JPH06188722A - 半導体集積回路、およびそれを用いた半導体集積回路組合回路 - Google Patents
半導体集積回路、およびそれを用いた半導体集積回路組合回路Info
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- JPH06188722A JPH06188722A JP4354714A JP35471492A JPH06188722A JP H06188722 A JPH06188722 A JP H06188722A JP 4354714 A JP4354714 A JP 4354714A JP 35471492 A JP35471492 A JP 35471492A JP H06188722 A JPH06188722 A JP H06188722A
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Abstract
正ができるゲートアレイを得、また、トータル回路とし
ての遅延変動の自動補正が可能なゲートアレイ組合回路
を得る。 【構成】 実使用論理部とは独立のダミーゲートでリン
グ発振回路を形成し、その発振パルスを基本パルス信号
を基準に計数手段でカウントし、また、計数手段の最初
のカウント値と以後のカウント値との差に基づいて、遅
延変動を補正するための制御データを生成する遅延補正
制御部を設けたゲートアレイ、および、そのゲートアレ
イを複数接続したチャンネル毎に、あるいは複数のチャ
ンネルに共通に前記遅延変動制御部を設けたゲートアレ
イ組合回路。
Description
されて所定の論理動作を実現するゲートアレイと、それ
を組み合わせて形成したゲートアレイ組合回路に関する
ものである。
ック図であり、この場合、その一例として、出力制御付
2入力デコード式セレクタ用のクロック同期式回路を示
している。図において、1はこのゲートアレイの論理機
能を実現する実使用論理部を示し、2a,2bは出力制
御用の信号が入力される入力ピン、3a,3bはセレク
ト信号が入力される入力ピン、4は同期信号が入力され
るクロックピン、5a〜5dは当該実使用論理部1の出
力信号が出力される出力ピン、6a〜6dは実際に論理
動作を実行するナンドゲートを示す。
および2bに入力される出力制御用の信号OE1 および
OE2 が共にローレベルであれば、ナンドゲート6a〜
6dは全てアクティブ状態となる。逆に信号OE1 がハ
イレベルであればナンドゲート6aおよび6bが、信号
OE2 がハイレベルであればナンドゲート6cおよび6
dが出力禁止状態となり、その出力ピン5aおよび5b
または出力ピン5cおよび5dは他の入力ピン3a,3
b、およびクロックピン4の入力がいかなる信号であろ
うとローレベルに固定される。従って、信号OE1 およ
びOE2 が共にローレベルである場合、入力ピン3aお
よび3bのセレクト信号I1 およびI2により、出力ピ
ン5a〜5dの出力信号Y1 〜Y4 がセレクトできる。
セレクト信号I1 およびI2 が共にローレベルの時、出
力信号Y1 として出力ピン5aにクロックピン4に入力
された同期信号CLKが出力される。また、セレクト信
号I1 およびI2 が共にハイレベル時には出力ピン5b
に、セレクト信号I1 がハイレベルでI2 がローレベル
時には出力ピン5cに、セレクト信号I1 がローレベ
ル、I2 がハイレベル時には出力ピン5dにそれぞれ同
期信号CLKが出力される。
連した技術が記載された文献としては、米国特許明細書
第4,902,986号(1990.2.20)などが
ある。
以上のように構成されているので、IC使用時の温度変
動等により内部回路の遅延に狂いが生じることがあり、
この狂いによりゲートアレイの出力信号とそれ以外の信
号とを組み合わせる場合には、遅延の狂いを考慮したマ
ージンを見積る必要があり、またゲートを使用したディ
レイ回路のようなタイミング精度の重要な回路はゲート
