JPH06222847A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH06222847A JPH06222847A JP1127493A JP1127493A JPH06222847A JP H06222847 A JPH06222847 A JP H06222847A JP 1127493 A JP1127493 A JP 1127493A JP 1127493 A JP1127493 A JP 1127493A JP H06222847 A JPH06222847 A JP H06222847A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力電圧の低電圧領域での直線性を良好なも
のとし、電力損失が小さく、さらに簡易な回路で少ない
部品点数によって構成される直流電源装置を提供する。 【構成】 直流電圧を供給するスイッチング電源１，Ｑ
１，Ｅ，Ｔ１，Ｄ１，Ｃ１と、スイッチング電源からの
直流電圧の電圧値を制御して出力するシリーズレギュレ
ータのメイン部２と、シリーズレギュレータを制御する
シリーズレギュレータ制御部３と、シリーズレギュレー
タのメイン部２の両端電圧を検出する電圧検出回路４と
によって直流電源装置を構成し、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン・オフ動作をフィードバック制御するこ
とによって、シリーズレギュレータのメイン部２の両端
電圧を一定に制御する。
のとし、電力損失が小さく、さらに簡易な回路で少ない
部品点数によって構成される直流電源装置を提供する。 【構成】 直流電圧を供給するスイッチング電源１，Ｑ
１，Ｅ，Ｔ１，Ｄ１，Ｃ１と、スイッチング電源からの
直流電圧の電圧値を制御して出力するシリーズレギュレ
ータのメイン部２と、シリーズレギュレータを制御する
シリーズレギュレータ制御部３と、シリーズレギュレー
タのメイン部２の両端電圧を検出する電圧検出回路４と
によって直流電源装置を構成し、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン・オフ動作をフィードバック制御するこ
とによって、シリーズレギュレータのメイン部２の両端
電圧を一定に制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源装置に関し、
より詳細には出力電圧が設定可変な直流電源装置に関す
るものである。
より詳細には出力電圧が設定可変な直流電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】最近、圧電アクチュエータ用のドライバ
等に使用する駆動電源として、例えば図４の直流電源装
置の理想的な出力特性に示すように、１００Ｖ〜５００
Ｖの直流電圧をコントロール電圧の制御によって０Ｖか
ら最大定格電圧まで直線性良く設定できる電源装置の需
要が高まっている。
等に使用する駆動電源として、例えば図４の直流電源装
置の理想的な出力特性に示すように、１００Ｖ〜５００
Ｖの直流電圧をコントロール電圧の制御によって０Ｖか
ら最大定格電圧まで直線性良く設定できる電源装置の需
要が高まっている。
【０００３】図５は第１の従来例の直流電源装置（スイ
ッチング電源）の構成図である。図５において、１はコ
ントロール回路、Ｅは直流電源、Ｔ１はトランス、Ｄ１
はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、Ｑ１はスイッチング
トランジスタ、Ｒ１、Ｒ２は出力電圧検出抵抗、Ａ１は
誤差増幅器、ＰＣ１はフォトカプラ、ＣＴ１はコントロ
ール電圧端子、ＯＴ１、ＯＴ２は出力端子である。
ッチング電源）の構成図である。図５において、１はコ
ントロール回路、Ｅは直流電源、Ｔ１はトランス、Ｄ１
はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、Ｑ１はスイッチング
トランジスタ、Ｒ１、Ｒ２は出力電圧検出抵抗、Ａ１は
誤差増幅器、ＰＣ１はフォトカプラ、ＣＴ１はコントロ
ール電圧端子、ＯＴ１、ＯＴ２は出力端子である。
【０００４】第１の従来例の直流電源装置は、次の動作
により出力電圧を供給する。直流電源Ｅから入力された
入力電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオン・オ
フ制御によって交流化されるとともにトランスＴ１によ
り変圧される。この交流化された電圧はダイオードＤ
１、コンデンサＣ１からなる整流回路によって整流およ
び平滑されて出力端子ＯＴ１，ＯＴ２から出力される。
この出力電圧の所望の設定電圧への制御は、誤差増幅器
Ａ１の誤差出力電圧に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御によりスイッチングトランジスタＱ１のオン時間とオ
フ時間の時比率をを調節することによって行われる。こ
の第１の従来例においては、パルス幅変調制御における
微小なパルス幅の絞り込みが困難であるため、低電圧領
域における出力電圧に非直線性がある。例えば、図６は
第１の従来例の直流電源装置（スイッチング電源）のコ
ントロール電圧に対する出力電圧の出力特性の一例であ
って、摂氏２３度において入力電圧が１００Ｖ、コント
ロール電圧が２４Ｖの場合に対する出力電圧を３００Ｖ
とした時の無負荷状態と負荷状態（負荷抵抗１５ＫΩ）
の出力電圧特性を示しており、コントロール電圧が０Ｖ
から約４Ｖあるいは０Ｖから約２Ｖの低電圧領域で、あ
る一定電圧となり直線的変化とならない。
により出力電圧を供給する。直流電源Ｅから入力された
入力電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオン・オ
フ制御によって交流化されるとともにトランスＴ１によ
り変圧される。この交流化された電圧はダイオードＤ
１、コンデンサＣ１からなる整流回路によって整流およ
び平滑されて出力端子ＯＴ１，ＯＴ２から出力される。
この出力電圧の所望の設定電圧への制御は、誤差増幅器
Ａ１の誤差出力電圧に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御によりスイッチングトランジスタＱ１のオン時間とオ
フ時間の時比率をを調節することによって行われる。こ
