JP3334995B2 - 電磁流量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電磁流量計に関する。

【０００２】

【従来の技術】出願人は、先に流体の導電率を測定する
電磁流量計を特願平３−２２２９３９号で提案した。

【０００３】その後、この第１の従来技術の欠点に気付
き、この欠点をなくす電磁流量計を特願平４−１２０２
０５号で提案した（特開平５−３１２６１０号公報）。
これを以下第２の従来技術と呼ぶ。

【０００４】これらの従来技術は次のようなものであっ
た。

【０００５】

【第１の従来技術】図７は、第１の従来技術における電
磁流量計検出器の流管内の等価回路と変換器の電気回路
の一部を示したものである。

【０００６】図７において、１は円筒形の流管、２，３
は流管１の内周壁に対向配置された電極、４，５は流管
１の上・下に配置された励磁コイル、６はアース電極
で、流管１〜アース電極６で周知の電磁流量計検出器を
構成している。

【０００７】７は導電率測定用の短絡回路で、電極２と
アース電極６との間に接続した短絡抵抗Ｒ_inと導電率測
定用の短絡スイッチＳ₁ の直列回路と、電極３とアース
電極６との間に接続した短絡抵抗Ｒ_inと導電率測定用の
短絡スイッチＳ₁ の直列回路とからなる。

【０００８】８はハイパスフィルタで図示のように２個
のコンデンサＣと２個の抵抗Ｒとが接続されている。９
はハイパスフィルタ８を通した電極２，３の電圧を増幅
する差動増幅器で、その増幅度はＧである。

【０００９】１０はオフセット補償回路で、抵抗Ｒ₁ ，
Ｒ₂ ，Ｒ₃ 、オペアンプＡ₁ ，Ａ₂、コンデンサＣ₁ 及
びスイッチＳ₂ を図示のように接続して構成されてい
る。スイッチＳ₂ は周知のように、励磁コイル４，５の
励磁電流の方形波と同期してオン・オフされる。

【００１０】е₁ ，е₂ はアース電極６に対する流量信
号電圧で、検出器の形状が左右対稱であっても、流速分
布が左右対稱でなければ同じ値にならない。この流量信
号電圧е₁ ，е₂ の周波数は励磁周波数と同じｆ_exであ
る。

【００１１】Ｖ₁ ，Ｖ₂ はそれぞれ電極２，３とアース
電極６間の電気化学的な電位差で、その変動周波数ｆ_c
が非常に小さいため、以後便宜的に直流オフセット電圧
と呼ぶ。左右の直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ は通常違
う値である。

【００１２】Ｒ_w は電極２，３とアース電極６間の流体
の電気抵抗で、検出器の幾何学的形状が左右対稱で、流
体の導電率が一様であれば、左右で同じ値となる。従っ
て通常Ｒ_w は左右同じ値となる。

【００１３】ハイパスフィルタ８のコンデンサＣの容量
Ｃと、抵抗Ｒの抵抗値Ｒで決まる時定数ＣＲは １／ｆ_ex≪ＣＲ≪１／ｆ_c となるように選ばれている。

【００１４】このように時定数ＣＲを定めることで、流
量信号電圧е₁ ，е₂ はハイパスフィルタ８を殆ど減衰
しないで通過し、直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ はハイ
パスフィルタ８で大きく減衰して殆ど通過しない。

【００１５】短絡スイッチＳ₁ がオフのときの差動増幅
器９の出力Ｅ₁ を［Ｅ₁ ］_OFF とあらわすと、 ［Ｅ₁ ］_OFF ＝Ｇ［（１−δ）（е₁ −е₂ ）＋ε（Ｖ₁ −Ｖ₂ ）］…（１） となる。但し、δ≪１，ε≪１である。

【００１６】短絡スイッチＳ₁ がオンの時の出力を［Ｅ
₁ ］_ONとあらわすと、 ［Ｅ₁ ］_ON＝［Ｒ_in／（Ｒ_w ＋Ｒ_in）］Ｇ［（１−δ）（е₁ −е₂ ）＋ε（ Ｖ₁ −Ｖ₂ ）］…（２） となる。

【００１７】上記（１）式と（２）式の比をとると次の
（３）式となり、短絡抵抗Ｒ_inは既知であるから、流体
の電気抵抗Ｒ_w が知れる。しかも、流体の電気抵抗Ｒ_w
は導電率と反比例の関係にあるから、（３）式から流体
の導電率を特定できる。

【００１８】 ［Ｅ₁ ］_OFF ／［Ｅ₁ ］_ON＝１＋Ｒ_w ／Ｒ_in …（３） つまり、差動増幅器９の出力Ｅ₁ を使って、原理的には
流体の導電率Ｗ_c を、流量補正などにそのまま使える。

【００１９】

【第１の従来技術の欠点１】 短絡スイッチＳ₁ のオン
・オフの間隔が長い場合。上記第１の従来技術では、暗
黙のうちに、重要な仮定を行っていた。それは流量信号
電圧е₁ ，е₂ 、直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ 、及び
流体の電気抵抗Ｒ _w が、出力［Ｅ₁ ］_OFF と［Ｅ₁ ］_ON
を測定している間、一定であるという仮定である。

【００２０】しかし、実際にはこれらの量は程度の差こ
そあれ時々刻々変化しているため、全て導電率測定の誤
差の原因となる。これによる誤差は、短絡スイッチＳ₁
のオン・オフの間隔が長い程、その間に、これらの量が
変化する機会が増えるので、大きくなる虞れが増大す
る。

【００２１】

【第１の従来技術の欠点２】 短絡スイッチＳ₁ のオン
・オフの間隔が短い場合。前記欠点１の見地から、短絡
スイッチＳ₁ のオン・オフの間隔は短くした方が良い。

【００２２】但し、短絡スイッチＳ₁ がオンとオフの各
状態で、流量信号е₁ ，е₂ をちゃんと測定する必要が
あるから、少くとも、励磁の１周期の間は、短絡スイッ
チＳ ₁ をオン又はオフのどちらかの状態に保つ必要があ
る。

