JPH06233593A - 誘導負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】低圧の電源回路を用い大型化およびコストアッ
プをもたらすことなく負荷電流の良好な立ち上がりを確
保できる誘導負荷駆動装置を提供することを目的とす
る。 【構成】誘導素子（Ｌｃ）とダイオード（Ｄｃ）とスイ
ッチング素子（Ｔｒｃ）と発振器等からなる昇圧回路
（１０）と、昇圧回路（１０）によって充電されるコン
デンサ（Ｃｃ）と、コンデンサ（Ｃｃ）に充電された電
荷を負荷（Ｌ）に供給するスイッチ回路（Ｔｒｐｌ）
と、スイッチ回路（Ｔｒｐｌ）の開閉のタイミングを制
御する制御回路（Ｔｒ等）と、負荷（Ｌ）に流れる電流
を検出してその値を制御する電流制御回路（２０）を設
け、電源電圧（Ｖｂ）を誘導素子（Ｌｃ）の過渡特性を
利用して昇圧し、これを使ってコンデンサ（Ｃｃ）を徐
々に高圧に充電し、この充電電圧を駆動開始時に放電し
て駆動開始電圧として利用することにより、負荷電流の
良好な立ち上がりを確保する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、誘導性負荷に印加す
る電源を開閉することにより該誘導性負荷に印加する平
均電流を制御する誘導負荷駆動装置に関し、特に該誘導
性負荷の駆動開始時に昇圧した電圧を印加して負荷電流
の良好な立ち上がりを確保するようにした誘導負荷駆動
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、誘導負荷、例えば、ソレノイドプ
ランジャやステッピングモータのコイルを駆動する誘導
負荷駆動装置としては、この誘導負荷と電源の間に半導
体スイッチ等からなる回路開閉手段を挿入して、これを
所定デューティ比で開閉することにより該誘導負荷に印
加される平均電圧または平均電流を制御する装置が用い
られている。この装置はチョッパ制御またはＰＷＭ（パ
ルス幅変調）制御として知られているもので、その従来
の代表的回路構成を図１２及び図１３に示す。

【０００３】図１２に示す回路は、いわゆるハイサイド
スイッチと呼ばれる回路構成で、スイッチ手段である２
つのトランジスタＴＲ１、ＴＲ２及び２つの抵抗Ｒ０、
Ｒ１を具備して構成され、トランジスタＴＲ１のベース
に所定デューティ比のＰＷＭ信号が加えられ、トランジ
スタＴＲ２のエミッタに電源が接続され、トランジスタ
ＴＲ２のエミッタ、ベース間に抵抗Ｒ０が接続され、ト
ランジスタＴＲ１のコレクタとトランジスタＴＲ２のベ
ース間に抵抗Ｒ１が接続され、トランジスタＴＲ１のエ
ミッタは接地されている。またこの回路の駆動対象であ
る誘導性負荷ＬにはフライホイールダイオードＦＤが並
列に接続され、フライホイールダイオードＦＤのカソー
ドはトランジスタＴＲ２のコレクタに接続され、フライ
ホイールダイオードＦＤのアノードは接地されている。

【０００４】かかる構成において、ＰＷＭ信号がハイレ
ベルになり、トランジスタＴＲ１がオンすると、これに
応答してトランジスタＴＲ２がオンになり、電源はトラ
ンジスタＴＲ２を介して誘導性負荷Ｌに印加され、電源
から、トランジスタＴＲ２、誘導性負荷Ｌを介して負荷
電流が接地に流れる。このとき、この負荷電流は誘導性
負荷Ｌの特性から時間と共に増加し、最終的には誘導性
負荷Ｌ内の図示しない抵抗分と電源電圧によって与えら
れる飽和点で一定する。

【０００５】ところで、上記のようなチョッパ制御を行
う場合、誘導性負荷に要求される平均電流値は上記飽和
点の電流値よりも低く、したがって、上記誘導負荷Ｌを
流れる負荷電流がその飽和点に達する前にＰＷＭ信号は
ハイレベルからローレベルになり、トランジスタＴＲ１
はオンからオフになり、トランジスタＴＲ２もオンから
オフになり電源は誘導性負荷Ｌから遮断される。

【０００６】ここでトランジスタＴＲ２のオン／オフタ
イミング、すなわちＰＷＭ信号のハイレベル／ローレベ
ルのタイミングは、例えば、時間のみを基準としたトラ
ンジスタＴＲ２のオン／オフ比率制御（デューティコン
トロール）又は図示しない電流検出器により誘導性負荷
Ｌを流れる負荷電流を検出して、その瞬時値又は平均値
による定電流制御などの所定の基準によって決定され
る。