の第１の従来例においては、パルス幅変調制御における
微小なパルス幅の絞り込みが困難であるため、低電圧領
域における出力電圧に非直線性がある。例えば、図６は
第１の従来例の直流電源装置（スイッチング電源）のコ
ントロール電圧に対する出力電圧の出力特性の一例であ
って、摂氏２３度において入力電圧が１００Ｖ、コント
ロール電圧が２４Ｖの場合に対する出力電圧を３００Ｖ
とした時の無負荷状態と負荷状態（負荷抵抗１５ＫΩ）
の出力電圧特性を示しており、コントロール電圧が０Ｖ
から約４Ｖあるいは０Ｖから約２Ｖの低電圧領域で、あ
る一定電圧となり直線的変化とならない。
【０００５】図７は、第２の従来例の直流電源装置の構
成図である。図７において、Ｑ２は主制御トランジス
タ、Ｑ３はトランジスタ、Ｒ３は抵抗であり、その他の
符号は図５と同様である。図７の（ａ）において、直流
電源ＥとトランスＴ１及びスイッチングトランジスタＱ
１を直列接続した回路及びダイオードＤ１、コンデンサ
Ｃ１からなる整流回路によってスイッチング電源を構成
し、このコンデンサＣ１の両端電圧Ｖａは、出力電圧端
子からのフィードバックループを形成せず、コントロー
ル回路１の制御によって固定的に設定される。この電圧
設定は、例えば、図７の（ｂ）に示すようにツェナーダ
イオードＤ５によるＶａ＝Ｖｚ・（ＮＳ／ＮＢ）とする
ベース電流によるバイアス制御、あるいは図７の（ｃ）
に示すようにフォトカプラによる途中電圧のコントロー
ラ回路１へのフィードバック制御によって行われる。な
お、ＶZ はツェナーダイオードＤ５の電圧、ＮＳ及びＮ
ＢはトランスＴ１の巻数である。
成図である。図７において、Ｑ２は主制御トランジス
タ、Ｑ３はトランジスタ、Ｒ３は抵抗であり、その他の
符号は図５と同様である。図７の（ａ）において、直流
電源ＥとトランスＴ１及びスイッチングトランジスタＱ
１を直列接続した回路及びダイオードＤ１、コンデンサ
Ｃ１からなる整流回路によってスイッチング電源を構成
し、このコンデンサＣ１の両端電圧Ｖａは、出力電圧端
子からのフィードバックループを形成せず、コントロー
ル回路１の制御によって固定的に設定される。この電圧
設定は、例えば、図７の（ｂ）に示すようにツェナーダ
イオードＤ５によるＶａ＝Ｖｚ・（ＮＳ／ＮＢ）とする
ベース電流によるバイアス制御、あるいは図７の（ｃ）
に示すようにフォトカプラによる途中電圧のコントロー
ラ回路１へのフィードバック制御によって行われる。な
お、ＶZ はツェナーダイオードＤ５の電圧、ＮＳ及びＮ
ＢはトランスＴ１の巻数である。
【０００６】このスイッチング電源の後段部分に、主制
御トランジスタＱ２、トランジスタＱ３、誤差増幅器Ａ
１、出力電圧検出抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により構成され
るシリーズレギュレータが接続される。誤差増幅器Ａ１
は出力電圧Ｖｏの分圧電圧とコントロール電圧を基準と
してＡ１→Ｑ３→Ｑ２→Ｒ１→Ａ１の閉ループを形成し
て出力電圧Ｖｏを制御し、低電圧領域における出力電圧
の非直線性を改善する。
御トランジスタＱ２、トランジスタＱ３、誤差増幅器Ａ
１、出力電圧検出抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により構成され
るシリーズレギュレータが接続される。誤差増幅器Ａ１
は出力電圧Ｖｏの分圧電圧とコントロール電圧を基準と
してＡ１→Ｑ３→Ｑ２→Ｒ１→Ａ１の閉ループを形成し
て出力電圧Ｖｏを制御し、低電圧領域における出力電圧
の非直線性を改善する。
【０００７】一方、この第２の従来例では、主制御トラ
ンジスタＱ２の入力電圧Ｖａが固定であるため、出力電
圧Ｖｏを最大値から徐々に下げると、主制御トランジス
タＱ２は入力電圧Ｖａと出力電圧Ｖｏの電圧差により多
大な電力損失を発生する。ここで電力損失が最大となる
ときの出力電圧値の計算値を求める。出力端子ＯＴ１、
ＯＴ２に負荷固定ＲＬが接続されている場合の出力電流
Ｉｏは Ｉｏ＝Ｖｏ／ＲＬ … （１） で表され、またこのとき主制御トランジスタＱ２が背負
い込む電力損失Ｐlossは Ｐloss＝（Ｖａ−Ｖｏ）・Ｉｏ＝（Ｖａ・Ｖｏ−Ｖｏ2 ）／ＲＬ …（２） となる。
ンジスタＱ２の入力電圧Ｖａが固定であるため、出力電
圧Ｖｏを最大値から徐々に下げると、主制御トランジス
タＱ２は入力電圧Ｖａと出力電圧Ｖｏの電圧差により多
大な電力損失を発生する。ここで電力損失が最大となる
ときの出力電圧値の計算値を求める。出力端子ＯＴ１、
ＯＴ２に負荷固定ＲＬが接続されている場合の出力電流
Ｉｏは Ｉｏ＝Ｖｏ／ＲＬ … （１） で表され、またこのとき主制御トランジスタＱ２が背負
い込む電力損失Ｐlossは Ｐloss＝（Ｖａ−Ｖｏ）・Ｉｏ＝（Ｖａ・Ｖｏ−Ｖｏ2 ）／ＲＬ …（２） となる。
【０００８】この主制御トランジスタＱ２における電力
損失Ｐlossが最大となるのは、前記式（２）を出力電圧
Ｖｏで微分して得られる次式 ｄＰloss／ｄＶｏ＝（Ｖａ−２Ｖｏ）／ＲＬ …（３） が０となる条件から Ｖｏ＝Ｖａ／２ …（４） のときである。
損失Ｐlossが最大となるのは、前記式（２）を出力電圧
Ｖｏで微分して得られる次式 ｄＰloss／ｄＶｏ＝（Ｖａ−２Ｖｏ）／ＲＬ …（３） が０となる条件から Ｖｏ＝Ｖａ／２ …（４） のときである。
【０００９】ここで仮に、出力電圧Ｖｏを０〜３００Ｖ
の範囲で可変とし、入力電圧Ｖａを３１０Ｖに固定し、
負荷抵抗ＲＬを１５ＫΩとすると、出力電圧Ｖｏ＝Ｖａ
／２＝１５５Ｖのときに電力損失Ｐlossは最大となり、
その最大値ＰlossMax は ＰlossMax ＝（Ｖａ−Ｖｏ）・Ｖｏ／ＲＬ ＝（３１０−１５５）・１５５／１５Ｋ ≒１．６Watt となる。図８は、コントロール電圧と出力電圧、及びコ
ントロール電圧と電力損失の関係を示している。
の範囲で可変とし、入力電圧Ｖａを３１０Ｖに固定し、
負荷抵抗ＲＬを１５ＫΩとすると、出力電圧Ｖｏ＝Ｖａ
／２＝１５５Ｖのときに電力損失Ｐlossは最大となり、
その最大値ＰlossMax は ＰlossMax ＝（Ｖａ−Ｖｏ）・Ｖｏ／ＲＬ ＝（３１０−１５５）・１５５／１５Ｋ ≒１．６Watt となる。図８は、コントロール電圧と出力電圧、及びコ
ントロール電圧と電力損失の関係を示している。
【００１０】図９は第３の従来例の直流電源装置であ
り、Ｄ１１，Ｄ１２はダイオード、Ｒ３，Ｒ６〜Ｒ９は