【００２３】このように考えると、図８に示すように、
励磁の１周期毎に短絡スイッチＳ₁をオン・オフするの
が最適と考えられる。ところが、こうすると、オン・オ
フの間隔が長いときには殆ど問題にならなかった次のよ
うな問題点が新しく発生してくる。

【００２４】それは、直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ の
変動の問題である。直流オフセット電圧は電極及びアー
ス電極と流体との電気化学的平衡により生じる量であ
り、平衡状態に達するには一定の時間を要する。

【００２５】短絡スイッチＳ₁ をオン・オフすると、電
極２，３とアース電極６とは、短絡抵抗Ｒ_inを介して接
続されている状態と、切り離されている状態の２つの平
衡状態の間をいったり来たりしようとする（図９参
照）。

【００２６】例えば、直流オフセット電圧Ｖ₁ について
考えると、短絡スイッチＳ₁ がオフの間は、短絡スイッ
チＳ₁ がオフの時の平衡状態の飽和電圧［Ｖ_{1 SAT} ］
_OFF へ漸近的に近づこうとし、図９で符号イで示すよう
に上昇する。短絡スイッチＳ₁がオンの間は、短絡スイ
ッチＳ₁ がオンの時の平衡状態の飽和電圧［Ｖ_{1 SAT} ］
_ONへ漸近的に近づこうとし、図９で符号ロで示すように
下降する。

【００２７】直流オフセット電圧Ｖ₂ もＶ₁ と同じよう
に変化するが、飽和電圧［Ｖ_{1 SAT}］_OFF と
［Ｖ_{2 SAT} ］_OFF の値は一般に多少の差があり、同じよ
うに飽和電圧［Ｖ_{1 SAT} ］_ONと［Ｖ_{2 SAT} ］_ONの値は一
致しない。

【００２８】また、直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ のこ
のような変化は、励磁周波数の１／２の周波数で起るた
め、図７のハイパスフィルタ８を殆ど減衰せずに容易に
通過する。従って図７の差動増幅器の出力Ｅ₁ も図１０
のように変化してしまう。

【００２９】図１０で、差動増幅器の出力Ｅ₁ は、短絡
スイッチＳ₁ がオンの間は電極電圧が流体の電気抵抗Ｒ
_w と短絡抵抗Ｒ_inで分圧されるため、短絡スイッチＳ₁
がオンに切替わるときには段差δ₁ を、短絡スイッチＳ
₁ がオフに切替わるときには段差δ₂ が生じる。

【００３０】このように、直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ
₂ が短絡回路７でスイッチングされて、ハイパスフィル
タ８を通過し、差動増幅器９で増幅されて、その出力Ｅ
₁ が図１０のように段差δ₁ ，δ₂ をもつと、この変化
分が、オフセット補償回路１０で処理されて流量計測の
誤差となる。

【００３１】以下にそのメカニズムを詳述する。一般に
電磁流量計の変換器の回路は、図７の電極２，３の電圧
をハイパスフィルタ８を通したあと差動増幅器９で増幅
し、その後、オフセット電圧を除去するオフセット補償
回路１０を設けるのが普通である。

【００３２】オフセット補償回路１０は、差動増幅器９
の出力Ｅ₁ に残っている流量信号以外の直流分が、さら
に後段の増幅器で次々増幅されて増幅器が飽和してしま
うのを防ぐために、オフセット電圧を除去するように設
けられるもので、オペアンプＡ₁ と抵抗Ｒ₁ ，Ｒ₂ とで
構成される反転増幅器と、オペアンプＡ₂ と抵抗Ｒ₃と
コンデンサＣ₁ で構成される積分回路と、オフセット補
償コントロール用のスイッチＳ₂ とが図示のように接続
・構成されている。

【００３３】スイッチＳ₂ は励磁電流の切替えに同期し
てオン・オフされる。又、前記オペアンプＡ₁ を含む反
転増幅器の増幅度は、説明を簡単にするために１である
とする。

【００３４】スイッチＳ₂ をオンすると、積分回路はオ
ペアンプＡ₁ の出力Ｅ₃ を積分していき、スイッチＳ₂
をオフすると、その時の出力Ｅ₂ の値をホールドする。
このオフセット補償回路１０では積分回路の出力Ｅ₂ が
オペアンプＡ₁ の入力に帰還されるため、結果的にスイ
ッチＳ₂ がオンされるとオペアンプＡ₁ の出力（つまり
オフセット補償回路１０の出力）Ｅ₃ が零ボルトになる
ようにオフセット補償回路全体が作動する。

【００３５】この動作を図１１のタイミングチャートに
従って説明する。差動増幅器９の出力Ｅ₁ には流量信号
еの他に直流分Ｖ_D が重畳しているとする。流量信号е
は前記Ｇ（１−δ）（е₁ −е₂ ）であり、直流分Ｖ_D
は前記Ｇε（Ｖ₁ −Ｖ₂ ）に相当する。

【００３６】期間ｔ₁ において、オフセット補償コント
ロール用のスイッチＳ₂ がオンすると、オペアンプＡ₁
の出力Ｅ₃ により積分回路のコンデンサＣ₁ が充電さ
れ、積分回路の出力Ｅ₂ は徐々に低下し、出力Ｅ₁ とＥ
₂ の差が縮小されていく。すると出力Ｅ₃ の値も低下し
てコンデンサＣ₁ の充電速度が低下していく。

【００３７】こうして、この回路は、出力Ｅ₃ が零ボル
トになって安定し、その時、Ｅ₁ ＝Ｅ₂ となっている。
従って積分回路の時定数Ｃ₁ ×Ｒ₃ を期間ｔ₁ ，ｔ₃ …
に比較してうんと小さく定めておけば、期間ｔ₁ の終了
時点でＥ₁₁≒Ｅ₂₁とすることができる。

【００３８】期間ｔ₂ では、オフセット補償コントロー
ル用のスイッチＳ₂ はオフとなる。従ってＥ₂ ＝Ｅ₂₁＝
一定となり、出力Ｅ₃ としては、このＥ₂ ＝Ｅ₂₁≒Ｅ₁₁
に対する変化分が反転されて現れる。