【０００７】いずれの場合も、トランジスタＴＲ２がオ
フになり、電源が誘導性負荷Ｌから遮断されると、誘導
性負荷Ｌを流れる負荷電流は、誘導性負荷Ｌの誘導成分
により、フライホイールダイオードＦＤを介して還流
し、回路の電気抵抗やフライホイールダイオードＦＤの
順方向電圧により次第に減少していく。

【０００８】この状態で、再びＰＷＭ信号がローレベル
からハイレベルになり、トランジスタＴＲ１がオンにな
り、トランジスタＴＲ２もオンになると、電源は再び誘
導性負荷Ｌに接続され、誘導性負荷Ｌを流れる負荷電流
は順次増加する。このとき、トランジスタＴＲ２のコレ
クタから誘導性負荷Ｌに至る信号線は、トランジスタＴ
Ｒ２がオンしている間は電源電圧にチャージされ、また
トランジスタＴＲ２がオフしている間は接地電位、すな
わち０Ｖ或いはフライホイールダイオードＦＤの順方向
電圧により僅かに負となる電位を持つ。

【０００９】ところで、トランジスタＴＲ２がオンした
とき、誘導性負荷Ｌに流れる負荷電流ｉは、誘導性負荷
ＬのインダクタンスをＬ、電源電圧をＥとするとき Ｅ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ で表される傾きで時間ｔに対して増加する。

【００１０】ここで、誘導性負荷駆動の、例えば応答性
を高めるために、この負荷電流の良好な立ち上がり（増
加率）を確保しようとすると、誘導性負荷Ｌのインダク
タンスＬを軽減するか電源電圧Ｅを増加しなければなら
ない。

【００１１】しかし、誘導性負荷ＬのインダクタンスＬ
を軽減することは、例えば誘導性負荷Ｌの駆動により動
作する装置のトルクの減少に繋がるので、要求される制
御対象との関係から好ましくない。また電源電圧の増加
は車両等の低電圧電源しか有しないシステム内では通常
の方法では難しい。

【００１２】図１３に示す回路は、いわゆるローサイド
スイッチと呼ばれる回路構成で、この回路においても上
述したと同様の問題が起きる。図１３に示す回路におい
て、トランジスタＴＲ１のベースに所定デューテイ比の
ＰＷＭ信号が加えられ、トランジスタＴＲ１のエミッタ
は接地される。またこの回路の駆動対象である誘導性負
荷ＬにはフライホイールダイオードＦＤが並列に接続さ
れ、フライホイールダイオードＦＤのアノードはトラン
ジスタＴＲ１のコレクタに接続されている。

【００１３】この回路構成においても、負荷電流ｉの増
加率は、誘導性負荷ＬのインダクタンスをＬと電源電圧
Ｅとの関数で決定されるため、負荷電流の良好な立ち上
がりを確保しようとすると、少なくとも駆動開始時に電
源電圧を増加しなければならない。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述のごとく、従来の
誘導負荷駆動装置では電源電圧を上げて誘導性負荷電流
の立ち上がりを改善するため、電源が高価で大型になる
などの問題点があった。そこで、この発明では、このよ
うな問題を解決して、車輌など低圧の電源しか有しない
構成で使用しても負荷電流の良好な立ち上がりを確保す
ることができ、廉価で小形な誘導負荷駆動装置を提供す
ることを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明は、誘導素子とダイオードとスイッチング
素子とスイッチング素子を一定周期でオン／オフする発
振器等からなる昇圧回路と、昇圧回路によって充電され
るコンデンサと、コンデンサに充電された電荷を負荷に
供給するスイッチ回路と、スイッチ回路の開閉のタイミ
ングを制御する制御回路と、負荷に流れる電流を検出し
てその値を制御する電流制御回路を設け、電源電圧を誘
導素子の過渡特性を利用して昇圧し、これを使って昇圧
回路のコンデンサを徐々に高圧に充電し、このコンデン
サの充電電圧を駆動開始時に放電して駆動開始電圧とし
て利用することを特徴とする。

【００１６】

【作用】この発明では、この様に誘導素子に流れる電流
を繰り返し断続し、誘導素子の過渡現象を利用してコン
デンサに充電された電圧を駆動開始電圧とすることによ
り、低圧の電源からでも高圧の駆動電圧が得られ、誘導
負荷に流れる電流の立ち上がりを改善することができ
る。しかも、回路が比較的簡単にでき、廉価で小形な誘
導負荷駆動装置を実現することができる。

