JPH06273205A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
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- JPH06273205A JPH06273205A JP5843693A JP5843693A JPH06273205A JP H06273205 A JPH06273205 A JP H06273205A JP 5843693 A JP5843693 A JP 5843693A JP 5843693 A JP5843693 A JP 5843693A JP H06273205 A JPH06273205 A JP H06273205A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 商用周波数より高い周波数で励磁しながら励
磁電流の切り換えに伴って発生する微分ノイズの影響の
程度を考慮することにより安定な流量信号が出力できる
ように改良した電磁流量計を提供するにある。 【構成】正・負の励磁レベル期間とこれらの中間のゼロ
励磁レベル期間を単位としてこれ等を繰り返す励磁をし
て検出電極に発生する測定流量に対応する信号を検出す
る電磁流量計において、先のゼロ励磁レベル期間でサン
プリングしたサンプル値を所定の設定レベルと比較する
比較手段と、このサンプル値が先の設定レベルを越えた
ときにのみ励磁レベルの切換えに伴う微分ノイズのエン
ベロープを演算してこの微分ノイズを算出するノイズ算
出手段と、算出された先の微分ノイズを用いて流量補正
する補正演算手段とを具備するようにしたものである。
磁電流の切り換えに伴って発生する微分ノイズの影響の
程度を考慮することにより安定な流量信号が出力できる
ように改良した電磁流量計を提供するにある。 【構成】正・負の励磁レベル期間とこれらの中間のゼロ
励磁レベル期間を単位としてこれ等を繰り返す励磁をし
て検出電極に発生する測定流量に対応する信号を検出す
る電磁流量計において、先のゼロ励磁レベル期間でサン
プリングしたサンプル値を所定の設定レベルと比較する
比較手段と、このサンプル値が先の設定レベルを越えた
ときにのみ励磁レベルの切換えに伴う微分ノイズのエン
ベロープを演算してこの微分ノイズを算出するノイズ算
出手段と、算出された先の微分ノイズを用いて流量補正
する補正演算手段とを具備するようにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば正負の励磁レベ
ル期間とこれらの間にゼロ励磁レベル期間を有する期間
を単位としてこれ等を繰り返す励磁をして検出電極に発
生する測定流量に対応する信号を検出する電磁流量計に
係り、特に、商用周波数より高い周波数で励磁しながら
励磁電流の切り換えに伴って発生する微分ノイズの影響
の程度を考慮することにより補正演算を行い安定な流量
信号が出力できるように改良した電磁流量計に関する。
ル期間とこれらの間にゼロ励磁レベル期間を有する期間
を単位としてこれ等を繰り返す励磁をして検出電極に発
生する測定流量に対応する信号を検出する電磁流量計に
係り、特に、商用周波数より高い周波数で励磁しながら
励磁電流の切り換えに伴って発生する微分ノイズの影響
の程度を考慮することにより補正演算を行い安定な流量
信号が出力できるように改良した電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】電磁流量計には励磁方式から分類する
と、工業用としては（ａ）商用電源による商用周波数に
よる商用周波励磁方式、（ｂ）商用周波数より低い低周
波での低周波励磁方式、（ｃ）低周波と商用周波との複
合励磁方式などが代表的なものとして提案され実用化さ
れている。
と、工業用としては（ａ）商用電源による商用周波数に
よる商用周波励磁方式、（ｂ）商用周波数より低い低周
波での低周波励磁方式、（ｃ）低周波と商用周波との複
合励磁方式などが代表的なものとして提案され実用化さ
れている。
【０００３】商用周波励磁方式は、安価であり応答速度
も速いが、微分ノイズに基づくゼロ点変動が大きい欠点
をもっている。また、低周波励磁方式は周波数が低いの
で微分ノイズが少なくこのためゼロ点は安定であるが、
応答速度が悪くこの低周波の励磁周波数帯と同じ周波数
帯に測定流体に含まれるスラリーなどにより発生する１
／ｆノイズが発生し出力に変動を与える欠点がある。
も速いが、微分ノイズに基づくゼロ点変動が大きい欠点
をもっている。また、低周波励磁方式は周波数が低いの
で微分ノイズが少なくこのためゼロ点は安定であるが、
応答速度が悪くこの低周波の励磁周波数帯と同じ周波数
帯に測定流体に含まれるスラリーなどにより発生する１
／ｆノイズが発生し出力に変動を与える欠点がある。
【０００４】そこで、これらの商用周波励磁方式と低周
波励磁方式との各々が持つ欠点を除去するために、これ
等の各方式を検出電極に対して並列に構成し各々ハイパ
スフイルタとローパスフイルタを用いて合体した複合ル
ープを持つ複合励磁方式が提案され実用化されている。
この複合励磁方式によれば、低周波励磁方式の持つゼロ
点の安定性と、商用周波励磁方式の持つ高速応答性とを
持つ電磁流量計が実現できる。
波励磁方式との各々が持つ欠点を除去するために、これ
等の各方式を検出電極に対して並列に構成し各々ハイパ
スフイルタとローパスフイルタを用いて合体した複合ル
ープを持つ複合励磁方式が提案され実用化されている。
この複合励磁方式によれば、低周波励磁方式の持つゼロ
点の安定性と、商用周波励磁方式の持つ高速応答性とを
持つ電磁流量計が実現できる。
【０００５】しかしながら、以上のような複合励磁方式
の電磁流量計は、ゼロ点安定性、高速応答性などの利点
はあるが、低周波と商用周波の２つの周波数ループを持
つので、信号処理に多くのパワーを必要とする。
の電磁流量計は、ゼロ点安定性、高速応答性などの利点
はあるが、低周波と商用周波の２つの周波数ループを持
つので、信号処理に多くのパワーを必要とする。
【０００６】したがって、この複合励磁方式の電磁流量
計は、例えば負荷側から２本の伝送線で電源の供給を受
けると共にこの伝送線を介して流量信号を統一信号（４
〜２０ｍＡ）として負荷側に伝送する２線式の電磁流量
計を動作させようとする場合などには、２系統のループ
の信号処理をする関係からパワー不足に陥いる上に、Ｓ
／Ｎ比の低下をも招く。
計は、例えば負荷側から２本の伝送線で電源の供給を受
けると共にこの伝送線を介して流量信号を統一信号（４
〜２０ｍＡ）として負荷側に伝送する２線式の電磁流量
計を動作させようとする場合などには、２系統のループ
の信号処理をする関係からパワー不足に陥いる上に、Ｓ
／Ｎ比の低下をも招く。
【０００７】また、１／ｆノイズも商用周波数の程度の
周波数では充分に低減されず、出力変動の要因をなすと
いう問題がある。そこで、本出願人は、１／ｆノイズの
完全な低減、小電力形の簡潔な演算処理、ゼロ点安定
性、高速応答性、Ｓ／Ｎ比の低下防止などを目的とし