【００３９】期間ｔ₃ で再びスイッチＳ₂ がオンされ、
出力Ｅ₃ が零ボルトになるように、出力Ｅ₂ はＥ₂₂に向
って変化し、この期間の終了時点でＥ₂ ＝Ｅ₂₂≒Ｅ₁₂と
なる。

【００４０】期間ｔ₄ では、スイッチＳ₂ がオフとな
り、出力Ｅ₂ はＥ₂ ＝Ｅ₂₂＝一定となる。そして、出力
Ｅ₃ は、Ｅ₂ ＝Ｅ₂₂≒Ｅ₁₂に対する変化分が現れる。以
後、上記期間ｔ₁ 〜期間ｔ₄ の繰り返しが期間ｔ₅ 以降
に行われる。

【００４１】結局、オフセット補償回路１０は、その積
分回路が積分動作を行なう補償期間ｔ₁ ，ｔ₃ ，ｔ₅ ，
ｔ₇ …の各最後に、流量信号еと直流分Ｖ_D を含む電圧
Ｅ_{1 1} ，Ｅ₁₂，Ｅ₁₃，Ｅ₁₄，…をホールドし、次の期間
で、その電圧に対する変化分だけを出力することによっ
て直流分Ｖ_D を除去するよう作動する。

【００４２】次に簡単のために、流量信号еが零ボルト
であるとして、直流分Ｖ_D が図１２のように変化した場
合に、どのような誤差が生じるか説明する。この場合、
直流分Ｖ_D は、出力Ｅ₁ そのものである。又、流量信号
еが零ボルトであるから、オフセット補償回路の出力Ｅ
₃ は本来零ボルトでなければならない。

【００４３】ところが、図１１に基づいて説明したよう
に、オフセット補償回路１０は、常に補償期間ｔ₁ ，ｔ
₃ ，ｔ₅ ，…の最後の出力電圧Ｅ₁₁，Ｅ₁₂，…に対する
変化分を出力Ｅ₃ として出すため、直流オフセット電圧
Ｖ₁ ，Ｖ₂ が短絡回路７でスイッチングされて、出力Ｅ
₁ に図１２に示すような飛びがあると、その飛びの分δ
₁₁，δ₁₂，δ₁₃，…があたかも信号であるかのように、
出力Ｅ₃ に現われ、これが誤差になる。

【００４４】ここまでは、図１における積分回路の時定
数Ｃ₁ ×Ｒ₃ が期間ｔ₁ ，ｔ₂ ，…に比較してかなり小
さく、そのため、期間ｔ₁ が終了した時点での出力Ｅ₂
の値Ｅ₂₁は、殆ど出力Ｅ₁₁と等しいと考えてきたが、時
定数Ｃ₁ ×Ｒ₃ が大きくなっても、期間ｔ₁ 中の出力Ｅ
₁ のある重みつき平均値が期間ｔ₁ 終了時点での出力Ｅ
₂ の値となるだけで、誤差が生じることに変りはない。

【００４５】図８に示したように、導電率測定用の短絡
スイッチＳ₁ を短い間隔でオン・オフした時の誤差の現
われ方を流量信号分を含めて図１３に示す。出力Ｅ
₁ は、点線で示した直流オフセット電圧分の上に振幅е
の流量信号が乗っている。

【００４６】この場合、点線で示した直流オフセット電
圧分がなければ、出力Ｅ₃ としては片側振幅がеの、図
の一点鎖線ハで示したような信号が出るはずである（図
１１のＥ₃ の波形のように）。

【００４７】ところが、出力Ｅ₁ に点線で示す直流オフ
セット電圧分があるために、実際の出力Ｅ₃ は、実線の
ニに示すようになり、直流オフセット電圧分に飛びが生
じた直後に大きな誤差が生じる。出力Ｅ₃ にこのような
大きな誤差が生じた部分を矢印Ｃで示す。

【００４８】そして、出力Ｅ₁ の直流オフセット電圧分
に飛びが生じるのは、導電率測定用の短絡スイッチＳ₁
をオン又はオフしたときである。そして、短絡スイッチ
Ｓ₁をオン・オフした直後の矢印Ｃで示す信号の後に続
く矢印Ｄで示した信号には直流オフセット電圧分に生じ
た飛びによる誤差が生じない。

【００４９】

【第２の従来技術】前記第１の従来技術では、短絡スイ
ッチＳ₁ のオン・オフの間隔が長いと、流量信号電圧е
₁ ，е₂ 、直流オフセット電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ 、及び流体の
電気抵抗Ｒ _w が、出力［Ｅ₁ ］_OFF と［Ｅ₁ ］_ONを測定
している間に変化してしまう機会が増えるので、導電率
測定の誤差が大きくなる虞れがある（欠点１）。

【００５０】そこで、短絡スイッチＳ₁ のオン・オフの
間隔を短くすると、短絡スイッチＳ ₁ をオン・オフする
都度出力Ｅ₁ の直流オフセット電圧分に飛びが生じ、こ
の直流オフセット電圧分に飛びが生じた直後に、オフセ
ット補償回路１０の出力Ｅ₃に大きな誤差が生じる（欠
点２）。

【００５１】第２の従来技術では、この欠点２として先
に説明した、短絡スイッチＳ₁ をオン・オフした直後の
オフセット補償回路１０の出力Ｅ₃ の誤差が導電率測定
に悪影響しない電磁流量計を提案している。

【００５２】そのために、流量信号を誘起する電極を短
絡抵抗を介して間欠的に接地する導電率測定用の短絡ス
イッチと、流量信号中に含まれる直流分を除去するため
のオフセット補償回路とを有するとともに、短絡スイッ
チをオン・オフした直後のオフセット補償回路の出力を
サンプリングしないようにしている。

【００５３】第２の従来技術の回路の主要部を図１４に
示す。図１４の回路は、導電率測定用の短絡スイッチＳ
₁ のオン・オフを励磁電流の１．５周期毎に行なう点
が、前記図７の従来技術の回路と異なり、見掛上の回路
構成は変っていないので、回路構成の説明は省略する。