【００１７】

【実施例】以下、図面を参照してこの発明にかかる誘導
負荷駆動装置の実施例を詳細に説明する。

【００１８】図１は、この発明の誘導負荷駆動装置の第
１の実施例を示したものである。この実施例の誘導負荷
駆動装置は図１２に示したハイサイドスイッチと呼ばれ
る回路構成にこの発明を適用している。先ず昇圧回路の
電源、誘導素子Ｌｃ、抵抗素子Ｒｃ、スイッチング素子
Ｔｒｃの回路について考える。スイッチング素子Ｔｒｃ
は発振器出力により一定周期でオン／オフされている。
スイッチング素子Ｔｒｃがオンされたとき誘導素子Ｌ
ｃ、抵抗素子Ｒｃを流れる電流Ｉｃは、電源電圧をＶ
ｂ、誘導素子ＬｃのインダクタンスをＬｃ、抵抗素子Ｒ
ｃの抵抗値をＲｃとすると Ｒｃ・Ｉｃ＋Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔ＝Ｖｂ に従って変化し、定常状態でＶｂ／Ｒｃを最大値にして
飽和する。そしてこの状態でスイッチング素子Ｔｒｃが
オフした瞬間には誘導素子Ｌｃの両端にはダイオードＤ
ｃ側を高電位側として、Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔなる高電圧
が発生し、ダイオードＤｃを通してコンデンサＣｃを徐
々に高電圧に充電していく。

【００１９】このときダイオードＤｃに流れる電流Ｉｄ
（ｔ）は Ｉｄ（ｔ）＝（Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔ−Ｖｄｃ−Ｖｃ（ｔ））／Ｒｃ 但し、ＶｄｃはダイオードＤｃの順方向電圧、Ｖｃ
（ｔ）はコンデンサＣｃの端子電圧であり、電流Ｉｄ
（ｔ）は Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔ−Ｖｄｃ−Ｖｃ（ｔ）＞０ の期間のみ流れる。

【００２０】電流Ｉｄ（ｔ）はまたコンデンサＣｃに充
電される電荷量の導関数であるので ｄＱｃ（ｔ）／ｄｔ＝Ｉｄ（ｔ） また、コンデンサＣｃの容量をＣｃとすると ｄＶｃ（ｔ）＝ｄＱｃ（ｔ）／Ｃｃ したがって ｄＶｃ（ｔ）／ｄｔ＝Ｉｄ（ｔ）／Ｃｃ スイッチング素子Ｔｒｃが１回オフすることによるサー
ジによって、コンデンサＣｃに充電されて変化するコン
デンサＣｃの端子電圧の増分ΔＶｃは ΔＶｃ＝１／Ｃｃ・∫Ｉｄ（ｔ）・ｄｔ 但し積分期間は Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔ−Ｖｄｃ−Ｖｃ
（ｔ）＞０の期間のみである。

【００２１】Ｖｃｏをスイッチング素子Ｔｒｃがオフし
たときのコンデンサＣｃの端子電圧Ｖｃ（ｔ）の初期値
とすると、Ｖｃ（ｔ）はスイッチング素子Ｔｒｃのオン
／オフごとに次式のように変化しながら、充電されてい
く。

【００２２】 Ｖｃ（ｔ）＝Ｖｃｏ＋１／Ｃｃ ・∫（（Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔ−Ｖｄｃ−Ｖｃ（ｔ））／Ｒｃ）・ｄｔ 但し積分期間は Ｌｃ・ｄＩｃ／ｄｔ−Ｖｄｃ−Ｖｃ
（ｔ）＞０の期間にかぎる。 これによりスイッチング
素子Ｔｒｃのオン／オフを繰り返してコンデンサＣｃを
充分な高電圧Ｖｃにまで充電出来る。