て、特願平４−１８９３４４号「発明の名称：電磁流量
計」を提案している。
周波数では充分に低減されず、出力変動の要因をなすと
いう問題がある。そこで、本出願人は、１／ｆノイズの
完全な低減、小電力形の簡潔な演算処理、ゼロ点安定
性、高速応答性、Ｓ／Ｎ比の低下防止などを目的とし
て、特願平４−１８９３４４号「発明の名称：電磁流量
計」を提案している。
【０００８】以下、この内容について、その概要を図５
〜図７を用いて説明する。１０はセラミックスパイプ或
いは内面に絶縁のためのライニングが施されたステンレ
ススチールなどの非磁性の導管である。更に、この導管
１０とは絶縁して一対の検出電極１１、１２が固定され
ている。また、測定流体Ｑを接地するために接液電極１
３が共通電位点ＣＯＭに接続されている。
〜図７を用いて説明する。１０はセラミックスパイプ或
いは内面に絶縁のためのライニングが施されたステンレ
ススチールなどの非磁性の導管である。更に、この導管
１０とは絶縁して一対の検出電極１１、１２が固定され
ている。また、測定流体Ｑを接地するために接液電極１
３が共通電位点ＣＯＭに接続されている。
【０００９】導管１０の外部には励磁コイル１４が固定
されており、ここに励磁電流Ｉ1が励磁回路１５の内部
の定電流源から一定の電流として供給されている。一
方、検出電極１１、１２は、差動増幅器１６（簡単のた
め増幅度は１とする）の各入力端に接続されており、こ
こでコモンモードノイズなどが除去された後にサンプリ
ング回路１７に出力される。
されており、ここに励磁電流Ｉ1が励磁回路１５の内部
の定電流源から一定の電流として供給されている。一
方、検出電極１１、１２は、差動増幅器１６（簡単のた
め増幅度は１とする）の各入力端に接続されており、こ
こでコモンモードノイズなどが除去された後にサンプリ
ング回路１７に出力される。
【００１０】サンプリング回路１７はサンプリングスイ
ッチＳＷ1、ホールドコンデンサＣ、バッフア増幅器Ｑ1
などで構成され、サンプリング信号ＳＭＰ1により差動
増幅器１６の出力電圧をサンプリングしてホールドコン
デンサＣにホールドする。ホールドされたホールド電圧
ＶＨはアナログ／デジタル変換回路１８を介してマイク
ロプロセッサ１９に取り込まれる。
ッチＳＷ1、ホールドコンデンサＣ、バッフア増幅器Ｑ1
などで構成され、サンプリング信号ＳＭＰ1により差動
増幅器１６の出力電圧をサンプリングしてホールドコン
デンサＣにホールドする。ホールドされたホールド電圧
ＶＨはアナログ／デジタル変換回路１８を介してマイク
ロプロセッサ１９に取り込まれる。
【００１１】マイクロプロセッサ１９は取り込まれたデ
ータを用いて所定の演算を実行して流量信号ＦＳとして
出力端２０に出力すると共に所定のタイミング信号ＴＳ
1をアナログ／デジタル変換回路１８に出力してその変
換動作を制御する。また、マイクロプロセッサ１９は、
サンプリング回路１７のサンプリングスイッチＳＷ1を
制御するサンプリング信号ＳＭＰ1をサンプリングスイ
ッチＳＷ1に出力する。
ータを用いて所定の演算を実行して流量信号ＦＳとして
出力端２０に出力すると共に所定のタイミング信号ＴＳ
1をアナログ／デジタル変換回路１８に出力してその変
換動作を制御する。また、マイクロプロセッサ１９は、
サンプリング回路１７のサンプリングスイッチＳＷ1を
制御するサンプリング信号ＳＭＰ1をサンプリングスイ
ッチＳＷ1に出力する。
【００１２】この他、マイクロプロセッサ１９は、励磁
回路１５に励磁電流Ｉ1を切り換えるタイミング信号Ｔ
Ｓ2を出力して定電流源からの定電流を切り換えて励磁
電流Ｉ1の波形を制御する。
回路１５に励磁電流Ｉ1を切り換えるタイミング信号Ｔ
Ｓ2を出力して定電流源からの定電流を切り換えて励磁
電流Ｉ1の波形を制御する。
【００１３】次に、以上のように構成された実施例の動
作について図６に示す波形図、図７に示す演算フロー図
を用いて説明する。励磁回路１５はマイクロプロセッサ
１９からのタイミング信号ＴＳ2により内部の定電流源
から出力される定電流を図６（ａ）に示すようにサンプ
リング期間をＴとして＋Ｉ10の定常値を持つ正の励磁レ
ベル期間としての励磁期間α（０〜４Ｔ）、ゼロの励磁
レベル期間としての休止期間β（４Ｔ〜８Ｔ）、−Ｉ10
の定常値を持つ負の励磁レベル期間としての励磁期間γ
（８Ｔ〜１２Ｔ）、ゼロの励磁レベル期間としての期間
δ（１２Ｔ〜１８Ｔ）を１単位として繰り返す励磁電流
Ｉ1として励磁コイル１４に供給する。
作について図６に示す波形図、図７に示す演算フロー図
を用いて説明する。励磁回路１５はマイクロプロセッサ
１９からのタイミング信号ＴＳ2により内部の定電流源
から出力される定電流を図６（ａ）に示すようにサンプ
リング期間をＴとして＋Ｉ10の定常値を持つ正の励磁レ
ベル期間としての励磁期間α（０〜４Ｔ）、ゼロの励磁
レベル期間としての休止期間β（４Ｔ〜８Ｔ）、−Ｉ10
の定常値を持つ負の励磁レベル期間としての励磁期間γ
（８Ｔ〜１２Ｔ）、ゼロの励磁レベル期間としての期間
δ（１２Ｔ〜１８Ｔ）を１単位として繰り返す励磁電流
Ｉ1として励磁コイル１４に供給する。
【００１４】これにより、検出電極１１、１２には測定
流体Ｑの流量に対応した信号電圧ｖ S、磁場が入力回路
で形成されるループを切ることによって、及び測定流体
Ｑに流れる渦電流などによって発生する微分ノイズ
ｎZ、測定流体Ｑと検出電極１１、１２が接触すること
によって発生する直流電圧ｖdがそれぞれ加算された電
極間電圧ｅSが発生する。
流体Ｑの流量に対応した信号電圧ｖ S、磁場が入力回路
で形成されるループを切ることによって、及び測定流体
Ｑに流れる渦電流などによって発生する微分ノイズ
ｎZ、測定流体Ｑと検出電極１１、１２が接触すること
によって発生する直流電圧ｖdがそれぞれ加算された電
極間電圧ｅSが発生する。
【００１５】したがって、電極間電圧ｅSは ｅS＝ｖS＋ｎZ＋ｖd （１） となる。ここで、直流電圧ｖdは信号処理期間の間では
一定とみなす。また、微分ノイズｎZは図６（ｂ）に示
すように、励磁電流Ｉ1を微分回路を通したノイズ波形
をしている。
一定とみなす。また、微分ノイズｎZは図６（ｂ）に示
すように、励磁電流Ｉ1を微分回路を通したノイズ波形
をしている。
【００１６】この電極間電圧ｅSは、差動増幅器１６で
インピーダンス変換されてその出力端に出力され、この
出力はサンプリング回路１７でサンプリング信号ＳＭＰ
1によりサンプリングされる（図７のステップ１）。
インピーダンス変換されてその出力端に出力され、この
出力はサンプリング回路１７でサンプリング信号ＳＭＰ
1によりサンプリングされる（図７のステップ１）。
【００１７】サンプリングされホールドされたホールド
電圧ＶＨは、アナログ／デジタル変換回路１８でデジタ
ル信号に変換されてマイクロプロセッサ１９のメモリに
格納される。
電圧ＶＨは、アナログ／デジタル変換回路１８でデジタ
ル信号に変換されてマイクロプロセッサ１９のメモリに
格納される。
【００１８】ここで、各期間α、β、γ、及びδでサン