【００５４】先に図１３で説明したように、オフセット
補償回路の出力に大きな誤差が生じるのは、差動増幅器
の出力Ｅ₃ の直流オフセット電圧分に飛びが生じた直後
であり、このときの矢印Ｃで示す信号を使わなければ誤
差が小さくなる。

【００５５】又、直流オフセット電圧の変動が直線的と
見なせる場合には、この方法により、誤差を零にするこ
とができる。図１４の回路について、図１５のタイミン
グチャートを用いて、このことを以下に説明する。

【００５６】（イ） 励磁電流の変化に対し、導電率測
定用の短絡スイッチＳ₁ を図１５のタイミングでオン・
オフする。この場合短絡スイッチＳ₁ のオン又はオフ時
間は、励磁電流の１．５周期で、励磁電流の切換えに同
期してオン・オフされる。

【００５７】（ロ） オフセット補償回路１０の入力に
は図１５にＥ₁ で示すように、破線のように直線的に変
る直流オフセット電圧分に振幅еの流量信号が乗ってい
る。 （ハ） オフセット補償回路１０の出力Ｅ₃ は図１５の
実線のようになる。一方、信号出力としては、出力Ｅ₃
の１点鎖線で示した値が欲しい訳だから、実線と１点鎖
線の違い、つまり出力Ｅ₃ の図で、点点をちりばめた部
分の、実線と１点鎖線の差が誤差となる。

【００５８】（ニ） 誤差が大きいのは、図１５でも導
電率測定用の短絡スイッチＳ₁ を切り換えた直後の信号
Ｅ₃ であるから、まず、このときの信号を流量計測に使
用しないだけでも誤差は小さくなる。

【００５９】（ホ） 更に、直観的に、ａ′とｂ′，
ｃ′とｄ′の面積が等しいから、ハッチングした部分の
ａ＋ｂ，ｃ＋ｄをそれぞれ、導電率測定用の短絡スイッ
チＳ₁をオフ又はオンしたときの信号として使えば、励
磁電流の１周期の間の信号を使うことになって、誤差分
が相殺される。この点を次に説明する。

【００６０】（ヘ） 期間ｔ₁ ，ｔ₂ に限って説明す
る。今面積ａ，ｂを対象としているので、期間ｔ₁ の信
号を正負反転してやる。そして、期間ｔ₂ の信号及び本
来ほしい信号を図示すると図１６のようになる。

【００６１】 図１６で、期間ｔ₁ の信号は Ａ−Ｄ−Ｈ 期間ｔ₂ の信号は Ａ−Ｂ−Ｆ 本来欲しい信号は Ａ−Ｃ−Ｇである。

【００６２】図１６の面積ＣＧＥの２倍は、面積ＢＦＧ
Ｅと面積ＤＨＧＥの和と等しくなる。そのことを以下に
説明する。オフセット補償回路１０の入力Ｅ₁ として、
定数α，βで規定されかつ時間ｔに対して直線的に変化
する信号Ｅ₁ ＝αｔ＋βが入ってくると、積分回路の出
力Ｅ₂ は、

【００６３】

【数１】

【００６４】となり、Ｅ₃ ＝−（Ｅ₂ −Ｅ₁ ）の関係で
あるから Ｅ₃ ＝Ｃ₁ Ｒ₃ α＋ｋе^-t/C1R3 となる。この出力Ｅ₃ の式は、図１６の曲線ＢＦ，Ｃ
Ｇ，ＤＨを表わす式であり、αは図３でのｔａｎθに相
当する。又、この式でのеは自然対数の底である。

【００６５】図１６を基準として、ＡＯ＝е，このеは
流量信号のе、ＣＢ＝ＤＣ＝δとおき、点Ｂ，Ｃ，Ｄ，
Ｅの時点をｔ＝０とおけば、ｔ＝０で、 ＢＥ＝е＋δ，ＣＥ＝е，ＤＥ＝е−δ だから、これを初期条件とすれば、曲線ＢＦは Ｅ₃ ＝Ｃ₁ Ｒ₃ ｔａｎθ＋（е＋δ−Ｃ₁ Ｒ₃ αｔａｎ
θ）е^-t/C1R3 曲線ＣＧはＥ₃ ＝е・е^-t/C1R3 なお、上式の右辺の二つのеは、前のеが図１５におけ
る流量信号еを、後のеが自然対数の底を意味する。後
述の類似の式においても同様である。

【００６６】曲線ＤＨはＥ₃ ＝−Ｃ₁ Ｒ₃ ｔａｎθ＋
（е−δ＋Ｃ₁ Ｒ₃ αｔａｎθ）е^{-t /C1R3} となる。期
間ＥＨの長さをＴとすれば、面積ＣＧＥは

【００６７】

【数２】

【００６８】又、面積ＢＦＧＥと面積ＤＨＧＥの和は、

【００６９】

【数３】

【００７０】よって、面積ＣＧＥ×２＝面積ＢＦＧＥ＋
面積ＤＨＧＥとなり、ａ＋ｄ，ｃ＋ｄを信号として使う
ことで誤差分が相殺される。

【００７１】（ト） 以上の説明で明らかなように、直
流オフセット電圧分が直線的に変化する時は、導電率測
定用の短絡スイッチＳ₁ をオン・オフした直後の信号だ
けを使用しないことで誤差が除ける。

【００７２】実際には、図９で説明したことから直流オ
フセット電圧分は、指数関数的に変化する場合が多い。
指数関数変化の特徴は、最初、変化の非直線性が強い
が、時間の経過につれて非直線性がだんだん小さくなっ
ていく。

【００７３】従って、導電率測定用の短絡スイッチＳ₁
を切り換えてから、実用上、直流オフセット電圧分の変
化が直線的とみなせる領域に入るまで待ってサンプリン
グを行なえばよく、このことも第２の従来技術に記載さ
れている。