検出抵抗、ＣＭ１，ＣＭ２はコンパレータ、Ｄ４はツェ
ナーダイオード、ＲＹ１，ＲＹ２はリレー、ｒｙ１，ｒ
ｙ２はリレー接点、Ｔａｐ１，Ｔａｐ２，Ｔａｐ３はト
ランスＴ１のタップであり、その他の符号は前記図８に
示されたものと同様である。出力分圧電圧値をコンパレ
ータＣＭ１，ＣＭ２により比較し、その比較結果により
リレーＲＹ１，ＲＹ２及びリレー接点ｒｙ１，ｒｙ２を
駆動してトランスＴ１に設けられた複数個のタップＴａ
ｐ１、Ｔａｐ２、Ｔａｐ３を切換え、シリーズレギュレ
ータへの入力電圧値の切換えを行う。このシリーズレギ
ュレータへの入力電圧値を出力電圧Ｖｏに応じて切換え
ることにより、主制御トランジスタＱ２の背負う電圧差
は図７の直流電源装置に比較して小さくなる。
り、Ｄ１１，Ｄ１２はダイオード、Ｒ３，Ｒ６〜Ｒ９は
検出抵抗、ＣＭ１，ＣＭ２はコンパレータ、Ｄ４はツェ
ナーダイオード、ＲＹ１，ＲＹ２はリレー、ｒｙ１，ｒ
ｙ２はリレー接点、Ｔａｐ１，Ｔａｐ２，Ｔａｐ３はト
ランスＴ１のタップであり、その他の符号は前記図８に
示されたものと同様である。出力分圧電圧値をコンパレ
ータＣＭ１，ＣＭ２により比較し、その比較結果により
リレーＲＹ１，ＲＹ２及びリレー接点ｒｙ１，ｒｙ２を
駆動してトランスＴ１に設けられた複数個のタップＴａ
ｐ１、Ｔａｐ２、Ｔａｐ３を切換え、シリーズレギュレ
ータへの入力電圧値の切換えを行う。このシリーズレギ
ュレータへの入力電圧値を出力電圧Ｖｏに応じて切換え
ることにより、主制御トランジスタＱ２の背負う電圧差
は図７の直流電源装置に比較して小さくなる。
【００１１】例えば、負荷抵抗ＲＬが１５ＫΩの場合
に、主制御トランジスタＱ２の入力電圧Ｖａと、出力電
圧Ｖｏの電圧変化範囲を Ｔａｐ１のＶａ＝３１０Ｖ， Ｖｏ＝３００〜２００
Ｖ Ｔａｐ２のＶａ＝２１０Ｖ， Ｖｏ＝２００〜１００
Ｖ Ｔａｐ３のＶａ＝１１０Ｖ， Ｖｏ＝１００〜 ０
Ｖ とすると、主制御トランジスタＱ２の背負う電力損失Ｐ
lossの最大値は、それぞれ以下となり、その電圧損失特
性は、図１０に示されるようになる。 ・Ｔａｐ１を使用した場合：Ｐloss（Ｔａｐ１）＝（Ｖ
ａ−Ｖｏ）・Ｖｏ／ＲＬ≒１．４７Ｗａｔｔ ・Ｔａｐ２を使用した場合：Ｐloss（Ｔａｐ２）≒０．
７３Ｗａｔｔ ・Ｔａｐ３を使用した場合：Ｐloss（Ｔａｐ３）≒０．
２Ｗａｔｔ
に、主制御トランジスタＱ２の入力電圧Ｖａと、出力電
圧Ｖｏの電圧変化範囲を Ｔａｐ１のＶａ＝３１０Ｖ， Ｖｏ＝３００〜２００
Ｖ Ｔａｐ２のＶａ＝２１０Ｖ， Ｖｏ＝２００〜１００
Ｖ Ｔａｐ３のＶａ＝１１０Ｖ， Ｖｏ＝１００〜 ０
Ｖ とすると、主制御トランジスタＱ２の背負う電力損失Ｐ
lossの最大値は、それぞれ以下となり、その電圧損失特
性は、図１０に示されるようになる。 ・Ｔａｐ１を使用した場合：Ｐloss（Ｔａｐ１）＝（Ｖ
ａ−Ｖｏ）・Ｖｏ／ＲＬ≒１．４７Ｗａｔｔ ・Ｔａｐ２を使用した場合：Ｐloss（Ｔａｐ２）≒０．
７３Ｗａｔｔ ・Ｔａｐ３を使用した場合：Ｐloss（Ｔａｐ３）≒０．
２Ｗａｔｔ
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】第１の従来例において
は、出力電圧が０Ｖ近傍の低電圧領域での出力電圧の直
線性に問題があり、第２の従来例においては、電力損失
とそれに伴う発熱処理を要するという問題があり、また
第３の従来例においては、電力損失とそれに伴う発熱処
理と、切換え回路の付加による回路の複雑化と部品点数
の増加という問題がある。
は、出力電圧が０Ｖ近傍の低電圧領域での出力電圧の直
線性に問題があり、第２の従来例においては、電力損失
とそれに伴う発熱処理を要するという問題があり、また
第３の従来例においては、電力損失とそれに伴う発熱処
理と、切換え回路の付加による回路の複雑化と部品点数
の増加という問題がある。
【００１３】つまり、従来の直流電源装置では、 （１）出力電圧の低電圧領域での出力電圧の直線性 （２）電力損失とそれに伴う発熱処理 （３）回路の複雑化と部品点数の増加 という問題点を有している。
【００１４】本発明は前記の従来の問題点を除去し、出
力電圧の低電圧領域での直線性を良好なものとし、電力
損失が少なく、簡易な回路で少ない部品点数によって構
成される直流電源装置を提供することを目的とする。
力電圧の低電圧領域での直線性を良好なものとし、電力
損失が少なく、簡易な回路で少ない部品点数によって構
成される直流電源装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記の従来の
問題点を克服するために、直流電圧を供給するスイッチ
ング電源と、スイッチング電源からの直流電圧の電圧値
を制御して出力するシリーズレギュレータと、シリーズ
レギュレータを制御するシリーズレギュレータ制御部
と、シリーズレギュレータの両端電圧を検出する電圧検
出部とによって直流電源装置を構成し、電圧検出部の出
力のスイッチング電源へのフィードバックによって、シ
リーズレギュレータの両端電圧を一定とするよう制御す
るものである。
問題点を克服するために、直流電圧を供給するスイッチ
ング電源と、スイッチング電源からの直流電圧の電圧値
を制御して出力するシリーズレギュレータと、シリーズ
レギュレータを制御するシリーズレギュレータ制御部
と、シリーズレギュレータの両端電圧を検出する電圧検
出部とによって直流電源装置を構成し、電圧検出部の出
力のスイッチング電源へのフィードバックによって、シ
リーズレギュレータの両端電圧を一定とするよう制御す
るものである。
【００１６】
【作用】本発明は、スイッチング電源により交流化され
整流及び平滑回路によって再直流化された直流電圧をシ
リーズレギュレータに供給し、該シリーズレギュレータ
において前記直流電圧を設定電圧となるように制御する
ようにした直流電源装置であり、シリーズレギュレータ
の入出力間電圧を一定に保つようにスイッチング電源を
制御することによって電力損失を減少させる。また、シ
ャントレギュレータの構成によってシリーズレギュレー
タにおける検出回路のリーク電流による誘起電圧の発生
を抑制して良好な直線性を得る機能を有している。
整流及び平滑回路によって再直流化された直流電圧をシ
リーズレギュレータに供給し、該シリーズレギュレータ
において前記直流電圧を設定電圧となるように制御する
ようにした直流電源装置であり、シリーズレギュレータ