プリングされるサンプル電圧ｅ(α)、ｅ(β1)、ｅ(β2)、
ｅ(γ)、ｅ(δ1)、ｅ(δ2)は、次のようになる。先ず、正
の励磁期間αでのサンプリングは、励磁電流Ｉ1の立ち
上がりから３Ｔ〜４Ｔの期間で行われ、次式のようにな
る。
プリングされるサンプル電圧ｅ(α)、ｅ(β1)、ｅ(β2)、
ｅ(γ)、ｅ(δ1)、ｅ(δ2)は、次のようになる。先ず、正
の励磁期間αでのサンプリングは、励磁電流Ｉ1の立ち
上がりから３Ｔ〜４Ｔの期間で行われ、次式のようにな
る。
【００１９】 ｅ(α)＝ｖS・Ｔ＋ｎ1＋ｖd・Ｔ （２） ここで、ｎ1はこの励磁期間αの期間３Ｔ〜４Ｔでサン
プリングされる微分ノイズの大きさを示す。
プリングされる微分ノイズの大きさを示す。
【００２０】次に、休止期間βでのサンプリングは、励
磁電流Ｉ1の立ち下がりからＴ〜２Ｔの期間、或いは３
Ｔ〜４Ｔで行われ、それぞれ次式のようになる。 ｅ(β1)＝−ｎ2＋ｖd・Ｔ （３） ｅ(β2)＝−ｎ3＋ｖd・Ｔ （４） ここで、ｎ2、ｎ3はこの休止期間βのＴ〜２Ｔ、及び３
Ｔ〜４Ｔでサンプリングされる微分ノイズの大きさをそ
れぞれ示す。
磁電流Ｉ1の立ち下がりからＴ〜２Ｔの期間、或いは３
Ｔ〜４Ｔで行われ、それぞれ次式のようになる。 ｅ(β1)＝−ｎ2＋ｖd・Ｔ （３） ｅ(β2)＝−ｎ3＋ｖd・Ｔ （４） ここで、ｎ2、ｎ3はこの休止期間βのＴ〜２Ｔ、及び３
Ｔ〜４Ｔでサンプリングされる微分ノイズの大きさをそ
れぞれ示す。
【００２１】負の励磁期間γでのサンプリングは、励磁
電流Ｉ1の立ち下がりから３Ｔ〜４Ｔの期間で行われ、
次式のようになる。 ｅ(γ)＝−ｖS・Ｔ−ｎ1＋ｖd・Ｔ （５） 休止期間δでのサンプリングは、励磁電流Ｉ1の立ち上
がりからＴ〜２Ｔの期間、或いは３Ｔ〜４Ｔで行われ、
それぞれ次式のようになる。 ｅ(δ1)＝ｎ2＋ｖd・Ｔ （６） ｅ(δ2)＝ｎ3＋ｖd・Ｔ （７）
電流Ｉ1の立ち下がりから３Ｔ〜４Ｔの期間で行われ、
次式のようになる。 ｅ(γ)＝−ｖS・Ｔ−ｎ1＋ｖd・Ｔ （５） 休止期間δでのサンプリングは、励磁電流Ｉ1の立ち上
がりからＴ〜２Ｔの期間、或いは３Ｔ〜４Ｔで行われ、
それぞれ次式のようになる。 ｅ(δ1)＝ｎ2＋ｖd・Ｔ （６） ｅ(δ2)＝ｎ3＋ｖd・Ｔ （７）
【００２２】これらの（２）〜（７）式で示すサンプル
電圧は、それぞれマイクロプロセッサ１９内のプロセッ
サ（ＣＰＵ）の制御の基に、例えば内蔵されるランダム
アクセスメモリ（ＲＡＭ）に格納される。
電圧は、それぞれマイクロプロセッサ１９内のプロセッ
サ（ＣＰＵ）の制御の基に、例えば内蔵されるランダム
アクセスメモリ（ＲＡＭ）に格納される。
【００２３】次に、図７に示すステップ２に移行する。
ここでは、励磁期間α、γにおけるサンプル電圧
（（２）式、（５）式）を用いて、直流電圧ｖdを除去
する次の演算を実行して、その結果をランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格納する。 ｅ(α)−ｅ(γ)＝２・（ｖS・Ｔ＋ｎ1） （８）
ここでは、励磁期間α、γにおけるサンプル電圧
（（２）式、（５）式）を用いて、直流電圧ｖdを除去
する次の演算を実行して、その結果をランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格納する。 ｅ(α)−ｅ(γ)＝２・（ｖS・Ｔ＋ｎ1） （８）
【００２４】更に、ステップ３に移行する。ここでは、
（３）式と（６）式、及び（４）式と（７）式に示す休
止期間β、δにおけるサンプル電圧を用いて、直流電圧
ｖdを除去する次の演算を実行して、その結果をランダ
ムアクセスメモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格納する。 ｅ(δ1)−ｅ(β1)＝２・ｎ2 （９） ｅ(δ2)−ｅ(β2)＝２・ｎ3 （１０）
（３）式と（６）式、及び（４）式と（７）式に示す休
止期間β、δにおけるサンプル電圧を用いて、直流電圧
ｖdを除去する次の演算を実行して、その結果をランダ
ムアクセスメモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格納する。 ｅ(δ1)−ｅ(β1)＝２・ｎ2 （９） ｅ(δ2)−ｅ(β2)＝２・ｎ3 （１０）
【００２５】次に、ステップ４に移行して微分ノイズの
演算式をロードすることとなるが、この場合の微分ノイ
ズの演算式は、次のようにして算出されたものが、マイ
クロプロセッサ１９内の例えばリードオンリメモリ（Ｒ
ＯＭ）に格納されている。先ず、これらの式に含まれる
微分ノイズｎ2、ｎ3を算定するための休止期間における
微分ノイズ関数ｆ2を図６（ｂ）を参照して算定する。
演算式をロードすることとなるが、この場合の微分ノイ
ズの演算式は、次のようにして算出されたものが、マイ
クロプロセッサ１９内の例えばリードオンリメモリ（Ｒ
ＯＭ）に格納されている。先ず、これらの式に含まれる
微分ノイズｎ2、ｎ3を算定するための休止期間における
微分ノイズ関数ｆ2を図６（ｂ）を参照して算定する。
【００２６】励磁期間αに移行する励磁電流の立上り時
に残存する微分ノイズをａ、立上り後の微分ノイズを
ｂ、励磁期間αの終了時に残存する微分ノイズをｃ、休
止期間βに移行する時の微分ノイズをｄとし、これ等の
微分ノイズを時定数τの不完全微分形とすると、次の各
式が成立する。 ｃ＝ｂ・ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） （１１） ｂ−ａ＝ｎ0 （１２） −ａ＝ｄ・ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） （１３） ｄ−ｃ＝−ｎ0 （１４）
に残存する微分ノイズをａ、立上り後の微分ノイズを
ｂ、励磁期間αの終了時に残存する微分ノイズをｃ、休
止期間βに移行する時の微分ノイズをｄとし、これ等の
微分ノイズを時定数τの不完全微分形とすると、次の各
式が成立する。 ｃ＝ｂ・ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） （１１） ｂ−ａ＝ｎ0 （１２） −ａ＝ｄ・ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） （１３） ｄ−ｃ＝−ｎ0 （１４）
【００２７】これらの(１１)式〜（１４）式の関係を用
いると、 ａ＝ｎ0［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１５） ｄ＝−ｎ0［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１６） ｃ＝ｎ0［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１７） ｂ＝ｎ0［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１８） を得る。