アレイ内部に入れることができないなどの問題点があっ
た。
ためになされたもので、温度変動等によるゲートアレイ
内部の遅延の狂いが検出でき、その遅延を自動補正でき
るゲートアレイを得ることを目的としており、さらにゲ
ートアレイを複数個組み合わせたシステム回路全体の遅
延の狂いをも検出,補正できるゲートアレイ組合回路を
得ることを目的とする。
係るゲートアレイは、実使用論理部とは独立のダミーゲ
ートを複数リング状に接続したリング発振回路と、この
リング発振回路の発生する発振パルスを基本パルス信号
を基準としてカウントする計数手段を設けたものであ
る。
アレイは、請求項1に記載のゲートアレイに、さらに実
使用論理部の遅延変動を補正する遅延量補正回路とリン
グ発振回路の遅延時間を制御する発振遅延制御回路、お
よび計数手段の最初のカウント値である基準カウント値
と以後のカウント値との差に基づいて遅延量補正回路と
前記発振遅延制御回路への制御データを作成する遅延補
正制御部を設けたものである。
アレイは、請求項1に記載のゲートアレイに、さらに実
使用論理部およびリング発振回路の電源電圧を制御する
電源電圧制御回路と、計数手段の最初のカウント値であ
る基準カウント値と以後のカウント値との差に基づいて
電源電圧制御回路への補正電圧を作成する遅延補正制御
部を設けたものである。
アレイは、請求項3に記載のゲートアレイに、さらに基
準状態の時の基準状態データと基準状態における計数手
段のカウント値である基準カウント数、および基準状態
以外の時の状態データとその時の計数手段のカウント値
を補正データとして記憶する記憶手段を設け、遅延補正
制御部に、この記憶手段を計数手段のカウント値と基準
カウント数との比較結果に基づいて検索して、電源電圧
制御回路への補正電圧を生成する機能を持たせたもので
ある。
アレイは、請求項2に記載のゲートアレイに、さらに基
準状態の時の基準状態データと基準状態における計数手
段のカウント値である基準カウント数、および基準状態
以外の時の状態データとその時の計数手段のカウント値
を補正データとして記憶する記憶手段を設け、遅延補正
制御部に、この記憶手段を計数手段のカウント値と基準
カウント数との比較結果に基づいて検索して、遅延量補
正回路および発振遅延制御回路への制御データを生成す
る機能を持たせたものである。
アレイ組合回路は、実使用論理部とダミーゲート列を有
する複数のゲートアレイの、各実使用論理部を直列に接
続するとともに、ダミーゲート列を互いにリング状に接
続してリング発振回路を形成し、この複数のゲートアレ
イに対して、リング発振回路の発振パルスを基準パルス
信号に基づいてカウントする計数手段、遅延量補正回
路、発振遅延制御回路、および計数手段の最初のカウン
ト値である基準カウント値と以後のカウント値との差よ
り遅延変動を補正するための制御データを生成する遅延
補正制御部を1つずつ共通に設けたものである。
アレイ組合回路は、実使用論理部、ダミーゲート列、お
よび電源電圧制御回路を有する複数のゲートアレイの、
各実使用論理部を直列に接続するとともに、ダミーゲー
ト列を互いにリング状に接続してリング発振回路を形成
し、この複数のゲートアレイに対して、リング発振回路
の発振パルスを基準パルス信号に基づいてカウントする
計数手段、および計数手段の最初のカウント値である基
準カウント値と以後のカウント値との差より遅延変動を
補正するための補正電圧を生成する遅延補正制御部を1
つずつ共通に設けたものである。
アレイ組合回路は、請求項6に記載のゲートアレイ組合
回路を1つのチャンネルとし、計数手段、記憶手段、お
よび遅延補正制御部を複数のチャンネルに対して1つず
つ共通に設け、その遅延補正制御部より各チャンネルに
宛てて、遅延変動を補正するための制御データを送出す
るものである。
アレイ組合回路は、請求項7に記載のゲートアレイ組合
回路を1つのチャンネルとし、計数手段、記憶手段、お
よび遅延補正制御部を複数のチャンネルに対して1つず
つ共通に設け、遅延補正制御部の発生する補正電圧を伝