の入出力間電圧を一定に保つようにスイッチング電源を
制御することによって電力損失を減少させる。また、シ
ャントレギュレータの構成によってシリーズレギュレー
タにおける検出回路のリーク電流による誘起電圧の発生
を抑制して良好な直線性を得る機能を有している。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を参照しな
がら詳細に説明する。図１は本発明の直流電源装置の構
成図である。図１において、１はコントロール回路、２
はシリーズレギュレータのメイン部、３はシリーズレギ
ュレータ制御部、４は電圧検出回路、Ｅは直流電源、Ｔ
１はトランス、Ｄ１はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、
Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２は出力電
圧検出抵抗、Ａ１は誤差増幅器、ＰＣ１はフォトカプ
ラ、ＣＴ１はコントロール電圧端子、ＯＴ１，ＯＴ２は
出力端子である。
がら詳細に説明する。図１は本発明の直流電源装置の構
成図である。図１において、１はコントロール回路、２
はシリーズレギュレータのメイン部、３はシリーズレギ
ュレータ制御部、４は電圧検出回路、Ｅは直流電源、Ｔ
１はトランス、Ｄ１はダイオード、Ｃ１はコンデンサ、
Ｑ１はスイッチングトランジスタ、Ｒ１，Ｒ２は出力電
圧検出抵抗、Ａ１は誤差増幅器、ＰＣ１はフォトカプ
ラ、ＣＴ１はコントロール電圧端子、ＯＴ１，ＯＴ２は
出力端子である。
【００１８】図１において、直流電源Ｅから入力された
入力電圧は、トランスＴ１及びスイッチングトランジス
タＱ１のオン・オフ制御によって交流化されるとともに
変圧される。この交流電圧は、ダイオードＤ１とコンデ
ンサＣ１からなる整流回路によって整流及び平滑化さ
れ、シリーズレギュレータのメイン部２に直流電圧Ｖａ
として供給される。シリーズレギュレータのメイン部２
の出力電圧Ｖｏは出力電圧検出抵抗Ｒ１、Ｒ２によって
分圧されて誤差増幅器Ａ１に入力され、コントロール電
圧端子ＣＴ１に入力されるコントロール電圧を基準とし
て、誤差増幅器Ａ１→シリーズレギュレータ制御部３→
シリーズレギュレータのメイン部２→出力電圧検出抵抗
Ｒ１→誤差増幅器Ａ１の閉ループを形成して出力電圧Ｖ
ｏを制御する。また、直流電圧Ｖａの制御は、電圧検出
部４で検出されるシリーズレギュレータのメイン部２の
両端電圧が一定となるように例えばフォトカプラＰＣ１
を介してコントロール回路１を制御し、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン時間とオフ時間の時比率をパルス
幅変調（ＰＷＭ）制御して行なわれる。電圧検出部４に
よるシリーズレギュレータのメイン部２の両端の電圧差
の一定値への保持は、スイッチング電源のコントロール
回路１の直流電圧Ｖａの昇降により行われる。例えば、
シリーズレギュレータのメイン部２の両端電圧を１０Ｖ
に保持する場合には、Ｖｏ＝３００ＶのときにはＶａ＝
３１０Ｖ、またＶｏ＝１００ＶのときにはＶａ＝１１０
Ｖとなるように動作する。
入力電圧は、トランスＴ１及びスイッチングトランジス
タＱ１のオン・オフ制御によって交流化されるとともに
変圧される。この交流電圧は、ダイオードＤ１とコンデ
ンサＣ１からなる整流回路によって整流及び平滑化さ
れ、シリーズレギュレータのメイン部２に直流電圧Ｖａ
として供給される。シリーズレギュレータのメイン部２
の出力電圧Ｖｏは出力電圧検出抵抗Ｒ１、Ｒ２によって
分圧されて誤差増幅器Ａ１に入力され、コントロール電
圧端子ＣＴ１に入力されるコントロール電圧を基準とし
て、誤差増幅器Ａ１→シリーズレギュレータ制御部３→
シリーズレギュレータのメイン部２→出力電圧検出抵抗
Ｒ１→誤差増幅器Ａ１の閉ループを形成して出力電圧Ｖ
ｏを制御する。また、直流電圧Ｖａの制御は、電圧検出
部４で検出されるシリーズレギュレータのメイン部２の
両端電圧が一定となるように例えばフォトカプラＰＣ１
を介してコントロール回路１を制御し、スイッチングト
ランジスタＱ１のオン時間とオフ時間の時比率をパルス
幅変調（ＰＷＭ）制御して行なわれる。電圧検出部４に
よるシリーズレギュレータのメイン部２の両端の電圧差
の一定値への保持は、スイッチング電源のコントロール
回路１の直流電圧Ｖａの昇降により行われる。例えば、
シリーズレギュレータのメイン部２の両端電圧を１０Ｖ
に保持する場合には、Ｖｏ＝３００ＶのときにはＶａ＝
３１０Ｖ、またＶｏ＝１００ＶのときにはＶａ＝１１０
Ｖとなるように動作する。
【００１９】図３は出力電圧特性及び電力損失特性図で
あり、ＶａとＶｏ電圧差が１０Ｖで、負荷抵抗ＲＬ（図
示されない）が１５ＫΩの場合の電力損失Ｐlossの最大
値ＰlossMax1は、 ＰlossMax1＝（Ｖａ−Ｖｏ）Ｖｏ／ＲＬ ＝（３１０−３００）３００／１５Ｋ＝０．２Ｗ となる。
あり、ＶａとＶｏ電圧差が１０Ｖで、負荷抵抗ＲＬ（図
示されない）が１５ＫΩの場合の電力損失Ｐlossの最大
値ＰlossMax1は、 ＰlossMax1＝（Ｖａ−Ｖｏ）Ｖｏ／ＲＬ ＝（３１０−３００）３００／１５Ｋ＝０．２Ｗ となる。
【００２０】ところで、直流電圧Ｖａはスイッチング電
源の出力電圧であり、図３に示されたように出力電圧Ｖ
ｏの低電圧領域において理想通りの低減ができなくな
る。そのため、シリーズレギュレータのメイン部２の両
端電圧を一定（例えば、前記の例では１０Ｖ）に維持で
きなくなり、シリーズレギュレータのメイン部２の電力
損失Ｐlossは増大する。
源の出力電圧であり、図３に示されたように出力電圧Ｖ
ｏの低電圧領域において理想通りの低減ができなくな
る。そのため、シリーズレギュレータのメイン部２の両
端電圧を一定（例えば、前記の例では１０Ｖ）に維持で
きなくなり、シリーズレギュレータのメイン部２の電力
損失Ｐlossは増大する。
【００２１】ここで、低減できなくなる直流電圧Ｖａを
５０Ｖのところからとすれば、その電力損失Ｐlossは、
Ｖｏ＝０〜４０Ｖ（Ｖａ＝５０Ｖ一定）の範囲におい
て、Ｖｏ＝Ｖａ／２＝２５Ｖのとき電力損失は最大とな
りその最大値ＰlossMax ２は、 ＰlossMax ２＝（５０−２５）２５／１５Ｋ＝０．０４
２Ｗ となる。
５０Ｖのところからとすれば、その電力損失Ｐlossは、
Ｖｏ＝０〜４０Ｖ（Ｖａ＝５０Ｖ一定）の範囲におい