いると、 ａ＝ｎ0［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１５） ｄ＝−ｎ0［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１６） ｃ＝ｎ0［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−４Ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１７） ｂ＝ｎ0［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１８） を得る。
【００２８】したがって、ｆ2は ｆ2＝ｄ・ｅｘｐ（−ｔ／τ） ＝−ｎ0［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （１９） として得られる。
【００２９】また、微分ノイズｎ2は ｎ2＝T∫2Tｆ2・dt ＝[−ｎ0（１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−２Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２０） として求められる。
【００３０】さらに、微分ノイズｎ3は ｎ3＝3T∫4Tｆ2・dt ＝[−ｎ0（１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−3Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−4Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２１） として求められる。
【００３１】（２０）式、（２１）式から ｎ3／ｎ2＝ｅｘｐ（−２Ｔ／τ） （２２） を得る。
【００３２】ここで、ｎ0は（２０）式から ｎ0＝−ｎ2［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ ／τ［（１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−２Ｔ／τ））］ （２３） として求められる。
【００３３】ｎ2は（９）式から既知の値であるので、
ｎ0は決定できる。ｎ0が分かるので、（１９）式から休
止期間βでの微分ノイズ関数ｆ2が決定される。次に、
これらの関係を用いて、ステップ５において励磁期間α
の微分ノイズｎ 1の値を推定する。
ｎ0は決定できる。ｎ0が分かるので、（１９）式から休
止期間βでの微分ノイズ関数ｆ2が決定される。次に、
これらの関係を用いて、ステップ５において励磁期間α
の微分ノイズｎ 1の値を推定する。
【００３４】励磁期間αでの微分ノイズ関数ｆ1は ｆ1＝ｂ・ｅｘｐ（−ｔ／τ） ＝ｎ0［１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ｅｘｐ（−ｔ／τ） ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２４） で算出される。
【００３５】したがって、励磁期間α、γでサンプルさ
れたサンプル電圧ｅ（α）、ｅ（γ）に含まれる微分ノ
イズｎ1は ｎ1＝3T∫4Tｆ1・dt ＝[ｎ0（１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−3Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−4Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２５） となる。
れたサンプル電圧ｅ（α）、ｅ（γ）に含まれる微分ノ
イズｎ1は ｎ1＝3T∫4Tｆ1・dt ＝[ｎ0（１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ））・（ｅｘｐ（−3Ｔ／τ） −ｅｘｐ（−4Ｔ／τ））］τ・ ／［１＋ｅｘｐ（−８Ｔ／τ）］ （２５） となる。
【００３６】そこで、この（２５）式に（２３）式のｎ
0を代入して整理すると ｎ1＝−ｎ2（１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）） ・（ｅｘｐ（−２Ｔ／τ）／［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ＝−［ｎ3（ｎ2 2＋ｎ3 2）／（ｎ2 2−ｎ3 2）］ （２６） を得る。
0を代入して整理すると ｎ1＝−ｎ2（１＋ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）） ・（ｅｘｐ（−２Ｔ／τ）／［１−ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）］ ＝−［ｎ3（ｎ2 2＋ｎ3 2）／（ｎ2 2−ｎ3 2）］ （２６） を得る。
【００３７】ここで、ｎ2はステップ３で得た（９）式
から、ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）は（２２）式の２乗から、
ｅｘｐ（−２Ｔ／τ）は（２２）式から得られるので、
励磁期間αにおいてサンプリングされる微分ノイズｎ1
は（２６）式から算定可能であり、この演算をステップ
５で実行する。
から、ｅｘｐ（−４Ｔ／τ）は（２２）式の２乗から、
ｅｘｐ（−２Ｔ／τ）は（２２）式から得られるので、
励磁期間αにおいてサンプリングされる微分ノイズｎ1
は（２６）式から算定可能であり、この演算をステップ
５で実行する。
【００３８】次に、ステップ６に移行し、ステップ２で
得た（８）式が格納されたＲＡＭ中の演算式に（２６）
式における微分ノイズｎ1を代入する演算をして信号電
圧ｖSのみを抽出することができる。この信号電圧ｖSか
ら流量演算を実行して出力する。この演算を実行したあ
と、ステップ１に移行しステップ５までを繰り返す演算
を実行する。
得た（８）式が格納されたＲＡＭ中の演算式に（２６）
式における微分ノイズｎ1を代入する演算をして信号電
圧ｖSのみを抽出することができる。この信号電圧ｖSか
ら流量演算を実行して出力する。この演算を実行したあ
と、ステップ１に移行しステップ５までを繰り返す演算
を実行する。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
微分ノイズ除去の演算は、基本的にゼロの励磁レベル期
間で検出した微分ノイズを用いて所定の演算を実行して
励磁レベル期間における微分ノイズを推定し、この推定
に基づいて信号電圧のみを抽出している。
微分ノイズ除去の演算は、基本的にゼロの励磁レベル期
間で検出した微分ノイズを用いて所定の演算を実行して
励磁レベル期間における微分ノイズを推定し、この推定
に基づいて信号電圧のみを抽出している。
【００４０】したがって、ゼロの励磁レベル期間で検出