達手段を用いて各チャンネルに個別に伝達するものであ
る。
使用論理部とは独立のダミーゲートで形成したリング発
振回路の発振パルスを、基本パルス信号を基準にしてカ
ウントすることにより、温度変化等に伴うゲートアレイ
の遅延変動をそのカウント値によって認識可能とする。
補正制御部は、計数手段の最初のカウント値である基準
カウント値と以後のカウント値の差に基づいて生成した
制御データを、実使用論理部の遅延変動を補正する遅延
量補正回路、およびリング発振回路の遅延時間を制御す
る発振遅延制御回路に供給することにより、温度変化に
伴うゲートアレイの遅延変動の自動補正を可能とする。
補正制御部は、計数手段の最初のカウント値である基準
カウント値と以後のカウント値の差に基づいて生成した
補正電圧を、実使用論理部およびリング発振回路の電源
電圧を制御する電源電圧制御回路に供給することによ
り、温度変化に伴うゲートアレイの遅延変動の自動補正
を可能とする。
補正制御部は、基準状態の時の基準状態データと基準カ
ウント数、および基準状態以外の時の状態データとカウ
ント値を補正データとして記憶する記憶手段を、計数手
段のカウント値と基準カウント数との比較結果に基づい
て検索し、補正電圧を生成して電源電圧制御回路へ供給
することにより、温度変化に伴うゲートアレイの遅延変
動を自動的かつ最適に補正することを可能とする。
補正制御部は、基準状態の時の基準状態データと基準カ
ウント数、および基準状態以外の時の状態データとカウ
ント値を補正データとして記憶する記憶手段を、計数手
段のカウント値と基準カウント数との比較結果に基づい
て検索し、制御データを生成して遅延量補正回路および
発振遅延制御回路へ供給することにより、温度変化に伴
うゲートアレイの遅延変動を自動的かつ最適に補正する
ことを可能とする。
補正制御部は、直列接続された複数のゲートアレイに対
して共通に設けられ、各ゲートアレイのダミーゲート列
をリング状に接続して成るリング発振回路の発振パルス
をカウントする計数手段の、最初のカウント値である基
準カウント値と以後のカウント値との差より遅延変動を
補正するための制御データを生成し、それを複数のゲー
トアレイに共通に設けられた遅延量補正回路および発振
遅延制御回路に供給することにより、ゲートアレイ組合
回路トータルとしての遅延変動の自動補正を可能とす
る。
補正制御部は、直列接続された複数のゲートアレイに対
して共通に設けられ、各ゲートアレイのダミーゲート列
をリング状に接続して成るリング発振回路の発振パルス
をカウントする計数手段の、最初のカウント値である基
準カウント値と以後のカウント値との差より遅延変動を
補正するための補正電圧を生成し、それを各ゲートアレ
イの電源電圧制御回路に供給することにより、ゲートア
レイ組合回路トータルとしての遅延変動の自動補正を可
能とする。
トアレイ組合回路は、請求項6に記載のゲートアレイ組
合回路を1つのチャンネルとし、各チャンネルに対して
1つずつの計数手段、記憶手段、および遅延補正制御部
を共通に設け、遅延補正制御部から各チャンネルに宛て
て制御データを送出することにより、チャンネル間の遅
延のバラツキも自動的に補正可能とする。
トアレイ組合回路は、請求項7に記載のゲートアレイ組
合回路を1つのチャンネルとし、各チャンネルに対して
1つずつの計数手段、記憶手段、および遅延補正制御部
を共通に設け、遅延補正制御部からの補正電圧を、各チ
ャンネル対応に設けられた伝達手段を介して供給するこ
とにより、チャンネル間の遅延のバラツキも自動的に補
正可能とする。
ついて説明する。図1は請求項1に記載した発明の一実
施例を示すブロック図で、相当部分には図21と同一符
号を付してその説明を省略する。図において、7は実使
用論理部1とは独立したダミーゲートをリング状に直列
接続して形成したリング発振回路、8はこのリング発振
回路7の発振パルスをカウントする計数手段としてのア
ップ・ダウンカウンタ、9a〜9dは各種信号の入力ピ