【００７４】例えば、直流オフセット電圧分が図１７の
符号ホで示すように変動している時、時間ｔ₁ ，ｔ₂ で
は非直線性が強いが、期間ｔ₃ ，ｔ₄ では直線とみなせ
る程の変化になっている。従って、この場合には、
ｔ₁ ，ｔ₂ の期間のデータを捨て、ｔ₃ ，ｔ₄ の期間の
データをサンプリングして使う。

【００７５】そのために、流量信号を誘起する電極２，
３を短絡抵抗Ｒ_inを介して間欠的に接地する導電率測定
用の短絡スイッチＳ₁ と、流量信号中に含まれる直流分
を除去するためのオフセット補償回路１０とを有すると
ともに、短絡スイッチＳ₁ をオン・オフした直後から直
流オフセット電圧の変化に非直線性が強いと判断される
期間のオフセット補償回路１０の出力Ｅ₃ を流量信号と
してサンプリングしないようにしている。

【００７６】そして、直流オフセット電圧分の変化が直
線的とみなせる領域に入るまで、オフセット補償回路１
０の出力Ｅ₃ を流量信号としてサンプリングしないで待
つ期間は、図１７ではｔ₁ ＋ｔ₂ で励磁の１周期になっ
ている。この待ち時間は一般的には励磁周期の整数倍に
固定されている。

【００７７】次に図１４の回路を含む図１８の電磁流量
計について、図１９のタイミングチャートに基いて説明
する。１は電極２，３を備えた円筒形の流管、７は導電
率測定用の短絡回路で、２個の短絡スイッチＲ_inと短絡
スイッチＳ₁ とからなる。

【００７８】９は電極２，３の流量信号を増幅する差動
増幅器（プリアンプ）、１０はオフセット補償回路、１
１は反転／非反転増幅回路、１２は積分回路、１３は積
分回路１２の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換回路、１４はＡ／Ｄ変換回路のディジタル出力値を演
算して流体の導電率や流量を算出する信号処理回路で、
測定した流体の導電率を用いて、流量計測の導電率によ
る誤差の補正や、導電率を外部へ出力することもする。

【００７９】反転／非反転増幅回路１１は、タイミング
発生回路１５からの反転／非反転コントロール信号によ
り、反転と非反転の動作が切り換えられ、オフセット補
償回路１０の出力Ｅ₃ を整流する（図１９のＥ₄ 参
照）。

【００８０】この整流出力Ｅ₄ は、積分回路１２によ
り、オフセット補償回路１０の補償期間ｔ_{4 ,} ｔ₆ 又は
ｔ_10, t₁₂ の間だけ積分され（図１９のＥ₄ のａ＋ｂが
求められ）、これがＡ／Ｄ変換回路１３でその都度ディ
ジタル値に変換される。

【００８１】励磁の切り換えと、導電率測定用短絡スイ
ッチＳ₁ の同期関係は、図１５の場合と同じである。こ
うして、励磁の３回毎に、そのうちの２回の励磁時のデ
ータを積分回路１２で積分し、Ａ／Ｄ変換回路１３でデ
ィジタル値にその都度変換し、信号処理回路１４で導電
率や流量を算出する。

【００８２】タイミング発生回路１５は、導電率測定用
短絡スイッチコントロール信号、オフセット補償コント
ロール信号、積分コントロール信号及びＡ／Ｄコントロ
ール信号等も発生し、各対象回路の動作は、図１９のタ
イミングチャートと、前記図１４、図１５に対する説明
から、容易に理解される。

【００８３】

【発明が解決しようとする課題】電磁流量計では、その
消費電流を低減することが継続した課題とされている。
特に電源に一次電池（乾電池）例えばリチウム電池を用
いる積算電磁流量計ではその要望が強い。

【００８４】ところが、前記第２の従来技術では、短絡
スイッチＳ₁ をオン・オフした直後のオフセット補償回
路１０の出力Ｅ₃ を流量信号としてサンプリングしない
で、その後の出力Ｅ₃ のうち、ａ，ｂやｃ，ｄなどをサ
ンプリングして流体の導電率や流量を計測している。

【００８５】また、前記第２の従来技術では、短絡スイ
ッチＳ₁ をオン・オフした直後から直流オフセット電圧
の変化に非直線性が強いと判断される期間のオフセット
補償回路１０の出力Ｅ₃ を流量信号としてサンプリング
しないで、その後の出力Ｅ₃のうち、ａ，ｂやｃ，ｄな
どをサンプリングして流体の導電率や流量を計測してい
る。

【００８６】そこで、本発明は、前記第２の従来技術
が、短絡スイッチＳ₁ をオン・オフした直後を含む期間
に、オフセット補償回路１０の出力Ｅ₃ をサンプリング
しない時期がある特徴に注目し、この特徴とからめて、
計測精度に殆ど悪影響を与えないで電磁流量計の低消費
電力化を図ることを第１の目的とする。

【００８７】また、前記第２の従来技術では、短絡スイ
ッチＳ₁ をオン・オフした直後から、直流オフセット電
圧の変化が直線的とみなせる領域に入るまで、オフセッ
ト補償回路１０の出力Ｅ₃ をサンプリングしないで待つ
待ち時間が励磁周期の整数倍に固定されているため、ム
ダ時間が発生し、計測の応答性が良くないという問題点
もあった。

【００８８】そこで、本発明は、前記待ち時間が励磁周
期の整数倍に固定されていることによるムダ時間に基づ
く応答性の悪さを改善できる電磁流量計を提供すること
を第２の目的とする。

【００８９】

【課題を解決するための手段】前記第１の目的を達成す
るために、請求項１の発明は、流量信号を誘起する電極
（２、３）を短絡抵抗（Ｒ_in）を介して間欠的に接地す
る導電率測定用の短絡スイッチ（Ｓ₁ ）と、流量信号中
に含まれる直流分を除去するためのオフセット補償回路
（１０）とを有するとともに、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）を
オン・オフした直後のオフセット補償回路（１０）の出
力（Ｅ₃ ）を流量信号としてサンプリングしない電磁流
量計において、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）のオン・オフ各期
間のうち、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）をオン・オフした直後
の一定期間（ｔ₀ ）の間、励磁を停止することを特徴と
する。