される微分ノイズの大きさがある程度大きくないと励磁
レベル期間における微分ノイズを正確に推定することが
できないという不都合がある。
される微分ノイズの大きさがある程度大きくないと励磁
レベル期間における微分ノイズを正確に推定することが
できないという不都合がある。
【００４１】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための主な構成として、正・負の励磁レベル期
間とこれらの中間のゼロ励磁レベル期間を単位としてこ
れ等を繰り返す励磁をして検出電極に発生する測定流量
に対応する信号を検出する電磁流量計において、先のゼ
ロ励磁レベル期間でサンプリングしたサンプル値を所定
の設定レベルと比較する比較手段と、このサンプル値が
先の設定レベルを越えたときにのみ励磁レベルの切換え
に伴う微分ノイズのエンベロープを演算してこの微分ノ
イズを算出するノイズ算出手段と、算出された先の微分
ノイズを用いて流量補正する補正演算手段とを具備する
ようにしたものである。
解決するための主な構成として、正・負の励磁レベル期
間とこれらの中間のゼロ励磁レベル期間を単位としてこ
れ等を繰り返す励磁をして検出電極に発生する測定流量
に対応する信号を検出する電磁流量計において、先のゼ
ロ励磁レベル期間でサンプリングしたサンプル値を所定
の設定レベルと比較する比較手段と、このサンプル値が
先の設定レベルを越えたときにのみ励磁レベルの切換え
に伴う微分ノイズのエンベロープを演算してこの微分ノ
イズを算出するノイズ算出手段と、算出された先の微分
ノイズを用いて流量補正する補正演算手段とを具備する
ようにしたものである。
【００４２】
【作 用】比較手段は、正・負の励磁レベル期間に挟ま
れた中間のゼロ励磁レベル期間でサンプリングしたサン
プル値を所定の設定レベルと比較する。ノイズ算出手段
は、このサンプル値が先の設定レベルを越えたときにの
み励磁レベルの切換えに伴う微分ノイズのエンベロープ
を演算してこの微分ノイズを算出する。補正演算手段
は、算出された先の微分ノイズを用いて流量補正する。
れた中間のゼロ励磁レベル期間でサンプリングしたサン
プル値を所定の設定レベルと比較する。ノイズ算出手段
は、このサンプル値が先の設定レベルを越えたときにの
み励磁レベルの切換えに伴う微分ノイズのエンベロープ
を演算してこの微分ノイズを算出する。補正演算手段
は、算出された先の微分ノイズを用いて流量補正する。
【００４３】このようにして、微分ノイズが小さいとき
は、誤差が大きくなるので、補正演算を実行せずにその
まま出力し、微分ノイズが大きくなったときは、補正演
算の精度が向上するので、補正演算を実行してノイズの
除去された流量信号を出力する。
は、誤差が大きくなるので、補正演算を実行せずにその
まま出力し、微分ノイズが大きくなったときは、補正演
算の精度が向上するので、補正演算を実行してノイズの
除去された流量信号を出力する。
【００４４】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図５〜図７に示す従来の構成と同一の
機能を持つ構成要素には同一の符号を付して適宜にその
説明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図５〜図７に示す従来の構成と同一の
機能を持つ構成要素には同一の符号を付して適宜にその
説明を省略する。
【００４５】導管１０、励磁コイル１４、励磁回路１
５、差動増幅器１６、サンプリング回路１７、アナログ
／デジタル変換回路１８などの構成は、図５に示す構成
とほぼ同一である。本実施例ではマイクロプロセッサ２
２の信号処理の内容が従来と異なっている。
５、差動増幅器１６、サンプリング回路１７、アナログ
／デジタル変換回路１８などの構成は、図５に示す構成
とほぼ同一である。本実施例ではマイクロプロセッサ２
２の信号処理の内容が従来と異なっている。
【００４６】次に、本実施例の動作について図２に示す
波形図、図３に示す演算フロー図を用いて説明する。図
２に示す波形は、基本的には図６に示す波形と同じであ
る。また、図３に示すマイクロプロセッサ２２による演
算は図７に示す演算に対してステップＡ、〜Ｇが追加さ
れている。
波形図、図３に示す演算フロー図を用いて説明する。図
２に示す波形は、基本的には図６に示す波形と同じであ
る。また、図３に示すマイクロプロセッサ２２による演
算は図７に示す演算に対してステップＡ、〜Ｇが追加さ
れている。
【００４７】励磁回路１５はマイクロプロセッサ２２か
らのタイミング信号ＴＳ2により内部の定電流源から出
力される定電流を図２（ａ）に示すようにサンプリング
期間をＴとして＋Ｉ10の定常値を持つ正の励磁レベル期
間としての励磁期間α（０〜４Ｔ）、ゼロの励磁レベル
期間としての休止期間β（４Ｔ〜８Ｔ）、−Ｉ10の定常
値を持つ負の励磁レベル期間としての励磁期間γ（８Ｔ
〜１２Ｔ）、ゼロの励磁レベル期間としての期間δ（１
２Ｔ〜１８Ｔ）を１単位として繰り返す励磁電流Ｉ1と
して励磁コイル１４に供給する。
らのタイミング信号ＴＳ2により内部の定電流源から出
力される定電流を図２（ａ）に示すようにサンプリング
期間をＴとして＋Ｉ10の定常値を持つ正の励磁レベル期
間としての励磁期間α（０〜４Ｔ）、ゼロの励磁レベル
期間としての休止期間β（４Ｔ〜８Ｔ）、−Ｉ10の定常
値を持つ負の励磁レベル期間としての励磁期間γ（８Ｔ
〜１２Ｔ）、ゼロの励磁レベル期間としての期間δ（１
２Ｔ〜１８Ｔ）を１単位として繰り返す励磁電流Ｉ1と
して励磁コイル１４に供給する。
【００４８】これにより、検出電極１１、１２には測定
流体Ｑの流量に対応した信号電圧ｖ S、磁場が入力回路
で形成されるループを切ることによって、及び測定流体
Ｑに流れる渦電流などによって発生する微分ノイズ
ｎZ、測定流体Ｑと検出電極１１、１２が接触すること
によって発生する直流電圧ｖdがそれぞれ加算された電
極間電圧ｅSが発生する。
流体Ｑの流量に対応した信号電圧ｖ S、磁場が入力回路
で形成されるループを切ることによって、及び測定流体
Ｑに流れる渦電流などによって発生する微分ノイズ
ｎZ、測定流体Ｑと検出電極１１、１２が接触すること
によって発生する直流電圧ｖdがそれぞれ加算された電
極間電圧ｅSが発生する。
【００４９】したがって、電極間電圧ｅSは ｅS＝ｖS＋ｎZ＋ｖd （１） となる。ここで、直流電圧ｖdは信号処理期間の間では
一定とみなす。また、微分ノイズｎZは図２（ｂ）に示
すように、励磁電流Ｉ1を微分回路を通したノイズ波形
をしている。
一定とみなす。また、微分ノイズｎZは図２（ｂ）に示
すように、励磁電流Ｉ1を微分回路を通したノイズ波形
をしている。
【００５０】この電極間電圧ｅSは、差動増幅器１６で
インピーダンス変換されてその出力端に出力され、この
出力はサンプリング回路１７でサンプリング信号ＳＭＰ
1によりサンプリングされる（図３のステップ１）。こ
のステップ１は、基本的には、図７のステップ１と同様
である。
インピーダンス変換されてその出力端に出力され、この