ン、10a〜10dはアップ・ダウンカウンタ8の設定
データが入力される入力ピン、10e〜10iはアップ
・ダウンカウンタ8の計数データが出力される出力ピン
を示す。
おいて実使用論理部1に関しては従来のものと同一回路
であるためその説明は省略する。図中のリング発振回路
7は入力ピン9aに単パルスによる信号RINGSTが
入力されると、それがリング状のダミーゲート列を巡回
して発振する。このダミーゲート列のゲートを実使用論
理部1の入力から出力までのゲート数およびゲート種と
合わせておけば、このリング発振回路7のパルス間隔が
実使用論理部1の入力から出力までの遅延量とほぼ等し
くなる。
アップ・ダウンカウンタ8に入力される。アップ・ダウ
ンカウンタ8は入力ピン9dの入力信号U/Dによりア
ップカウントするか、ダウンカウントするかを決定す
る。ダウンカウントする場合には入力ピン10a〜10
dに与えられた値を入力ピン9bのロード信号L/Dに
て取り込み、それを初期値としてカウントダウンし、0
になった時点で出力ピン10eに信号RCOを出力す
る。なお、アップカウント時にはカウント数が出力ピン
10f〜10iに出力される。このアップ・ダウンカウ
ンタ8の入力ピン9cにイネーブル信号として高精度の
基本パルス信号STDCLKを入力すれば、この基本パ
ルス信号STDCLKのハイレベル時のみリング発振回
路7の発振パルスをカウントする。
ャートであり、図中、15はその基本パルス信号(ST
DCLK信号)、16はリング発振回路7の発振パルス
である。図示のように、STDCLK信号15がハイレ
ベルの間、即ち図2に17で示した期間にリング発振回
路7の発振するパルス数がカウントされる。ここで、こ
のSTDCLK信号15が高精度であり、またゲートア
レイ内部の遅延変動をほとんど受けないものとすれば、
ゲートアレイ内部の遅延変動によりこの期間17におけ
るカウント数に差が生じる。つまり、カウント数が多け
れば遅延量は小さく、カウント数が少なければ遅延量は
大きいことになる。
ついて説明する。図3は請求項1に記載した発明の他の
実施例を示すブロック図であり、図において、11はリ
ング発振回路7の発振パルスをカウントする計数手段と
してのダウンカウンタ、12はダウンカウンタ11の出
力よりゲート信号を生成するセット・リセット型のフリ
ップフロップ、13はフリップフロップ12からのゲー
ト信号で開閉されるアンドゲート、14はアンドゲート
13を通過した基本パルス信号としての基準クロックS
TDCLK2をカウントする計数手段としてのアップカ
ウンタを示し、9eはアップカウンタ14のリセット信
号RSETが入力される入力ピンである。なお、その他
の部分には図1と同一符号を付してその説明を省略す
る。
ウンタ11は入力ピン10a〜10dに与えられる入力
値を入力ピン9bのロード信号L/Dにて取り込み、そ
れを初期値としてリング発振回路7の発振するパルス数
をカウントする。それと同時に入力ピン9bのロード信
号L/Dはフリップフロップ12のセット端子Sにも入
力され、このフリップフロップ12の否定側の出力Pは
ハイレベルとなり、アンドゲート13に入力される。
タイムチャートである。図において、16はリング発振
回路7からの発振パルス、18は入力ピン9bのロード
信号、19はダウンカウンタ11から出力されるボロー
信号、20はフリップフロップの否定出力P、21は入
力ピン9cに入力される基本パルス信号としての基準ク
ロック信号(STDCLK信号)を示す。カウントダウ
ンを始めたダウンカウンタ11は、カウント値が0にな
った時、ボロー信号をフリップフロップ12のリセット
端子Rに入力する。これによりフリップフロップ12の
否定出力Pはローレベルとなる。従って、アンドゲート
13は入力ピン9bにロード信号が与えられてからフリ
ップフロップ12がボロー信号を発生するまでの間アク
ティブ状態となる。このアクティブ状態中、入力ピン9
cに入力されたSTDCLK2信号がアンドゲート13