【００２３】昇圧回路のコンデンサＣｃに充分な高電圧
Ｖｃが充電され負荷Ｌに電流を流したい時は、負荷Ｌと
昇圧回路を繋ぐスイッチング素子Ｔｒｐｌをオンにす
る。このとき負荷Ｌに流れる電流ＩとコンデンサＣｃの
端子電圧Ｖｃ（ｔ）の関係は、負荷Ｌのインダクタンス
をＬ、抵抗成分をＲ、負荷Ｌに直列に繋がれた電流検出
用抵抗Ｒｓの抵抗値をＲｓとすると （Ｒ＋Ｒｓ）・Ｉ＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔ＝Ｖｃ（ｔ） Ｖｃ（ｔ）＝Ｖｃ（０）−１／Ｃｃ・∫Ｉ・ｄｔ から （Ｒ＋Ｒｓ）・Ｉ＋Ｌ・ｄＩ／ｄｔ ＋１／Ｃｃ・∫Ｉ・ｄｔ＝Ｖｃ（０） ここで、Ｖｃ（０）はスイッチング素子Ｔｒｐｌをオン
にする瞬間のコンデンサＣｃの端子電圧Ｖｃ（ｔ）の初
期値。

【００２４】この式より得られる電流Ｉの応答時間を、
ラプラス変換の手法で解くと、 Ｉ（ｔ）＝１／β・ｅｘｐ（−α・ｔ）・ｓｉｎ（β・ｔ）・Ｖｃ（０） β＝√（１／（Ｌ・Ｃｃ）−（Ｒ＋Ｒｓ）／４Ｌ） α＝（Ｒ＋Ｒｓ）／（２Ｌ） これに対し、単に電圧Ｖｂを負荷回路に印加しただけの
場合に負荷Ｌに流れる電流をＩ´（ｔ）とすると、その
立ち上がりは、 Ｉ´（ｔ）＝Ｖｂ／（Ｒ＋Ｒｓ） ・（１−ｅｘｐ（−（Ｒ＋Ｒｓ）／Ｌ・ｔ）） に従う。

【００２５】この２つのケースの電流の応答の相違を次
の数値の例について図２に示す。

【００２６】 Ｒ＋Ｒｓ＝０．１［Ω］ Ｌ＝１［ｍＨ］ Ｃｃ＝１００［μＦ］ Ｖｃ（０）＝１２０Ｖ Ｖｂ＝１２［Ｖ］ 図２の（１）の曲線がＩ（ｔ）に、（２）の曲線がＩ´
（ｔ）に相当し、前者の場合は振動しながら、やがて０
Ａに収斂し、後者の場合は単調に増加しながら１２０Ａ
に集束する。この２つの曲線の立ち上がりだけを見てみ
ると、前者の立ち上がりのほうが明らかに勝れているの
で、この発明ではこの立ち上がりの特性を利用するよう
にし、充電用コンデンサＣｃの端子電圧Ｖｃ（ｔ）が電
源電圧Ｖｂよりも高い間はその電圧で負荷Ｌに電流を流
し、充電用コンデンサＣｃの端子電圧Ｖｃ（ｔ）が電源
電圧Ｖｂより低くなるとダイオードＤｐを通じて電源電
圧Ｖｂが直接負荷Ｌに電流を流すように構成する。

【００２７】図３は、充電用コンデンサＣｃの容量によ
る立ち上がり特性の差を示したもので、図３の（１）は
図２と同一の定数でＣｃが１００μＦの場合、（２）は
Ｃｃのみを１０００μＦにふやした場合を示す。コンデ
ンサＣｃの容量が大きいほど立ち上がりは改善される。
また、Ｉ（ｔ）の式からも判るように充電用コンデンサ
Ｃｃに充電する電圧、すなわちＶｃ（０）を大きくすれ
ば負荷Ｌに流れる電流Ｉの値をそれに比例して大きくで
きる。

【００２８】そして、負荷Ｌに流れる電流Ｉの値が所定
値に達したことを、電流検出用抵抗Ｒｓの両端の電位差
から差動増幅器ＡｍｐとコンパレータＣｏｍｐで検出し
てスイッチング素子Ｔｒｐｌを再びオフにする。これに
より電流ＩはフライホイールダイオードをＤｆとする
と、フライホイール回路Ｌ、Ｒｓ、ＧＮＤ、Ｄｆ、Ｒを
通して流れ、その結果、電流Ｉの値が所定値より低下し
たことを電流検出用抵抗Ｒｓの両端の電位差から差動増
幅器ＡｍｐとコンパレータＣｏｍｐが検出した場合はス
イッチング素子Ｔｒｐｌを再度オンにする。この繰り返
しにより負荷Ｌに流れる電流Ｉの値を一定値に保つこと
ができる。なおゲート回路ＡＮＤはコンパレータＣｏｍ
ｐの出力と負荷駆動タイミング信号の論理積をとって負
荷駆動電流の投入タイミングを制御するＡＮＤゲートで
あり、インピーダンスＺｃはコンデンサＣｃの保護用で
ある。