出力はサンプリング回路１７でサンプリング信号ＳＭＰ
1によりサンプリングされる（図３のステップ１）。こ
のステップ１は、基本的には、図７のステップ１と同様
である。
【００５１】サンプリングされホールドされたホールド
電圧ＶＨは、アナログ／デジタル変換回路１８でデジタ
ル信号に変換されてマイクロプロセッサ２２のメモリに
格納される。ここで、各期間α、β、γ、及びδでサン
プリングされるサンプル電圧ｅ(α)、ｅ(β1)、ｅ(β2)、
ｅ(γ)、ｅ(δ1)、ｅ(δ2)は、（２）式〜（７）式で示さ
れる。
電圧ＶＨは、アナログ／デジタル変換回路１８でデジタ
ル信号に変換されてマイクロプロセッサ２２のメモリに
格納される。ここで、各期間α、β、γ、及びδでサン
プリングされるサンプル電圧ｅ(α)、ｅ(β1)、ｅ(β2)、
ｅ(γ)、ｅ(δ1)、ｅ(δ2)は、（２）式〜（７）式で示さ
れる。
【００５２】この後、図７のステップ２、３と同様な手
順により、休止期間β、δにおけるサンプル電圧を用い
て、（９）式、（１０）式により直流電圧ｖdを除去す
る演算を実行して、微分ノイズｎ2、ｎ3を求め、その結
果をランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格
納する。
順により、休止期間β、δにおけるサンプル電圧を用い
て、（９）式、（１０）式により直流電圧ｖdを除去す
る演算を実行して、微分ノイズｎ2、ｎ3を求め、その結
果をランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）の所定領域に格
納する。
【００５３】次に、ステップＡに移行する。ここでは、
マイクロプロセッサ２２は、ステップ３までの手順より
得られた（９）式、（１０）式に基づいて演算されメモ
リＲＡＭに格納された微分ノイズｎ2、ｎ3を用いて、そ
のリードオンリメモリＲＯＭに格納されているノイズ比
較プログラムによりこれらの大小判断を実行する。
マイクロプロセッサ２２は、ステップ３までの手順より
得られた（９）式、（１０）式に基づいて演算されメモ
リＲＡＭに格納された微分ノイズｎ2、ｎ3を用いて、そ
のリードオンリメモリＲＯＭに格納されているノイズ比
較プログラムによりこれらの大小判断を実行する。
【００５４】この判断の結果、ｎ2＞ｎ3なる関係（ｙｅ
ｓ）、つまり次第に微分ノイズが小さくなる関係にあれ
ば、正常な減衰状態にあるとしてステップＢに移行す
る。ｎ 2＞ｎ3なる関係にない場合（ｎｏ）にあれば、異
常状態と判断されステップＣに移行して流量出力を停止
し、その後、ステップＤにおいて異常信号を外部に発信
する。
ｓ）、つまり次第に微分ノイズが小さくなる関係にあれ
ば、正常な減衰状態にあるとしてステップＢに移行す
る。ｎ 2＞ｎ3なる関係にない場合（ｎｏ）にあれば、異
常状態と判断されステップＣに移行して流量出力を停止
し、その後、ステップＤにおいて異常信号を外部に発信
する。
【００５５】ステップＢでは、マイクロプロセッサ２２
のリードオンリメモリＲＯＭには図２（ａ）の時点１４
Ｔの直前で検出された微分ノイズｎ2が許容できる設定
電圧Ｅ1に対応する設定値と、この設定値に対する微分
ノイズｎ2の大小を判断する判断プログラムが格納され
ている。
のリードオンリメモリＲＯＭには図２（ａ）の時点１４
Ｔの直前で検出された微分ノイズｎ2が許容できる設定
電圧Ｅ1に対応する設定値と、この設定値に対する微分
ノイズｎ2の大小を判断する判断プログラムが格納され
ている。
【００５６】この判断プログラムにより、ｎ2＜Ｅ1を判
断した結果、ｎｏであれば、所定値より大きな微分ノイ
ズと判断されるので、ステップＥに移行して警告信号を
外部に発信し、ステップ４に移行する。ｙｅｓであれ
ば、予定通りのノイズであるので、ステップＦに移行す
る。
断した結果、ｎｏであれば、所定値より大きな微分ノイ
ズと判断されるので、ステップＥに移行して警告信号を
外部に発信し、ステップ４に移行する。ｙｅｓであれ
ば、予定通りのノイズであるので、ステップＦに移行す
る。
【００５７】ステップＦでは、マイクロプロセッサ２２
のリードオンリメモリＲＯＭには図２（ａ）の時点１８
Ｔの直前で検出された微分ノイズｎ3が許容できる設定
電圧Ｅ2に対応する設定値と、この設定値に対する微分
ノイズｎ3の大小を判断する判断プログラムが格納され
ている。
のリードオンリメモリＲＯＭには図２（ａ）の時点１８
Ｔの直前で検出された微分ノイズｎ3が許容できる設定
電圧Ｅ2に対応する設定値と、この設定値に対する微分
ノイズｎ3の大小を判断する判断プログラムが格納され
ている。
【００５８】この判断プログラムにより、ｎ3＜Ｅ2を判
断した結果、ｎｏであれば、所定値より大きな微分ノイ
ズと判断されるので、ステップＧに移行して警告信号を
外部に発信し、ステップ４に移行する。
断した結果、ｎｏであれば、所定値より大きな微分ノイ
ズと判断されるので、ステップＧに移行して警告信号を
外部に発信し、ステップ４に移行する。
【００５９】ｙｅｓであれば、設定電圧Ｅ1、設定電圧
Ｅ2も共にクリアしたことになり、微分ノイズの補正演
算を必要としないものと判断され、ステップ６に移行し
てサンプリングされたサンプル値を用いて流量演算が実
行されて出力される。
Ｅ2も共にクリアしたことになり、微分ノイズの補正演
算を必要としないものと判断され、ステップ６に移行し
てサンプリングされたサンプル値を用いて流量演算が実
行されて出力される。
【００６０】ステップ４では、ステップＥ、Ｇの何れの
場合にも微分ノイズが所定値より大きい場合を取り扱う
こととなるので、休止期間β、δのデータを用いて励磁
期間の微分ノイズを正確に算定できる状態にあり、この
ため従来通り微分ノイズの演算式をメモリからロードす
る。そして、ステップ５で励磁期間の微分ノイズを算定
して、ステップ６に移行し、流量演算を実行して出力す
る。
場合にも微分ノイズが所定値より大きい場合を取り扱う
こととなるので、休止期間β、δのデータを用いて励磁
期間の微分ノイズを正確に算定できる状態にあり、この
ため従来通り微分ノイズの演算式をメモリからロードす
る。そして、ステップ５で励磁期間の微分ノイズを算定
して、ステップ６に移行し、流量演算を実行して出力す
る。
【００６１】図４は本発明の第２の実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例は信号を容量式で検出し２本の
伝送線で信号と電力を伝送するものである２４は例えば
２４Ｖなどの電圧を持つ直流電源、２５は受信抵抗であ
り、これ等は直列に接続されて２本の伝送線Ｌ1、Ｌ2を
介して２線式の電磁流量計２６に接続されている。
ク図である。この実施例は信号を容量式で検出し２本の
伝送線で信号と電力を伝送するものである２４は例えば
２４Ｖなどの電圧を持つ直流電源、２５は受信抵抗であ
り、これ等は直列に接続されて２本の伝送線Ｌ1、Ｌ2を
介して２線式の電磁流量計２６に接続されている。
【００６２】電磁流量計２６は、絶縁性の導管２７、測