を通り、アップカウンタ14にてカウントされる。ST
DCLK2信号に高い周波数のパルスを用いれば、ゲー
トアレイ内部の遅延変動の検出能力が上がる。
ついて説明する。図5は請求項2に記載した発明の一実
施例を示すブロック図であり、図1および図3と同一部
分には同一符号を付して説明を省く。図5において、1
bは実使用論理部、8bはアップカウント用とダウンカ
ウント用のクロック入力が独立したアップ・ダウンカウ
ンタ、10jはそのアップ・ダウンカウンタ8bの初期
値が入力される入力ピン、9eは初期データセット用の
信号(DSET信号)が入力される入力ピン、13b〜
13dは動作制御用のアンドゲート、22a〜22dは
同じく動作制御用オアゲート、23はディレイ回路、2
4a〜24bは動作制御用の排他論理和ゲート、25a
はアップカウンタ14の内容をラッチするラッチ回路、
25bはアップカウンタ14の内容とラッチ回路25の
内容を比較する比較手段としてのディジタル比較器、2
6はアップ・ダウンカウンタ8b、フリップフロップ1
2、アンドゲート13b〜13d、オアゲート22a〜
22d、ディレイ回路23、排他論理和ゲート24a,
24b、ラッチ回路25a、ディジタル比較器25bよ
り成る遅延補正制御部、27はアップ・ダウンカウンタ
8bのカウント値をデコードするデコーダ、28aは実
使用論理部1bの同期クロックタイミング制御を行う遅
延量補正回路、28bは遅延量補正回路28aの制御に
合わせてリング発振用ダミーゲートの制御を行う発振遅
延制御回路を示す。なお、7bはこの発振遅延制御回路
28bを含んでいる点で図1に符号7を付したものとは
異なるリング発振回路である。
イミングチャートであり、図において、29は入力ピン
9cに入力されるSTDCLK信号で、アップカウンタ
14のイネーブル入力および排他論理和ゲート24aの
入力信号、30はSTDCLK信号29がディレイ回路
23によりディレイしたもので、オアゲート22b入力
および排他論理和ゲート24bの入力信号、31はオア
ゲート22bにより論理和がとられた排他論理和ゲート
24aおよび24bの入力信号、32は排他論理和ゲー
ト24bの出力でアップカウンタ14のリセット信号、
33は排他論理和ゲート24aの出力でアンドゲート1
3b,13c,13dそれぞれの入力信号、34は入力
ピン9eに入力される初期データを取り込むためのDS
ET信号により動作するフリップフロップ12の出力信
号、35はアンドゲート13dの出力でラッチ回路25
aのトリガ信号、36はリング発振回路7bによる発振
パルスでアップカウンタ14のクロック入力信号、37
はディジタル比較器25bのA>B出力信号、38は同
じくA<B出力信号、39はディジタル比較器25bの
比較結果によりアップ・ダウンカウンタ8bのカウント
値を制御するアンドゲート13bの出力信号、40は同
じくアンドゲート13cの出力信号を示す。
に入力されるSTDCLK信号は高精度の周期パルスで
図6に示すような信号とすると、図5のディレイ回路2
3の出力はそれよりTdだけ遅延した図6に30で示す
信号となり、これら両信号を入力したオアゲート22b
の出力は図6に31で示すものとなる。なお、22a,
22c,22dのオアゲートはタイミング合わせのため
のダミーゲートであり、図6のタイミングチャートでは
無視されている。故に、排他論理和ゲート24aおよび
24bの出力信号はそれぞれ図6に32および33で示
される信号となる。初期の基準カウント値を検出する際
は、初期データセット用の入力ピン10jからの入力値
により実使用論理部1bの遅延量補正回路28aおよび
発振遅延制御回路28bのセレクトを初期値にし、入力
ピン9eよりDSET信号を入力する。
の出力信号は、アップカウンタ14をリセットし、ST
DCLK信号29がハイレベルの間だけ、アップカウン
タ14はリング発振回路7bの発振パルス36を0から
カウントする。ここで入力ピン9eに初期データ取り込
み用の信号DSET信号が入力されると、セット・リセ