【００２９】図４は、図１に示した回路の各部の信号波
形を示したものである。発振器からの矩形波出力がスイ
ッチング素子Ｔｒｃのベースに加わると、スイッチング
素子Ｔｒｃは図４（ａ）に示すようにオン／オフする。
その時のスイッチング素子Ｔｒｃのコレクタ電圧は図４
（ｂ）のようになり、スイッチング素子Ｔｒｃのオフす
る瞬間に高電圧が誘起され、その電圧がコンデンサＣｃ
の端子電圧Ｖｃ（ｔ）より高くなるとダイオードＤｃを
通ってコンデンサＣｃを充電する。そうしてスイッチン
グ素子Ｔｒｃが繰返しオン／オフされると、コンデンサ
Ｃｃの端子電圧Ｖｃ（ｔ）は図４（ｃ）に示すように徐
々に高くなっていく。このコンデンサＣｃの端子電圧Ｖ
ｃ（ｔ）が所定値Ｖｃ（０）に達したとき、ゲート回路
ＡＮＤの入力の１端に図４（ｄ）のような負荷Ｌの駆動
タイミング信号を加えるとスイッチング素子Ｔｒｐｌが
オンし、負荷Ｌを流れる電流Ｉ（図４（ｆ））は急速に
上昇する。電流Ｉの値は電流検出用抵抗Ｒｓと差動増幅
器Ａｍｐで検出され、図４（ｅ）に示す設定値とコンパ
レータＣｏｍｐで比較される。そうしてコンパレータＣ
ｏｍｐの出力（図４（ｇ））がゲート回路ＡＮＤの他端
に加えられ、駆動タイミング信号との論理積でスイッチ
ング素子Ｔｒｐｌを図４（ｈ）に示すようにオン／オフ
し、これで電流Ｉ（図４（ｆ））を保持する。

【００３０】図５は、４相ステッピングモータの駆動回
路にこの発明を適用した本発明の第２の実施例を示した
ものである。

【００３１】４相ステッピングモータの各相のコイルＬ
Ａ〜ＬＤの１端はそれぞれスイッチング素子Ｔｒｐｌａ
〜Ｔｒｐｌｄ、逆流防止用ダイオードＤｐａ〜Ｄｐｄを
介して電源に接続されている。スイッチング素子Ｔｒｐ
ｌａ〜Ｔｒｐｌｄと逆流防止用ダイオードＤｐａ〜Ｄｐ
ｄの接続点は相選択スイッチＳｗで選択されて充電回路
１０に接続される。ここで充電回路１０は図１に示した
回路の一点鎖線で囲った回路部分１０と同等の回路であ
る。

【００３２】一方コイルＬＡ〜ＬＤの他端は電流検出用
抵抗Ｒｓａ〜Ｒｓｄを介して接地されている。またコイ
ルＬＡ〜ＬＤと電流検出用抵抗Ｒｓａ〜Ｒｓｄからなる
直列回路には、それぞれ、フライホイールダイオードＤ
ｆａ〜Ｄｆｄが並列に接続されている。電流検出用抵抗
Ｒｓａ〜Ｒｓｄの両端の電位差で検出された各相のコイ
ルＬＡ〜ＬＤを流れる電流の値は、それぞれＡ相電流制
御回路２０−１、Ｂ相電流制御回路２０−２、Ｃ相電流
制御回路２０−３、Ｄ相電流制御回路２０−４に入力さ
れる。これらの各相電流制御回路２０−１〜２０−４
は、図１に示した回路の点線で囲った回路部分２０と同
等の回路である。これらの各相電流制御回路２０−１〜
２０−４にはまた、各相ごとの駆動タイミング信号（図
６（ａ）〜（ｄ））が加えられる。

【００３３】この回路の動作を図６を参照して説明す
る。４相ステッピングモータは図６（ａ）〜（ｄ）で示
されるような駆動タイミング信号によって、互いに一定
の順序で励磁、解磁を繰り返すようになっている。この
励磁の際の負荷電流の立ち上がりを、この発明を適用す
ることにより改善する。充電回路１０が接続されている
相切換スイッチＳｗはこの駆動タイミング信号と同期し
て、図６（ｅ）で示すようにオフ状態と各接点Ａ〜Ｄと
の接続状態を繰り返すように設定されている。相切換ス
イッチＳｗは各相の駆動が切り替わって大電流が必要な
瞬間に、例えばＡ相に駆動が切り替わる瞬間に、接点Ａ
と接続されて、充電回路１０内のコンデンサＣｃに充電
された高電圧をスイッチング素子Ｔｒｐｌａを介してコ
イルＬＡに流しコイルＬＡを流れる負荷電流を急激に増
大させる。コンデンサＣｃの放電が進み、各相のコイル
ＬＡ〜ＬＤに大電流が不要になったときに相切換スイッ
チＳｗはオフになり、次にＢ相に放電するまでのオフの
間に充電回路１０内のコンデンサＣｃが再び高電圧に充
電される。