【００９０】そして、前記第１と第２の目的を達成する
ために、請求項２の発明は、流量信号を誘起する電極
（２、３）を短絡抵抗（Ｒ_in）を介して間欠的に接地す
る導電率測定用の短絡スイッチ（Ｓ₁ ）と、流量信号中
に含まれる直流分を除去するためのオフセット補償回路
（１０）とを有するとともに、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）を
オン・オフした直後から直流オフセット電圧の変化に非
直線性が強いと判断される期間のオフセット補償回路
（１０）の出力（Ｅ₃ ）を流量信号としてサンプリング
しない電磁流量計において、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）のオ
ン・オフ各期間のうち、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）をオン・
オフした直後の一定期間（ｔ_x ，ｔ_x ＋ｔ₀ ）の間、励
磁を停止することを特徴とする。

【００９１】

【作用】励磁を停止している間は励磁電力を消費しな
い。又、励磁を停止している間は、流速に対応した流量
信号が電極に誘起しない。

【００９２】請求項２の発明では、更に、励磁を停止す
る期間（ｔ_x 又はｔ_x ＋ｔ₀ ）が励磁周期の整数倍に固
定されることなく、最適化でき、全体の測定周期を可能
な限り短くすることができる。

【００９３】

【実施例】図１は本発明の第１実施例のブロック図、図
２は図１の実施例における電磁流量計検出器の流管内の
等価回路と変換器の電気回路の一部を示したものであ
る。この第１実施例は請求項１の発明に対応する。

【００９４】両図において、１は円筒形の流管、２，３
は流管１の内周壁に対向配置された電極、４，５は流管
１の上・下に配置された励磁コイル、６はアース電極
で、流管１〜アース電極６で周知の電磁流量計検出器を
構成している。

【００９５】７は導電率測定用の短絡回路で、電極２と
アース電極６との間に接続した短絡抵抗Ｒ_inと導電率測
定用の短絡スイッチＳ₁ の直列回路と、電極３とアース
電極６との間に接続した短絡抵抗Ｒ_inと導電率測定用の
短絡スイッチＳ₁ の直列回路とからなる。

【００９６】８はハイパスフィルタで図示のように２個
のコンデンサＣと２個の抵抗Ｒとが接続されている。な
お、図１ではハイパスフィルタ８が図示されていない
が、図が繁雑になるのを避けて省略したためで、実際に
は図２と同じようにハイパスフィルタ８が設けてある。

【００９７】９はハイパスフィルタ８を通った電極２，
３の電圧を増幅する差動増幅器（プリアンプ）である。
１０はオフセット補償回路で、差動増幅器９の出力Ｅ₁
に残っている流量信号以外の直流分がさらに後段の増幅
器で次々と増幅されて増幅器が飽和してしまうのを防ぐ
ために、オフセット電圧を除去するように設けられたも
ので、オペアンプＡ₁ と抵抗Ｒ₁ ，Ｒ₂ とで構成される
反転増幅器と、オペアンプＡ₂ と抵抗Ｒ ₃ とコンデンサ
Ｃ₁ で構成される積分回路と、オフセット補償コントロ
ール用のスイッチＳ₂ とが図示のように接続・構成され
ている。

【００９８】１１は反転／非反転増幅回路で、タイミン
グ発生回路１５からの反転／非反転コントロール信号に
より、反転と非反転の動作が切り換えられ、オフセット
補償回路１０の出力Ｅ₃ を整流する。

【００９９】１２は積分回路で、反転／非反転回路１１
の整流出力Ｅ₄ を特定時期の間だけサンプリングして積
分する。１３は積分回路１２の出力Ｅ₅ をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換回路、１４はＡ／Ｄ変換回路の
ディジタル出力値を演算して、流体の導電率や流量値を
算出する信号処理回路で、測定した流体の導電率を用い
て、流量計測値の誤差を導電率で補正したり、導電率の
値を外部へ出力することもする。

【０１００】１６は励磁コイル４，５へ所定の励磁電流
を供給する励磁電源回路である。タイミング発生回路１
５は、導電率測定用短絡スイッチコントロール信号、オ
フセット補償コントロール信号（スイッチＳ₂ をオン・
オフする信号）、積分コントロール信号、Ａ／Ｄコント
ロール信号及び励磁コントロール信号等も発生し、各対
象回路を制御する。

【０１０１】なお、図１、図２の第１実施例のハードの
構成は、図１４と図１８で説明した第２の従来技術と大
体において類似しているので、同じ部分の説明は詳述し
ない。

【０１０２】図２でе₁ ，е₂ はアース電極６に対する
流量信号電圧で、励磁コイル４，５が励磁されて流路に
磁界がかかっているときに誘起する。Ｖ₁ ，Ｖ₂ はそれ
ぞれ電極２，３とアース電極６間の電気化学的な電位差
で、前記従来技術で直流オフセット電圧と呼んでいたも
のである。

【０１０３】Ｒ_w は電極２，３とアース電極６間の流体
の電気抵抗である。図１、図２の第１実施例のタイミン
グチャートを図３、図４に示すが、この第１実施例は、
図３と図４で明らかなように、第２の従来技術の動作を
説明する図１５のタイミングチャートの期間ｔ₁ に先行
する期間ｔ₀ の間は励磁を停止している。期間ｔ₀ の符
号は図１５には記入されてなくて、図３、図４にだけ記
入されているが、期間ｔ₀ は他の期間ｔ₁ ，ｔ₂ と同じ
時間であるので、第１実施例の励磁に要する電力は、図
１５で説明した第２の従来技術の２／３ですむ。

【０１０４】短絡スイッチＳ₁ のオン・オフの各時間
は、第１実施例と図１５で説明した第２の従来技術と同
じである。そして励磁電流の停止に同期してオン・オフ
している。

【０１０５】オフセット補償回路１０のスイッチＳ
₂ は、タイミング発生回路１５からのオフセット補償コ
ントロール信号により、励磁の停止、切換に同期してオ
ン・オフされる。