て、Ｖｏ＝Ｖａ／２＝２５Ｖのとき電力損失は最大とな
りその最大値ＰlossMax ２は、 ＰlossMax ２＝（５０−２５）２５／１５Ｋ＝０．０４
２Ｗ となる。
【００２２】したがって、本発明によれば、スイッチン
グ電源にシリーズレギュレータを併用した従来の直流電
源装置における最大電力損失の１．６Ｗａｔｔや、スイ
ッチング電源に複数個の入力モードを有するシリーズレ
ギュレータを併用した直流電源装置の最大電力損失の
１．４７Ｗａｔｔと比較して、電力損失を低減すること
ができる。
グ電源にシリーズレギュレータを併用した従来の直流電
源装置における最大電力損失の１．６Ｗａｔｔや、スイ
ッチング電源に複数個の入力モードを有するシリーズレ
ギュレータを併用した直流電源装置の最大電力損失の
１．４７Ｗａｔｔと比較して、電力損失を低減すること
ができる。
【００２３】また、出力短絡においてもシリーズレギュ
レータ２の両端電圧差を保とうとしてスイッチング電源
の出力電圧Ｖａも同時に低下していくのでシリーズレギ
ュレータのメイン部２のストレスは小さくなる。ところ
で、電力損失Ｐlossの出力電圧Ｖｏに対する大きさは、
理想的には図３中の矢印で示されるようにシリーズレギ
ュレータのメイン部２の両端電圧を０Ｖに近づけるほど
小さくなる。しかしながら、現実には０Ｖとすることは
できない。これは、例えばシリーズレギュレータのメイ
ン部２をトランジスタによって実現した場合、そのトラ
ンジスタのエミッタ・コレクタ間電圧等の素子に不可欠
な電圧分だけ出力電圧Ｖｏより高く設定しなければシリ
ーズレギュレータとしての安定した動作が期待できない
こと、また入力電圧の負のリップル成分の抑制や負荷急
変等によるフィードバックループ系の遅れ時間分に伴う
入力電圧不足による不安定動作を抑制するために、前記
シリーズレギュレータのメイン部２の両端電圧をある程
度の電圧に設定する必要があるためである。シリーズレ
ギュレータのメイン部２の電圧差を一定に保つための電
圧検出部４はバイアス電流を出力ラインへ流出してお
り、この微小のバイアス電流による誘起電圧の影響は、
出力電圧可変域の低電圧域においては無視できないもの
であり、負荷が高インピーダンスあるいは無負荷の場合
はさらに大きなものとなる。そこで、本発明のシリーズ
レギュレータ制御部３は、出力ラインに流れる無効電流
を吸収するバイパス機能を併せ持つことにより、０Ｖか
らの可変を可能としている。
レータ２の両端電圧差を保とうとしてスイッチング電源
の出力電圧Ｖａも同時に低下していくのでシリーズレギ
ュレータのメイン部２のストレスは小さくなる。ところ
で、電力損失Ｐlossの出力電圧Ｖｏに対する大きさは、
理想的には図３中の矢印で示されるようにシリーズレギ
ュレータのメイン部２の両端電圧を０Ｖに近づけるほど
小さくなる。しかしながら、現実には０Ｖとすることは
できない。これは、例えばシリーズレギュレータのメイ
ン部２をトランジスタによって実現した場合、そのトラ
ンジスタのエミッタ・コレクタ間電圧等の素子に不可欠
な電圧分だけ出力電圧Ｖｏより高く設定しなければシリ
ーズレギュレータとしての安定した動作が期待できない
こと、また入力電圧の負のリップル成分の抑制や負荷急
変等によるフィードバックループ系の遅れ時間分に伴う
入力電圧不足による不安定動作を抑制するために、前記
シリーズレギュレータのメイン部２の両端電圧をある程
度の電圧に設定する必要があるためである。シリーズレ
ギュレータのメイン部２の電圧差を一定に保つための電
圧検出部４はバイアス電流を出力ラインへ流出してお
り、この微小のバイアス電流による誘起電圧の影響は、
出力電圧可変域の低電圧域においては無視できないもの
であり、負荷が高インピーダンスあるいは無負荷の場合
はさらに大きなものとなる。そこで、本発明のシリーズ
レギュレータ制御部３は、出力ラインに流れる無効電流
を吸収するバイパス機能を併せ持つことにより、０Ｖか
らの可変を可能としている。
【００２４】次に、図２のより具体的な実施例により、
本発明の機能についてさらに詳細に説明する。図２にお
いて、Ｑ２は主制御トランジスタ、Ｑ３はトランジス
タ、Ｄ２はダイオード、Ｄ３はツェナーダイオード、Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ５は抵抗であり、その他の符号は前記図１
に示されたものと同様である。この実施例において、前
記シリーズレギュレータのメイン部２は主制御トランジ
スタＱ２と該主制御トランジスタＱ２のコレクタ・ベー
ス間に接続された抵抗Ｒ３により構成され、前記シリー
ズレギュレータ制御部３は、コレクタを主制御トランジ
スタＱ２のベースに抵抗Ｒ５を介して接続しベースを誤
差増幅器Ａ１の出力端子に接続したトランジスタＱ３
と、主制御トランジスタＱ２のエミッタとベースとの間
に接続されたダイオードＤ２により構成される。また、
電圧検出部４は、主制御トランジスタＱ２のエミッタ・
コレクタ間に接続されるフォトカプラＰＣ１とツェナー
ダイオードＤ３と抵抗Ｒ４の直列接続によって構成され
ている。
本発明の機能についてさらに詳細に説明する。図２にお
いて、Ｑ２は主制御トランジスタ、Ｑ３はトランジス
タ、Ｄ２はダイオード、Ｄ３はツェナーダイオード、Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ５は抵抗であり、その他の符号は前記図１
に示されたものと同様である。この実施例において、前
記シリーズレギュレータのメイン部２は主制御トランジ
スタＱ２と該主制御トランジスタＱ２のコレクタ・ベー
ス間に接続された抵抗Ｒ３により構成され、前記シリー
ズレギュレータ制御部３は、コレクタを主制御トランジ
スタＱ２のベースに抵抗Ｒ５を介して接続しベースを誤
差増幅器Ａ１の出力端子に接続したトランジスタＱ３
と、主制御トランジスタＱ２のエミッタとベースとの間
に接続されたダイオードＤ２により構成される。また、
電圧検出部４は、主制御トランジスタＱ２のエミッタ・
コレクタ間に接続されるフォトカプラＰＣ１とツェナー
ダイオードＤ３と抵抗Ｒ４の直列接続によって構成され
ている。
【００２５】次に、回路動作について説明する。主制御
トランジスタＱ２のエミッタ・コレクタ間の電圧差に基
づいて、フォトカプラＰＣ１からコントロール回路１に
制御信号を送信し、前記コントロール回路１は前記制御
信号を受信してパルス幅変調制御を行ってスイッチング