【００３４】このコンデンサＣｃの充放電と、相切換ス
イッチＳｗの切り替えオン／オフは他の相、すなわちＢ
相、Ｃ相、Ｄ相に対しても同様に行われ、Ｄ相が終わる
と再びＡ相に戻って繰返し行われる。図６（ｆ）〜
（ｉ）は各相のコイルＬＡ〜ＬＤの１端に加えられるド
ライブ電圧を模式的に示したもので、駆動タイミング信
号と相切換スイッチＳｗの切り替えと同期して変化す
る。

【００３５】このようにステッピングモータの各相の駆
動が切り替わる瞬間にコイルに高電圧を掛けることによ
り、電流の立上がりを速め、同期ずれを防止することが
できる。尚、本実施例では、充電回路１０を１つだけ設
け、相切換スイッチＳｗで切り替えて用いるようにした
が、各相毎に充電回路を別々に設けて、相切換スイッチ
Ｓｗを削除しても同様の効果が得られることは、申すま
でもない。この場合は充電時間を本実施例の場合より長
くとれるので、充電時間が足りない場合には、有効であ
る。

【００３６】図７は、この発明の誘導負荷駆動装置の第
３の実施例である。この実施例の誘導負荷駆動装置は第
１の実施例のスイッチング素子Ｔｒｐｌの代わりに、ス
イッチング素子ＴｒｐとＴｒｌを設け、スイッチング素
子Ｔｒｌを電流検出用抵抗ＲｓとＧＮＤの間におき、フ
ライホイールダイオードＤｆをスイッチング素子Ｔｒｌ
と電流検出用抵抗Ｒｓの接続点から充電用コンデンサＣ
ｃとの間において、フライホイール環路を接地から浮か
して、Ｌ、Ｒｓ、Ｄｆ、Ｔｒｐ、Ｒで構成したものであ
る。

【００３７】この回路では電流の立ち上げ時にはスイッ
チング素子ＴｒｐとＴｒｌを同時にオンする。負荷Ｌを
流れる電流を設定値に制御するためにはスイッチング素
子Ｔｒｌを用い．コンパレータＣｏｍｐ出力で負荷Ｌを
流れる電流が設定値より大きい時はスイッチング素子Ｔ
ｒｌをオフにし小さいときはオンにする事で電流値を設
定値に追従させる。負荷Ｌを駆動する期間が終了したと
きは、スイッチング素子ＴｒｐとＴｒｌを同時にオフす
る。このとき、負荷Ｌを流れる電流のエネルギーをフラ
イホイールダイオードＤｆを介して、Ｒｓ、Ｄｆ、Ｃ
ｃ、ＧＮＤ、電源、Ｄｐ、Ｒ、Ｌの順に還流してＣｃに
充電することができ、電力消費量を減らして全体の効率
を向上することができる。なお、この回路でインピーダ
ンスＺｃはコンデンサＣｃの、インピーダンスＺｌはス
イッチング素子Ｔｒｌの保護用のインピーダンスであ
る。

【００３８】図８は、この回路の各部の波形を示したも
ので図８（ａ）はスイッチング素子Ｔｒｃのオン／オフ
波形、図８（ｂ）はスイッチング素子Ｔｒｃのコレクタ
電圧波形、図８（ｃ）はコンデンサＣｃの端子電圧Ｖｃ
の波形、図８（ｄ）は駆動タイミング信号波形、図８
（ｅ）は電流設定値、図８（ｆ）は負荷Ｌを流れる電流
波形、図８（ｇ）はコンパレータＣｏｍｐ出力、図８
（ｈ）はスイッチング素子Ｔｒｌのオン／オフ波形を示
し、図４とほぼ同じ位置の波形を同じ順序で示してい
る。図８（ｃ）に示したコンデンサＣｃの端子電圧Ｖｃ
波形ではスイッチング素子Ｔｒｐがオフした瞬間に負荷
電流Ｌによる電圧の上昇がみられる。また図８（ｉ）は
負荷Ｌと電流検出要抵抗Ｒｓとの接続点の電圧波形Ｖｌ
を示し、ここにはスイッチング素子ＴｒｐまたはＴｒｌ
がオフする瞬間にサージ電圧が発生していることが示さ
れている。この実施例の欠点は、このサージ電圧に見ら
れるように、スイッチング素子Ｔｒｌのオン時とオフ時
で電流検出要抵抗Ｒｓに流れる電流の基準が変わってく
るため、電流の検出、ことにスイッチング素子Ｔｒｌの
オフ時の電流検出が困難な点である。