定流体Ｑとは絶縁された検出電極２８、２９、共通電極
３０、励磁コイル３１、励磁回路３２、差動増幅器３
３、アナログ／デジタル変換回路３４、マイクロプロセ
ッサ３５、絶縁回路３６、出力回路３７などから構成さ
れている。
定流体Ｑとは絶縁された検出電極２８、２９、共通電極
３０、励磁コイル３１、励磁回路３２、差動増幅器３
３、アナログ／デジタル変換回路３４、マイクロプロセ
ッサ３５、絶縁回路３６、出力回路３７などから構成さ
れている。
【００６３】励磁コイル３１には図２（ａ）に示すよう
な励磁電流Ｉ1と同様な波形をもつ励磁電流Ｉ2が励磁回
路３２から流されており、対応する磁場が測定流体Ｑに
印加されている。
な励磁電流Ｉ1と同様な波形をもつ励磁電流Ｉ2が励磁回
路３２から流されており、対応する磁場が測定流体Ｑに
印加されている。
【００６４】測定流体Ｑの中に発生した信号電圧は、測
定流体Ｑと検出電極２８、２９との間に形成される静電
容量を介して差動増幅器３３に出力される。差動増幅器
３３の出力信号は、アナログ／デジタル変換回路３４に
出力され、ここでデジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ３５に出力され、内蔵するメモリに格納され
る。さらに、マイクロプロセッサ３５はタイミング信号
ＴＳ４を励磁回路３２に出力し励磁電流Ｉ2を制御す
る。
定流体Ｑと検出電極２８、２９との間に形成される静電
容量を介して差動増幅器３３に出力される。差動増幅器
３３の出力信号は、アナログ／デジタル変換回路３４に
出力され、ここでデジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ３５に出力され、内蔵するメモリに格納され
る。さらに、マイクロプロセッサ３５はタイミング信号
ＴＳ４を励磁回路３２に出力し励磁電流Ｉ2を制御す
る。
【００６５】絶縁回路３６は、スイッチングレギュレー
タにより出力回路３７を介して取り入れられた電圧ＶB
を絶縁して回路電源或いは励磁電源Ｖfなどを作ると共
にマイクロプロセッサ３５で図３に示す演算フローに従
う信号処理がされて出力された流量信号Ｖ0を絶縁して
出力回路３７に伝送する。ただし、この場合は検出電極
２８、２９が測定流体に接液していないので、直流電圧
ｖd＝０として前記各式の演算を実行する。
タにより出力回路３７を介して取り入れられた電圧ＶB
を絶縁して回路電源或いは励磁電源Ｖfなどを作ると共
にマイクロプロセッサ３５で図３に示す演算フローに従
う信号処理がされて出力された流量信号Ｖ0を絶縁して
出力回路３７に伝送する。ただし、この場合は検出電極
２８、２９が測定流体に接液していないので、直流電圧
ｖd＝０として前記各式の演算を実行する。
【００６６】出力回路３７は流量信号Ｖ0を電流信号ＩS
として例えば０〜１６ｍＡの統一信号に変換するととも
に、伝送線Ｌ1、Ｌ2を介してベース電流４ｍＡとして供
給された電流を用いて電圧ＶBに変換する。したがっ
て、受信抵抗２５には合計で４〜２０ｍＡの電流信号と
して伝送される。
として例えば０〜１６ｍＡの統一信号に変換するととも
に、伝送線Ｌ1、Ｌ2を介してベース電流４ｍＡとして供
給された電流を用いて電圧ＶBに変換する。したがっ
て、受信抵抗２５には合計で４〜２０ｍＡの電流信号と
して伝送される。
【００６７】このように静電容量を介して信号を検出す
る場合は、検出電極が測定流体に接液しないので、検出
電極への渦電流の流れ込みがなく、通常は、ゼロ点の安
定化が期待できる。
る場合は、検出電極が測定流体に接液しないので、検出
電極への渦電流の流れ込みがなく、通常は、ゼロ点の安
定化が期待できる。
【００６８】しかし、導管２７の内壁への異常な付着な
どによってゼロ点の安定性が損なわれることもある。例
えば、静電容量を介して信号を検出する場合に、導管２
７の内壁に絶縁性の膜が形成されて検出電極との間に不
均一に分布する静電容量が発生し、これにより流体中に
流れる渦電流による微分ノイズが遅れ、これが検出され
てゼロ点変動に結びつくような場合である。
どによってゼロ点の安定性が損なわれることもある。例
えば、静電容量を介して信号を検出する場合に、導管２
７の内壁に絶縁性の膜が形成されて検出電極との間に不
均一に分布する静電容量が発生し、これにより流体中に
流れる渦電流による微分ノイズが遅れ、これが検出され
てゼロ点変動に結びつくような場合である。
【００６９】このような場合には、導管の内壁の状態を
ゼロ励磁期間で検出される信号で診断して、必要に応じ
て、出力の補正演算、検出部メンテナンス要求信号
の発信等を追加することができ、より信頼性の高い流量
信号を得ることができる。
ゼロ励磁期間で検出される信号で診断して、必要に応じ
て、出力の補正演算、検出部メンテナンス要求信号
の発信等を追加することができ、より信頼性の高い流量
信号を得ることができる。
【００７０】また、図４に示す構成では、周波数を高く
設定できるので、測定流体と検出電極とで形成される静
電容量に起因するインピーダンスを低くでき、差動増幅
器３３での検出が容易になる。なお、図３に示す演算は
簡潔なので電力消費も少なく、電力に制限のある２線式
電磁流量計としては最適の信号処理である。
設定できるので、測定流体と検出電極とで形成される静
電容量に起因するインピーダンスを低くでき、差動増幅
器３３での検出が容易になる。なお、図３に示す演算は
簡潔なので電力消費も少なく、電力に制限のある２線式
電磁流量計としては最適の信号処理である。
【００７１】なお、今までの説明では、励磁期間αは正
の励磁レベル、休止期間βはゼロの励磁レベル、励磁期
間γは負の励磁レベル、休止期間δはゼロの励磁レベル
として説明したが、これに限られず、一般的に励磁期間
αは第１の励磁レベル、休止期間βは第２の励磁レベ
ル、励磁期間γは第３の励磁レベル、休止期間δは第２
の励磁レベルとして構成しても同様に動作する。
の励磁レベル、休止期間βはゼロの励磁レベル、励磁期
間γは負の励磁レベル、休止期間δはゼロの励磁レベル
として説明したが、これに限られず、一般的に励磁期間
αは第１の励磁レベル、休止期間βは第２の励磁レベ
ル、励磁期間γは第３の励磁レベル、休止期間δは第２
の励磁レベルとして構成しても同様に動作する。
【００７２】さらに、ノイズ算出手段としてはサンプル
値が所定の設定レベルを越えたときにのみ励磁レベルの
切換えに伴う微分ノイズのエンベロープを演算してこの
微分ノイズを算出したが、このエンベロープの算定は、
ステップ４、５で説明した算定以外の演算を用いること
もできる。
値が所定の設定レベルを越えたときにのみ励磁レベルの
切換えに伴う微分ノイズのエンベロープを演算してこの
微分ノイズを算出したが、このエンベロープの算定は、
ステップ４、５で説明した算定以外の演算を用いること
もできる。
【００７３】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、微分ノイズが小さいときに補正演
算を実行すると誤差が大きくなるので、補正演算を実行