トランジスタＱ１のオン・オフ動作を調節することによ
って行われる。このスイッチングトランジスタＱ１のオ
ン・オフ動作により直流電源ＥからトランスＴ１に交流
電圧が発生する。この交流電圧は、トランスＴ１の２次
側のダイオードＤ１によって整流され、コンデンサＣ１
によって平滑され直流電圧Ｖａに再変換される。主制御
トランジスタＱ２は、この直流電圧Ｖａをトランジスタ
Ｑ３からの信号に基づいて変換し出力する。この主制御
トランジスタＱ２の出力電圧は出力電圧検出抵抗Ｒ１、
Ｒ２で分圧されて誤差増幅器Ａ１の一方の入力端子に入
力され、誤差増幅器Ａ１の他方の入力端子に入力される
外部コントロール電圧を制御信号として再びトランジス
タＱ３へ伝送する。
トランジスタＱ２のエミッタ・コレクタ間の電圧差に基
づいて、フォトカプラＰＣ１からコントロール回路１に
制御信号を送信し、前記コントロール回路１は前記制御
信号を受信してパルス幅変調制御を行ってスイッチング
トランジスタＱ１のオン・オフ動作を調節することによ
って行われる。このスイッチングトランジスタＱ１のオ
ン・オフ動作により直流電源ＥからトランスＴ１に交流
電圧が発生する。この交流電圧は、トランスＴ１の２次
側のダイオードＤ１によって整流され、コンデンサＣ１
によって平滑され直流電圧Ｖａに再変換される。主制御
トランジスタＱ２は、この直流電圧Ｖａをトランジスタ
Ｑ３からの信号に基づいて変換し出力する。この主制御
トランジスタＱ２の出力電圧は出力電圧検出抵抗Ｒ１、
Ｒ２で分圧されて誤差増幅器Ａ１の一方の入力端子に入
力され、誤差増幅器Ａ１の他方の入力端子に入力される
外部コントロール電圧を制御信号として再びトランジス
タＱ３へ伝送する。
【００２６】これによって、コンデンサＣ１の出力電圧
Ｖａのラインから抵抗Ｒ３を介して流れる電流がトラン
ジスタＱ３を介してバイパスし、主制御トランジスタＱ
２のドライブ電流をコントロールするループが形成され
る。また、直列接続される抵抗Ｒ４、ツェナーダイオー
ドＤ３及び発光側のフォトカプラＰＣ１においては、、
コンデンサＣ１の出力電圧Ｖａのラインから出力電圧Ｖ
ｏの出力ラインへ電流が流れる。ここで、ツェナーダイ
オードＤ３のツェナーダイオード電圧及びフォトカプラ
ＰＣ１のドロップ電圧の和を超えるような（Ｖａ−Ｖ
ｏ）電圧が主制御トランジスタＱ２の両端に発生する
と、Ｒ４−Ｄ３−ＰＣ１を介して電流が流れ、フォトカ
プラＰＣ１の発光ダイオードが発光し信号を送る。フォ
トカプラＰＣ１の受光側は電気的絶縁がとられた状態で
光信号のみを受け、コントロール回路１のパルス幅変調
回路にパルス幅を狭める信号を伝える。狭められたパル
ス幅はトランジスタＱ１のオン時間とオフ時間の時比率
を減少させ、トランスＴ１の２次側コイルに発生する電
圧を減少させ、その減少した電圧の値だけコンデンサＣ
１における直流電圧Ｖａも低下する。
Ｖａのラインから抵抗Ｒ３を介して流れる電流がトラン
ジスタＱ３を介してバイパスし、主制御トランジスタＱ
２のドライブ電流をコントロールするループが形成され
る。また、直列接続される抵抗Ｒ４、ツェナーダイオー
ドＤ３及び発光側のフォトカプラＰＣ１においては、、
コンデンサＣ１の出力電圧Ｖａのラインから出力電圧Ｖ
ｏの出力ラインへ電流が流れる。ここで、ツェナーダイ
オードＤ３のツェナーダイオード電圧及びフォトカプラ
ＰＣ１のドロップ電圧の和を超えるような（Ｖａ−Ｖ
ｏ）電圧が主制御トランジスタＱ２の両端に発生する
と、Ｒ４−Ｄ３−ＰＣ１を介して電流が流れ、フォトカ
プラＰＣ１の発光ダイオードが発光し信号を送る。フォ
トカプラＰＣ１の受光側は電気的絶縁がとられた状態で
光信号のみを受け、コントロール回路１のパルス幅変調
回路にパルス幅を狭める信号を伝える。狭められたパル
ス幅はトランジスタＱ１のオン時間とオフ時間の時比率
を減少させ、トランスＴ１の２次側コイルに発生する電
圧を減少させ、その減少した電圧の値だけコンデンサＣ
１における直流電圧Ｖａも低下する。
【００２７】このコンデンサＣ１における直流電圧Ｖａ
の低下によって、主制御トランジスタＱ２のエミッタ・
コレクタ間の電圧である電圧差（Ｖａ−Ｖｏ）は小さく
なり、フォトカプラＰＣ１及びツェナーダイオードＤ３
のドロップ和に近似した値となる動作制御が行われる。
このように、出力電圧Ｖｏ値の設定値にかかわらず、電
圧差（Ｖａ−Ｖｏ）がツェナーダイオードＤ３とフォト
カプラＰＣ１のドロップの和である一定電圧になるよう
トランジスタＱ１のオン・オフ動作を制御し、コンデン
サＣ１の直流電圧Ｖａを常に適正値に制御する。
の低下によって、主制御トランジスタＱ２のエミッタ・
コレクタ間の電圧である電圧差（Ｖａ−Ｖｏ）は小さく
なり、フォトカプラＰＣ１及びツェナーダイオードＤ３
のドロップ和に近似した値となる動作制御が行われる。
このように、出力電圧Ｖｏ値の設定値にかかわらず、電
圧差（Ｖａ−Ｖｏ）がツェナーダイオードＤ３とフォト
カプラＰＣ１のドロップの和である一定電圧になるよう
トランジスタＱ１のオン・オフ動作を制御し、コンデン
サＣ１の直流電圧Ｖａを常に適正値に制御する。
【００２８】ところで、Ｒ４−Ｄ３−ＰＣ１に流れる電
流に注目すると、この電流は出力ラインへ垂れ流しの状
態になっている。したがって、コントロール電圧端子Ｃ
Ｔ１からのコントロール電圧が小さくなって出力電圧が
減少すると、この垂れ流し電流によって負荷抵抗ＲＬ及
び出力電圧検出抵抗Ｒ１、Ｒ２に誘起される電圧が無視
できなくなる。つまり、この誘起電圧より出力設定電圧
が低い場合、出力設定電圧は誘起電圧以下には低減でき
なくなる。
流に注目すると、この電流は出力ラインへ垂れ流しの状
態になっている。したがって、コントロール電圧端子Ｃ
Ｔ１からのコントロール電圧が小さくなって出力電圧が
減少すると、この垂れ流し電流によって負荷抵抗ＲＬ及
び出力電圧検出抵抗Ｒ１、Ｒ２に誘起される電圧が無視
できなくなる。つまり、この誘起電圧より出力設定電圧
が低い場合、出力設定電圧は誘起電圧以下には低減でき
なくなる。
【００２９】本発明では、この垂れ流し電流による問題
点を防止するために、ダイオードＤ２を主制御トランジ
スタＱ２のエミッタ・ベース間に接続して、垂れ流し電
流をトランジスタＱ３を介してグランドラインへパスす
るシャントレギュレータを構成している。逆に、誘起電
圧より出力設定電圧が高い場合、主制御トランジスタＱ