【００３９】図９は、４相ステッピングモータの駆動回
路に本発明の第３の実施例を適用した本発明の第４の実
施例を示したものである。この回路も図５に示した回路
と同様に、駆動タイミング信号に同期して動作し、ステ
ッピングモータの各相の駆動が切り替わる瞬間にコイル
に高電圧を掛けて各相の電流の立上がりを速める。

【００４０】図１０は、本発明の第５の実施例を示す。
この例は本発明の第３の実施例とほぼ同じ回路である
が、電流検出用抵抗Ｒｓを電位が安定しているスイッチ
ング素子Ｔｒｌのエミッタ側のＧＮＤとの間に設けた点
が第３の実施例と異なっている。こうするとスイッチン
グ素子Ｔｒｌがオンの間は安定した電流検出ができる
が、スイッチング素子Ｔｒｌがオフになると電流値は検
出できない。そのため一度オフにしたスイッチング素子
Ｔｒｌをオンにするためにワンショット回路Ｏｓを用い
る。

【００４１】コンパレータＣｏｍｐの出力にワンショツ
ト回路Ｏｓを設けておく。コンパレータＣｏｍｐは電流
検出用抵抗Ｒｓに所定以上の電流が流れたことを検出す
るが、その出力を受けてワンショット回路Ｏｓはスイッ
チング素子Ｔｒｌを一定時間だけオフする信号を出力す
る。一定時間が過ぎるとこの信号は自動的にスイッチン
グ素子Ｔｒｌをオンにする。これにより、電流検出用抵
抗Ｒｓに負荷電流Ｌが再び流れ、電流値の検出が可能に
なる。負荷電流Ｌがまだ所定以上であるとコンパレータ
Ｃｏｍｐの出力に応じて再びワンショット回路Ｏｓが働
いて再度一定時間スイッチング素子Ｔｒｌをオフにす
る。一方、負荷電流Ｌが所定値以下であれば、コンパレ
ータＣｏｍｐが、したがってワンショット回路Ｏｓが働
かないので、スイッチング素子Ｔｒｌはオン状態を続
け、負荷電流Ｌを増加する働きをする。これにより第３
の実施例の欠点であった電流検出の不安定さが除去でき
る。

【００４２】図１１は、このときの各部の波形を示すも
ので、図１１（ａ）はスイッチング素子Ｔｒｃのオン／
オフ波形、図１１（ｂ）はスイッチング素子Ｔｒｃのコ
レクタ電圧波形、図１１（ｃ）はコンデンサＣｃの端子
電圧Ｖｃの波形、図１１（ｄ）は駆動タイミング信号波
形、図１１（ｅ）は電流設定値、図１１（ｆ）は負荷Ｌ
を流れる電流波形、図１１（ｇ）はコンパレータＣｏｍ
ｐ出力でこれらは図４および図８の（ａ）〜（ｇ）と対
応している。図１１（ｈ）はワンショット回路Ｏｓの出
力波形を、図１１（ｉ）はスイッチング素子Ｔｒｌのオ
ン／オフ波形を示し、また図１１（ｊ）は負荷Ｌと電流
検出要抵抗Ｒｓとの接続点の電圧波形Ｖｌを示す。

【００４３】このように、上記実施例では、誘導素子Ｌ
ｃに過渡応答で誘起される高電圧をコンデンサＣｃに充
電し、誘導性負荷Ｌを駆動する瞬間に、この高電圧を負
荷Ｌに加えるようにすることにより、誘導性負荷Ｌに流
れる電流Ｉの立ち上がりを改善することができ、立ち上
がりの遅れを防止することができる。