【０１０６】従って、オフセット補償回路１０の積分回
路の出力Ｅ₂ と、オフセット補償回路１０の出力Ｅ₃ は
図３のように変化する。なお、この第１実施例では、差
動増幅器９の出力Ｅ₁ は、前記第２の従来技術で図１５
に示す、直線的に変化する破線の直流オフセット電圧分
に振幅еの流量信号が乗っている。但し、本発明の第１
実施例では、期間ｔ₀ の間は励磁が停止しているので、
この間の流量信号はゼロである。

【０１０７】このように、差動増幅器９の出力Ｅ₁ が、
本発明の第１実施例（図３）と第２の従来技術（図１
５）の場合で違うため、オフセット補償回路１０の出力
Ｅ₃ も本発明の第１実施例（図３）と第２の従来技術
（図１５）とで違っているが、オフセット補償回路１０
の動作原理自体は、本発明の実施例と第２の従来技術
（図１５）との間に違いはない。

【０１０８】それで、図３における出力Ｅ₃ が得られる
過程の詳細説明は省略するが、最初のオフセット補償の
期間ｔ₀ の間は励磁を停止していて、この間は流量信号
がゼロであるため、期間ｔ₁ におけるオフセット補償回
路の出力Ｅ₃ の大きさがе／２になり、図１５の第２の
従来技術の場合のеより小さくなる。期間ｔ₂ の出力Ｅ
₃ の大きさは、本発明の第１実施例と、前記図１５の第
２の従来技術の場合とは何れも同じ値еである。

【０１０９】そのため、ａ＋ｂとかｃ＋ｄを求める積分
回路１２の出力Ｅ₅ は第２の従来技術と比較して、本発
明の第１実施例では、３／４の値となる。この出力Ｅ₅
を得るのに、本発明の実施例は、前述のように図１５の
第２の従来技術に比較して励磁電力が２／３ですむの
で、本発明の第１実施例は、図１５（図１９）の第２の
従来技術と同じ出力Ｅ₅ を得るには（２／３）／（３／
４）＝８／９の励磁電力ですみ、励磁電力を約１１％節
減できる。

【０１１０】なお、積分回路１２の出力Ｅ₅ として求め
たａ＋ｂとかｃ＋ｄは、それぞれ短絡スイッチＳ₁ をオ
フにしたときとオンにしたときの値で、前記第１の従来
技術で説明した（３）式の［Ｅ₁ ］_OFF と［Ｅ₁ ］_ONに
対応（比例）するので、これらの出力Ｅ₅ をＡ／Ｄ変換
回路１３でディジタル値に変換し、信号処理回路１４で
流体の電気抵抗Ｒ_w を演算して求められる。

【０１１１】このときは、（３）式と同様に （ａ＋ｂ）／（ｃ＋ｄ）＝１＋Ｒ_w ／Ｒ_in の関係を用いて算出できる。こうして求めた流体の電気
抵抗Ｒ_w から流体の導電率を知ることができる。又、求
めた導電率を用いて流量計測誤差を補正することもでき
る。

【０１１２】上記第１実施例では短絡スイッチＳ₁ のオ
ン・オフ各期間のうち、信号のサンプリング期間（つま
り、スイッチＳ₂ がオンの期間、又は図４で積分コント
ロール信号が積分の間）をその中に含むオフセット補償
回路１０の最初の動作周期ｔ ₁ が始まる時刻に先行する
期間ｔ₀ で、励磁を停止するようにしたが、図５は、上
記第１実施例と同様に、短絡スイッチＳ₁ のオン・オフ
各期間のうち、信号のサンプリング期間をその中に含む
オフセット補償回路の最初の動作周期ｔ₁ が始まる時刻
に先行する期間ｔ_x ＋ｔ₀ の間、励磁を停止するもの
で、請求項２の発明に対応する第２実施例のタイミング
図である。

【０１１３】なお、この第２実施例の回路やブロック図
のハード構成は、図１、図２の第１実施例のハード構成
と同様である。この第２実施例は、差動増幅器９の出力
Ｅ₁ が、短絡スイッチＳ₁ のオン又はオフの期間の間に
最初は非直線的に、その後直線的に変化する直流オフセ
ット電圧分が含まれている。

【０１１４】そして、この直流オフセット電圧分が非直
線的に変化する期間ｔ_x ＋ｔ₀ の間励磁を停止するよう
にしている。オフセット補償回路１０のスイッチＳ₂ は
図示のようにオン・オフする。そのため期間ｔ_x ＋
ｔ₀ 、ｔ₁ 、ｔ₂ の間に各１回ずつの動作を行なう。そ
して、期間ｔ₀ の間に得たａと、期間ｔ₂ の間に得たｂ
の和ａ＋ｂを前記［Ｅ₁ ］_OFF に対応する信号とし、同
様にして得たｃ＋ｄを前記［Ｅ₁ ］_ONに対応する信号と
して、これらから流体の導電率を求める。

【０１１５】なお、この第２実施例の図５のタイミング
図は、図の大きさの都合で横軸（時間軸）が図３、図４
に比較して１／２に縮尺して作図してある。そのため、
図５の期間ｔ₀ 、ｔ₁ 、ｔ₂ が、図３のｔ₀ 、ｔ₁ 、ｔ
₂ に比較して半分の時間に一見見えるが、実際には、図
３と同じ時間である。

【０１１６】そのため、ａ＋ｂとかｃ＋ｄは図３の第１
実施例の場合と同じになる。そして、この第２実施例で
は、前記第１実施例と比較して期間ｔ₀ の他に期間ｔ_x
の間にも励磁を停止するので、その分、更に励磁電力を
減少できる。

【０１１７】そして、この第２実施例では、期間ｔ_x ＋
ｔ₀ の時間を、前記第２の従来技術の場合のように、必
ずしも励磁の半周期の整数倍に限定する理由はなく、短
絡スイッチＳ₁ がオン又はオフになってから、直流オフ
セット電圧の変化が直線的になるまでの待ち時間に合わ
せて最適値に設定できる。