ット型のフリップフロップ12の肯定出力Qは図6に3
4で示すようにハイレベルとなり、排他論理和ゲート2
4aより出力される図6に33で示した信号のパルスを
1発だけ通してアンドゲート13dより出力する。この
アンドゲート13dを通過した信号35によりラッチ回
路25aはアップカウンタ14のカウント値をラッチ
し、この最初のラッチデータを基準カウント値としてデ
ィジタル比較器25bのBデータに入力する。以降、S
TDCLK信号29がハイレベル期間だけリング発振回
路7bの発振パルスはカウントされ、そのカウント値は
ディジタル比較器25bのAデータに入力される。
値であるAデータと、現状のカウント値であるBデータ
とを比較し、その大小を図6に37または38で示す信
号のように出力する。今、基準カウント値よりも現状の
カウント値が多かった場合、カウント終了時の図6に3
3で示す信号のタイミングにて、アップ・ダウンカウン
タ8bのアップカウント用入力にパルス信号39が送ら
れる。このパルス信号39によりアップ・ダウンカウン
タ8bはカウントアップされ、そのデータがデコーダ2
7に出力される。デコーダ27はアップ・ダウンカウン
タ8bのカウント値により遅延量補正回路28aの適当
なゲート数をセレクトし、実使用論理部1bの同期クロ
ックを遅延させる。例えば、上記取り上げた基準カウン
ト値よりも現状のカウント値が多かった場合は、実使用
論理部1bの内部動作が全体的に速くなっていると考え
られるため、遅延量補正回路28aのゲートを現状より
も少なくすると同時に、発振遅延制御回路28bのゲー
トも遅延量補正回路28aのゲートと同数もしくは同等
分少なくする。
回路7bによるカウント数を初期の基準値に合わせるよ
う自動補正がかけられる。
ついて説明する。図7は請求項2に記載した発明の他の
実施例を示すブロック図で、図5に示した実施例3にお
けるアンドゲート13b,13c、ラッチ回路25a、
ディジタル比較器25b、デコーダ27、アップ・ダウ
ンカウンタ8bなどの種々の制御回路をマイクロコンピ
ュータ(以下、MCUという)45で置き換えたもの
で、図5とほぼ同様な動作をする。なお、この実施例4
では、MCU45を実使用論理部1bと同一チップ上に
構成してあるが、別チップとしてもよい。
ついて説明する。図8は請求項3に記載した発明の一実
施例に示すブロック図で、これまでに説明された部分に
ついてはその説明を省略する。図8において、50aお
よび50bはアップ・ダウンカウンタ8のアップ・ダウ
ン制御信号を作るアンドゲート、51は同じくアップ・
ダウン制御信号を作るセット・リセット型のフリップフ
ロップ、52aはアップ・ダウンカウンタ8の基準値を
保持するラッチ回路、52bはアップ・ダウンカウンタ
8のダウン残値を保持するラッチ回路、53はラッチ回
路52bにて保持されたデータに基づく電圧を発生する
D/Aコンバータ、54はD/Aコンバータ53の出力
を電源の電圧Vccに加算して出力するオペアンプを示
す。
eより入力されるDSET信号、41はフリップフロッ
プ51の肯定出力Q、42はアップ・ダウンカウンタ8
のカウントアップ値、43は同カウンタのカウントダウ
ン値、44はラッチ回路52bにて保持されたカウント
ダウン残値を示す。
て、初期データを取り込むためのDSET信号35b
は、初期の基準カウント値を検出する際に、図9に35
bで示すタイミングで入力ピン9eに入力される。この
DSET信号35bはフリップフロップ12のセット端
子Sに送られ、それによってフリップフロップ12の肯
定出力Qはハイ状態となり、アンドゲート50aおよび
50bはアクティブ状態となる。この状態にてSTDC
LK信号29と同期して排他論理和ゲート24bより出
力される。図9に32で示す信号がアンドゲート50a
に入力されると、その信号はそのままアンドゲート50
aを通過してフリップフロップ51のセット端子Sに入
力される。従って、フリップフロップ51の肯定出力Q
