でサンプリングされたサンプル値を用いて前記検
   出電極間に発生する直流ノイズ電圧を除去する演算を実
   行する第１ノイズ除去演算手段と、前記第２励磁レベル
   期間でサンプリングされたサンプル値を用いて前記直流
   ノイズ電圧を除去して第２励磁レベル期間における異な
   る時点の微分ノイズｎ₂、ｎ₃を抽出する演算を実行する
   第２ノイズ除去演算手段と、複数の前記微分ノイズ
   ｎ₂、ｎ₃の各々を平均してこれ等の微分ノイズｎ₂、ｎ₃
   の平均値を算出する第１フイルタ手段と、前記微分ノイ
   ズｎ₂、ｎ₃の平均値を用いて［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃ ²）／
   （ｎ₂ ²−ｎ₃ ²）］なる演算によって前記第１・第３励磁
   レベル期間における微分ノイズｎ₁を推定する微分ノイ
   ズ推定手段と、この微分ノイズｎ₁と前記第１ノイズ除
   去演算手段で得られた演算結果とを用いて前記測定流量
   を演算する流量演算手段と、この流量演算手段の出力を
   平滑する第２フイルタ手段とを具備し、前記第２フイル
   タ手段の時定数を前記第１フイルタ手段の時定数より小
   さく選定したことを特徴とする電磁流量計。
3. 【請求項３】第１・第３励磁レベル期間とこれらの中間
   の第２励磁レベル期間を単位としてこれ等を繰り返す励
   磁をして検出電極に発生する測定流量に対応する信号を
   検出する電磁流量計において、前記各励磁期間で検出さ
   れたサンプル値を各々平均してサンプル平均値を演算す
   る第３フイルタ手段と、前記第１・第３励磁レベル期間
   でサンプリングされたサンプル平均値を用いて前記検出
   電極間に発生する直流ノイズ電圧を除去する演算を実行
   する第１ノイズ除去演算手段と、前記第２励磁レベル期
   間でサンプリングされたサンプル平均値を用いて前記直
   流ノイズ電圧を除去して第２励磁レベル期間における異
   なる時点の微分ノイズｎ₂、ｎ₃を抽出する演算を実行す
   る第２ノイズ除去演算手段と、前記微分ノイズｎ₂、ｎ₃
   を用いて［ｎ₃（ｎ₂ ²＋ｎ₃ ²）／（ｎ₂ ²−ｎ₃ ²）］なる
   演算によって前記第１・第３励磁レベル期間における微
   分ノイズｎ₁を推定する微分ノイズ推定手段と、この微
   分ノイズｎ₁と前記第１ノイズ除去演算手段で得られた
   演算結果とを用いて前記測定流量を演算する流量演算手
   段と、この流量演算手段の出力を平滑する第２フイルタ
   手段とを具備し、前記第２フイルタ手段の時定数を前記
   第３フイルタ手段の時定数より小さく選定したことを特
   徴とする電磁流量計。