せずにそのまま出力し、微分ノイズが大きくなったとき
に補正演算を実行するようにしたので、補正演算の精度
が向上し、全体としてゼロ点の安定度が向上し、信頼性
のある出力が得られる。
うに本発明によれば、微分ノイズが小さいときに補正演
算を実行すると誤差が大きくなるので、補正演算を実行
せずにそのまま出力し、微分ノイズが大きくなったとき
に補正演算を実行するようにしたので、補正演算の精度
が向上し、全体としてゼロ点の安定度が向上し、信頼性
のある出力が得られる。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示す実施例の動作を説明する波形図であ
る。
る。
【図３】図１に示す実施例の動作を説明するフロー図で
ある。
ある。
【図４】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図５】従来の電磁流量計の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】図５に示す電磁流量計の動作を説明する波形図
である。
である。
【図７】図５に示す電磁流量計の動作を説明するフロー
図である。
図である。
１０、２７ 導管 １１、１２、２８、２９ 検出電極 １４、３１ 励磁コイル １５、３２ 励磁回路 １６ 差動増幅器 １７ サンプリング回路 １９、２２、３５ マイクロプロセッサ ２４ 直流電源 ２５ 受信抵抗 ２６ 電磁流量計 ３６ 絶縁回路 ３７ 出力回路
Claims (3)
- 【請求項１】正・負の励磁レベル期間とこれらの中間の
ゼロ励磁レベル期間を単位としてこれ等を繰り返す励磁
をして検出電極に発生する測定流量に対応する信号を検
出する電磁流量計において、前記ゼロ励磁レベル期間で
サンプリングしたサンプル値を所定の設定レベルと比較
する比較手段と、このサンプル値が前記設定レベルを越
えたときにのみ励磁レベルの切換えに伴う微分ノイズの
エンベロープを演算してこの微分ノイズを算出するノイ
ズ算出手段と、算出された前記微分ノイズを用いて流量
補正する補正演算手段とを具備することを特徴とする電
磁流量計。 - 【請求項２】前記流量補正を実行するときには警告信号
をも外部に発信する警告手段を具備することを特徴とす
る特許請求の範囲第１請求項記載の電磁流量計。 - 【請求項３】前記ゼロ励磁レベル期間においてサンプリ
ングされたサンプル値のうち時間的に後のサンプル値の
ほうが大きいときは出力を停止しかつ異常警報を発信す
る異常警報発信手段を具備することを特徴とする特許請
求の範囲第１請求項記載の電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5843693A JPH06273205A (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5843693A JPH06273205A (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 電磁流量計 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06273205A true JPH06273205A (ja) | 1994-09-30 |
Family
ID=13084352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5843693A Pending JPH06273205A (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06273205A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013231672A (ja) * | 2012-04-27 | 2013-11-14 | Toshiba Corp | 電磁流量計、その励磁回路部の自己診断方法 |
| CN107110676A (zh) * | 2015-01-16 | 2017-08-29 | 赛诺菲-安万特德国有限公司 | 流量传感器 |
| WO2018114189A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum betreiben eines magnetisch-induktiven durchflussmessgeräts und ein solches durchflussmessgerät |
-
1993
- 1993-03-18 JP JP5843693A patent/JPH06273205A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013231672A (ja) * | 2012-04-27 | 2013-11-14 | Toshiba Corp | 電磁流量計、その励磁回路部の自己診断方法 |
| US9651411B2 (en) | 2012-04-27 | 2017-05-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electromagnetic flowmeter and self-diagnosing method of exciting circuit unit thereof |
| CN107110676A (zh) * | 2015-01-16 | 2017-08-29 | 赛诺菲-安万特德国有限公司 | 流量传感器 |
| WO2018114189A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum betreiben eines magnetisch-induktiven durchflussmessgeräts und ein solches durchflussmessgerät |
| CN110088577A (zh) * | 2016-12-20 | 2019-08-02 | 恩德斯+豪斯流量技术股份有限公司 | 用于操作磁力/感应流量计的方法和磁力/感应计 |
| CN110088577B (zh) * | 2016-12-20 | 2021-03-12 | 恩德斯+豪斯流量技术股份有限公司 | 用于操作磁力/感应流量计的方法和磁力/感应计 |
| US11085802B2 (en) | 2016-12-20 | 2021-08-10 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Method of operating a magnetic-inductive flow meter for determining and correcting a fault of electrode voltage during feed phase |
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