２のベースからエミッタにドライブ電流が流れて、ベー
ス電圧のほうがエミッタより電位が高くなってダイオー
ドＤ２は逆バイアス状態となり、通常動作に悪影響を与
えない。したがって、出力電圧の直線性が確保されるこ
とになる。
点を防止するために、ダイオードＤ２を主制御トランジ
スタＱ２のエミッタ・ベース間に接続して、垂れ流し電
流をトランジスタＱ３を介してグランドラインへパスす
るシャントレギュレータを構成している。逆に、誘起電
圧より出力設定電圧が高い場合、主制御トランジスタＱ
２のベースからエミッタにドライブ電流が流れて、ベー
ス電圧のほうがエミッタより電位が高くなってダイオー
ドＤ２は逆バイアス状態となり、通常動作に悪影響を与
えない。したがって、出力電圧の直線性が確保されるこ
とになる。
【００３０】また、このシャントレギュレータの機構の
他の機能として、高い設定電圧から低い設定電圧に電圧
設定を行うときの応答のスピードをアップさせる機能が
ある。図１１は高い設定電圧から低い設定電圧に電圧設
定するときの電圧状態を示すものであり、図中の太い実
線はシャントレギュレータのない場合を示し、太い一点
鎖線はシャントレギュレータを付加した場合を示してい
る。シャントレギュレータのない場合には、例えば出力
電圧が３００Ｖから１５０Ｖとなるよう設定されると、
シリーズレギュレータの主制御トランジスタＱ２は出力
が１５０Ｖに低下するまではオフの状態となり、出力側
に接続されたリップル防止用の出力平滑コンデンサ（図
示されていない）に蓄積されている電荷は、モニター用
抵抗、あるいは負荷（図示されていない）を通して放電
される。これに対して、シャントレギュレータのある場
合には、シャントレギュレータのダイオードＤ２は出力
ラインとグランドラインを短絡する方向に構成により、
高い設定電圧から低い設定電圧に電圧設定するときには
出力側に接続されたリップル防止用の出力平滑コンデン
サの電荷をダイオードＤ２を介して速やかに放電する。
これにより、出力電圧に積極的な低下動作が行われ、所
定電圧への設定の応答のスピードがアップする。
他の機能として、高い設定電圧から低い設定電圧に電圧
設定を行うときの応答のスピードをアップさせる機能が
ある。図１１は高い設定電圧から低い設定電圧に電圧設
定するときの電圧状態を示すものであり、図中の太い実
線はシャントレギュレータのない場合を示し、太い一点
鎖線はシャントレギュレータを付加した場合を示してい
る。シャントレギュレータのない場合には、例えば出力
電圧が３００Ｖから１５０Ｖとなるよう設定されると、
シリーズレギュレータの主制御トランジスタＱ２は出力
が１５０Ｖに低下するまではオフの状態となり、出力側
に接続されたリップル防止用の出力平滑コンデンサ（図
示されていない）に蓄積されている電荷は、モニター用
抵抗、あるいは負荷（図示されていない）を通して放電
される。これに対して、シャントレギュレータのある場
合には、シャントレギュレータのダイオードＤ２は出力
ラインとグランドラインを短絡する方向に構成により、
高い設定電圧から低い設定電圧に電圧設定するときには
出力側に接続されたリップル防止用の出力平滑コンデン
サの電荷をダイオードＤ２を介して速やかに放電する。
これにより、出力電圧に積極的な低下動作が行われ、所
定電圧への設定の応答のスピードがアップする。
【００３１】以上のように、シリーズレギュレータの主
制御トランジスタＱ２の入出力間電圧の入出力間電圧を
出力電圧の大小にかかわらずほぼ一定に保つことによっ
て電力損失を低減させ、シリーズレギュレータにシャン
トレギュレータを並列に折り込んだ回路構成とすること
によって、出力電圧の低電圧領域における直線性の高い
直流電源装置を実現することができる。
制御トランジスタＱ２の入出力間電圧の入出力間電圧を
出力電圧の大小にかかわらずほぼ一定に保つことによっ
て電力損失を低減させ、シリーズレギュレータにシャン
トレギュレータを並列に折り込んだ回路構成とすること
によって、出力電圧の低電圧領域における直線性の高い
直流電源装置を実現することができる。
【００３２】次に、前記シリーズレギュレータの電圧検
出回路をオペアンプによって構成した本発明の第２の実
施例について説明する。図１２は本発明の直流電源装置
の第２の実施例の構成図である。ＯＰ１はオペアンプ、
Ｅ２は基準電圧であり、その他の符号は前記図２に示さ
れたものと同様である。
出回路をオペアンプによって構成した本発明の第２の実
施例について説明する。図１２は本発明の直流電源装置
の第２の実施例の構成図である。ＯＰ１はオペアンプ、
Ｅ２は基準電圧であり、その他の符号は前記図２に示さ
れたものと同様である。
【００３３】この実施例において、シリーズレギュレー
タの電圧検出回路におけるオペアンプＯＰ１の一方の入
力端子に主制御トランジスタＱ２のコレクタを接続し、
他方の入力端子に基準電圧Ｅ２を接続するものであり、
そのオペアンプＯＰ１の出力をフォトカプラＰＣ１に入
力するものである。このオペアンプＯＰ１によってシリ
ーズレギュレータのメイン部の電圧差が検出され、その
他の動作については前記本発明の実施例と同様となる。
タの電圧検出回路におけるオペアンプＯＰ１の一方の入
力端子に主制御トランジスタＱ２のコレクタを接続し、
他方の入力端子に基準電圧Ｅ２を接続するものであり、
そのオペアンプＯＰ１の出力をフォトカプラＰＣ１に入
力するものである。このオペアンプＯＰ１によってシリ
ーズレギュレータのメイン部の電圧差が検出され、その
他の動作については前記本発明の実施例と同様となる。
【００３４】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能で
あり、それらを本発明の範囲から排除するものではな
い。
のではなく、本発明の趣旨に基づき種々の変形が可能で
あり、それらを本発明の範囲から排除するものではな
い。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
以下のような効果を奏することができる。 （１）出力電圧をコントロール電圧に応じて、出力電圧
の低電圧領域から直線性良く電圧を可変とすることが可
能である。 （２）シリーズレギュレータにおいて発生する電力損失
を極小に抑え、電力損失による発熱を抑えることができ
る。 （３）比較的に簡易な構成によって実現でき、構成のた
めの部品点数を抑えることができる。