【００４４】なお図面の中で、各スイッチング素子をバ
イポーラトランジスタで表記したが、それに限らず、同
様の働きをするＦＥＴ等の他のトランジスタやメカニカ
ルリレーを用いることができるし、これらを混在して用
いることも可能である。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、誘導
素子とダイオードとスイッチング素子とスイッチング素
子を一定周期でオン／オフする発振器等からなる昇圧回
路と、昇圧回路によって充電されるコンデンサと、コン
デンサに充電された電荷を負荷に供給するスイッチ回路
と、スイッチ回路の開閉のタイミングを制御する制御回
路と、負荷に流れる電流を検出してその値を制御する電
流制御回路を設け、電源電圧を誘導素子の過渡特性を利
用して昇圧し、これを使って昇圧回路のコンデンサを徐
々に高圧に充電し、このコンデンサの充電電圧を駆動開
始時に放電して駆動開始電圧として利用するように構成
したので、電源回路を大型化すること無く、低圧の電源
からでも高圧の駆動電圧が得られ、誘導負荷に流れる電
流の立ち上がりを改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の誘導負荷駆動装置の第１の実施例を
しめす回路図。

【図２】この発明の誘導負荷駆動装置による場合と、電
源を印加しただけの場合との誘導性負荷への駆動電流の
立ち上がりを比較して示した波形図。

【図３】図２で充電用コンデンサの容量を大きくした場
合の誘導性負荷への駆動電流の立ち上がりの変化を示し
た波形図。

【図４】図１に示したこの発明の第１の実施例の各部の
動作を説明するための波形図。

【図５】この発明の第１の実施例を４相ステッピングモ
ータの駆動回路に適用したこの発明の第２の実施例の回
路図。

【図６】図５に示したこの発明の第２の実施例の動作を
説明するためのタイミングチャート。

【図７】この発明の誘導負荷駆動装置の第３の実施例を
しめす回路図。

【図８】図７に示したこの発明の第３の実施例の各部の
動作を説明するための波形図。

【図９】この発明の第３の実施例を４相ステッピングモ
ータの駆動回路に適用したこの発明の第４の実施例の回
路図。

【図１０】この発明の誘導負荷駆動装置の第５の実施例
をしめす回路図。

【図１１】図１０に示したこの発明の第５の実施例の各
部の動作を説明するための波形図。

【図１２】誘導負荷装置の従来例を示す回路図。

【図１３】誘導負荷装置の他の従来例を示す回路図。

【符号の説明】

１０ 充電回路 ２０ 電流制御回路 Ａｍｐ 差動増幅器 ＡＮＤ アンドゲート Ｃｃ コンデンサ Ｃｏｍｐ コンパレータ Ｄｃ、Ｄｐ、Ｄｐａ〜Ｄｐｄ ダイオード ＦＤ、Ｄｆ、Ｄｆａ〜Ｄｆｄ フライホイールダイオ
ード Ｌ 誘導性負荷 Ｌｃ、ＬＡ〜ＬＤ 誘導素子又は誘導成分 Ｏｓ ワンショット回路 Ｒｃ、Ｒ、ＲＡ〜ＲＤ、Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗又は抵抗成
分 Ｒｓ 電流検出用抵抗 Ｔｒ、Ｔｒｃ、Ｔｒｌ、Ｔｒｌａ〜Ｔｒｌｄ、Ｔｒｐ、
Ｔｒｐｌ、Ｔｒｐｌａ〜Ｔｒｐｌｄ スイッチング素
子 Ｖｂ 電源 Ｚｃ、Ｚｌ インピーダンス

フロントページの続き (72)発明者 前田 謙一郎 神奈川県平塚市四ノ宮2597 株式会社小松 製作所エレクトロニクス事業部内

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源電圧よりも高電圧にコンデンサを充
   電する充電手段と、 該充電手段で充電されるコンデンサと、 該コンデンサの電荷あるいは電源電圧を誘導性負荷に供
   給するスイッチ手段と、 前記コンデンサの端子電圧が
   電源電圧よりも高い間は前記コンデンサの電荷を、前記
   コンデンサの端子電圧が電源電圧より低くなると電源電
   圧を該スイッチ手段に供給するダイオードと、 前記スイッチ手段の開閉を制御する制御手段と、 前記誘導性負荷に流れる電流値を制御するための電流検
   出手段と電流制御手段を具備して構成した事を特徴とす
   る誘導負荷駆動装置。
2. 【請求項２】 前記誘導性負荷を流れる電流エネルギー
   を前記コンデンサに返還する回路を設けたことを特徴と
   する請求項１記載の誘導負荷駆動装置。