【０１１８】このように、直流オフセット電圧の変化に
非直線性が強い場合には、励磁を停止する期間ｔ_x ＋ｔ
₀ を、上記待ち時間に合わせて最適化することで、全体
の測定周期を可能な限り短くすることができ、前記従来
技術に比して応答性を早めることができる。

【０１１９】図６は、本発明の第３実施例のタイミング
図で、ハード構成は図１、図２の第１実施例と同様であ
る。この第３実施例は、期間ｔ₀ 、ｔ₁ 、ｔ₂ の間は励
磁するが期間ｔ_x の間は励磁を停止し、これを繰り返
す。そしてこの第３実施例は、請求項２の発明に対応す
る。

【０１２０】この図６も、図５と同様に、図３に比較し
て横軸（時間軸）が１／２に縮尺して画いてある。

【０１２１】この第３実施例も、第２実施例と同様に、
直流オフセット電圧の変化に非直線性が強い場合に、期
間ｔ_x ＋ｔ₀ を、前記待ち時間に合わせて最適化できる
ため、応答性を早めることができる。

【０１２２】そして、この第３実施例では、期間ｔ₁ の
直線の期間ｔ₀ の間も励磁しているので、出力Ｅ₃ のａ
の大きさが第２実施例の２倍のеが得られる。もっと
も、そのために期間ｔ₀ の間の励磁電力を費すことにな
るが、期間ｔ_xの間、励磁を停止するので、従来技術に
比較して励磁電力を減少できる。

【０１２３】上記第１実施例の図３において、期間ｔ₀
の長さはｔ₁ ，ｔ₂ と同じ長さ（時間）にしてあるが、
期間ｔ₀ のうちオフセット補償をしていない時間、即ち
スイッチＳ₂ がオフになっている時間の長さは任意に短
くできる。

【０１２４】そもそも、期間ｔ₁ ，ｔ₂ において、スイ
ッチＳ₂ がオンしているオフセット補償の期間、即ち流
量信号サンプリングの期間が、オフセット補償回路１０
の動作の１周期の後半にずらして設定してあるのは、励
磁の極性反転直後に往々にして生じるスパイク状のノイ
ズ（図３、図５、図６には示していない）をサンプリン
グしないように、スパイク状ノイズがおさまるのを待つ
ためである。

【０１２５】ところが、図３の第１実施例では期間ｔ₀
で励磁しないので、期間ｔ₀ のうちスイッチＳ₂ をオフ
にしている時間の長さは任意に短くでき、ゼロにしても
良い。このことによっても応答性を早めることができ
る。

【０１２６】

【発明の効果】本発明の電磁流量計は、上述のように構
成されているので、流体の導電率や流量を計測する計測
精度に悪影響を与えることなく、消費電力を低減でき
る。

【０１２７】また、直流オフセット電圧が最初の間非線
形的に変化するものに用いて好適な請求項２の発明で
は、消費電力の低減に加えて、応答性を早めることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例のブロック図。

【図２】本発明の第１実施例の電気回路図。

【図３】本発明の第１実施例のタイミング図。

【図４】同タイミング図。

【図５】本発明の第２実施例のタイミング図。

【図６】本発明の第３実施例のタイミング図。

【図７】従来技術の電気回路図。

【図８】励磁電流と導電率測定用短絡スイッチの動作タ
イミングを説明する図。

【図９】直流オフセット電圧の変化を説明する図。

【図１０】短絡スイッチのオン・オフによる直流オフセ
ット電圧分の変化を示す線図。

【図１１】図７の従来技術のタイミング図。

【図１２】同タイミング図。

【図１３】同タイミング図。

【図１４】従来技術の電気回路図。

【図１５】図１４の従来技術のタイミング図。

【図１６】図１４の従来技術での信号処理を説明する線
図。

【図１７】従来技術での誤差の原因を説明する線図。

【図１８】従来技術のブロック図。

【図１９】図１８の従来技術のタイミング図。

【符号の説明】

１ 流管 ２，３ 電極 ４，５ 励磁コイル ６ アース電極 ７ 短絡回路 １０ オフセット補償回路 Ｒ_in 短絡抵抗 Ｓ₁ 短絡スイッチ ｔ₀ ，ｔ₁ ，ｔ₂ ，ｔ_x 期間 Ｅ₁ ，Ｅ₃ 出力

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 流量信号を誘起する電極（２、３）を短
   絡抵抗（Ｒ_in）を介して間欠的に接地する導電率測定用
   の短絡スイッチ（Ｓ₁ ）と、流量信号中に含まれる直流
   分を除去するためのオフセット補償回路（１０）とを有
   するとともに、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）をオン・オフした
   直後のオフセット補償回路（１０）の出力（Ｅ₃ ）を流
   量信号としてサンプリングしない電磁流量計において、 短絡スイッチ（Ｓ₁ ）のオン・オフ各期間のうち、短絡
   スイッチ（Ｓ₁ ）をオン・オフした直後の一定期間（ｔ
   ₀ ）の間、励磁を停止することを特徴とする電磁流量
   計。
2. 【請求項２】 流量信号を誘起する電極（２、３）を短
   絡抵抗（Ｒ_in）を介して間欠的に接地する導電率測定用
   の短絡スイッチ（Ｓ₁ ）と、流量信号中に含まれる直流
   分を除去するためのオフセット補償回路（１０）とを有
   するとともに、短絡スイッチ（Ｓ₁ ）をオン・オフした
   直後から直流オフセット電圧の変化に非直線性が強いと
   判断される期間のオフセット補償回路（１０）の出力
   （Ｅ₃ ）を流量信号としてサンプリングしない電磁流量
   計において、 短絡スイッチ（Ｓ₁ ）のオン・オフ各期間のうち、短絡
   スイッチ（Ｓ₁ ）をオン・オフした直後の一定期間（ｔ
   _x ，ｔ_x ＋ｔ₀ ）の間、励磁を停止することを特徴とす
   る電磁流量計。