以下のような効果を奏することができる。 （１）出力電圧をコントロール電圧に応じて、出力電圧
の低電圧領域から直線性良く電圧を可変とすることが可
能である。 （２）シリーズレギュレータにおいて発生する電力損失
を極小に抑え、電力損失による発熱を抑えることができ
る。 （３）比較的に簡易な構成によって実現でき、構成のた
めの部品点数を抑えることができる。
【図１】本発明の直流電源装置の構成図である。
【図２】本発明の直流電源装置の実施例の構成図であ
る。
る。
【図３】本発明の直流電源装置の実施例の出力電圧特性
図及び電力損失Ｐlossの特性図である。
図及び電力損失Ｐlossの特性図である。
【図４】直流電源装置の理想的な出力特性図である。
【図５】第１の従来例の直流電源装置（スイッチング電
源）の構成図である。
源）の構成図である。
【図６】第１の従来例の直流電源装置（スイッチング電
源）のコントロール電圧に対する出力電圧の出力特性図
である。
源）のコントロール電圧に対する出力電圧の出力特性図
である。
【図７】第２の従来例の直流電源装置の構成図である。
【図８】コントロール電圧と出力電圧及びコントロール
電圧と電力損失の関係を示す図である。
電圧と電力損失の関係を示す図である。
【図９】第３の従来例の直流電源装置の構成図である。
【図１０】第３の従来例の直流電源装置の電力損失Ｐlo
ssの特性図である。
ssの特性図である。
【図１１】高い設定電圧から低い設定電圧に電圧設定す
るときの電圧状態図である。
るときの電圧状態図である。
【図１２】本発明の直流電源装置の第２の実施例の構成
図である。
図である。
１ コントロール回路 ２ シリーズレギュレータのメイン部 ３ シリーズレギュレータ制御部 ４ 電圧検出回路 Ａ１ 誤差増幅器 Ｃ１ コンデンサ ＣＴ１ コントロール電圧端子 Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｄ３ ツェナーダイオード Ｅ 直流電源 Ｅ２ 基準電圧 ＯＰ１ オペアンプ ＯＴ１，ＯＴ２ 出力端子 ＰＣ１ フォトカプラ Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 主制御トランジスタ Ｑ３ トランジスタ Ｒ１，Ｒ２ 出力電圧検出抵抗 Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５ 抵抗 Ｔ１ トランス
Claims (3)
- 【請求項１】 （ａ）直流電圧を供給するスイッチング
電源と、（ｂ）前記スイッチング電源からの直流電圧の
電圧値を制御して出力するシリーズレギュレータと、
（ｃ）前記シリーズレギュレータを制御するシリーズレ
ギュレータ制御部と、（ｄ）前記シリーズレギュレータ
の両端電圧を検出する電圧検出回路とからなり、（ｅ）
前記電圧検出回路の出力の前記スイッチング電源へのフ
ィードバックによって、前記シリーズレギュレータの両
端電圧を一定とするよう制御することを特徴とする直流
電源装置。 - 【請求項２】 前記シリーズレギュレータ制御部は、外
部信号によって出力電圧を設定電圧に制御する請求項１
記載の直流電源装置。 - 【請求項３】 前記シリーズレギュレータ制御部は、前
記シリーズレギュレータのまわり込みによる誘起電圧の
抑制及び出力電圧設定の高速応答化を可能とすることを
特徴とする請求項１又は２記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1127493A JPH06222847A (ja) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1127493A JPH06222847A (ja) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06222847A true JPH06222847A (ja) | 1994-08-12 |
Family
ID=11773408
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1127493A Withdrawn JPH06222847A (ja) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06222847A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100703821B1 (ko) * | 2005-03-07 | 2007-04-04 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 스위칭 파워 서플라이 |
| JP2007226745A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-06 | Toyota Industries Corp | シリーズレギュレータ |
| JP2011048633A (ja) * | 2009-08-27 | 2011-03-10 | Yokogawa Electric Corp | 電圧発生器 |
-
1993
- 1993-01-27 JP JP1127493A patent/JPH06222847A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100703821B1 (ko) * | 2005-03-07 | 2007-04-04 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 스위칭 파워 서플라이 |
| JP2007226745A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-06 | Toyota Industries Corp | シリーズレギュレータ |
| JP4626539B2 (ja) * | 2006-02-27 | 2011-02-09 | 株式会社豊田自動織機 | シリーズレギュレータ |
| JP2011048633A (ja) * | 2009-08-27 | 2011-03-10 | Yokogawa Electric Corp | 電圧発生器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000404 |