はハイ状態となる。次に、排他論理和ゲート24aより
出力される、図9に33で示す信号がアクティブ状態と
なっているアンドゲート50bを通過してフリップフロ
ップ51のリセット端子Rに入力される。これによりフ
リップフロップ51の肯定出力Qはロー状態となり、図
9に41で示す信号のように変化する。又、同時にフリ
ップフロップ12もこのアンドゲート50aからの信号
によってロー状態となり、アンドゲート50aおよび5
0bは閉じられる。
の時には、アップ・ダウンカウンタ8はカウントアップ
され、この信号41およびSTDCLK信号29がとも
にロー状態になるまでリング発振回路7の発振パルス3
6をカウントし続ける。なお、このアップ・ダウンカウ
ンタ8のカウント値は、ラッチ回路52aにより保持さ
れる。この保持データが図9に42で示す基準カウント
値となる。
時は、STDCLK信号29がハイ状態の時に、アップ
・ダウンカウンタ8はこの基準カウント値から、リング
発振回路7の発振パルス36をカウントダウンしてゆ
く。そして、図9に43で示すカウントダウン残値は一
旦ラッチ回路52bによりラッチされ、図9に44で示
すD/Aコンバータ53の入力ディジタル値となる。D
/Aコンバータ53はこのラッチ回路52bがラッチし
ているカウントダウン残値の保持データ44に見合う補
正電圧をオペアンプ54に出力し、オペアンプ54はこ
のD/Aコンバータ53からの補正電圧を電源の電圧V
ccに加算して、実使用論理部1およびリング発振回路
7に供給し、それが電源電圧として使用される。
も周囲温度が上がり、実使用論理部1の動作が遅くなれ
ば、図9に43で示すカウントダウン残値は大きくな
り、D/Aコンバータ53の出力電圧はその分だけ大き
くなる。この電圧が大きくなると、当然、オペアンプ5
4の出力する補正電圧も上昇し、実使用論理部1および
リング発振回路7に供給される電源電圧は高くなる。C
MOS回路では電源電圧が高くなれば、一般に動作速度
が速くなるため、リング発振回路7の動作速度も速くな
り、一定時間内に出力されるパルス数は増える。パルス
数が増えれば、カウントダウン残値43は減り、基準カ
ウント値と同等、またはそれに近くなる。
て説明する。図10は請求項3に記載した発明の他の実
施例に示すブロック図で、図8に示した実施例5におけ
るラッチ回路52aおよび52b、D/Aコンバータ5
3等の種々の制御回路をMCU55に置き換えたもの
で、図8とほぼ同様の動作をする。なお、この実施例6
ではMCU55を同チップ上に構成したものを示した
が、外部の別チップ上に配置してもよい。
ついて説明する。図11は請求項3に記載した発明のさ
らに他の実施例を示すブロック図で、これまでに説明さ
れた部分についてはその説明を省く。図11において、
56はアップ・ダウンカウンタ8のカウント値をもと
に、パルスを作るD型のフリップフロップ、57はST
DCLK信号とフリップフロップ56にて作られたパル
スとの位相差を検出して、それに見合う補正電圧を発生
させるフェーズドロックループ回路(PLL回路)を示
す。
ウンカウンタ8の出力するボロー信号、46はフリップ
フロップ56にて作られるパルス、47は入力ピン9c
に入力されるSTDCLK信号、48はフリップフロッ
プ56で作られるパルス47とSTDCLK信号47と
の位相差を示す。
で示される排他論理和ゲート24bの出力信号がSTD
CLK信号47の立上り部と同時にフリップフロップ5
6のリセット端子Rに入力されると、その否定出力Pも
図12に46で示すようにハイ状態になる。また、アッ
プ・ダウンカウンタ8がカウントダウンを終了し、ボロ
ー信号を出力すると、このフリップフロップ56の否定
出力Pからの信号46はロー状態となる。PLL回路5
7はこの信号46とSTDCLK信号47との位相差4
8を検出し、それに見合う電圧をオペアンプ54に出力
する構成にしておけば、実施例5および6と同様に動作
をする。
ついて説明する。図13は請求項4に記載した発明の一
実施例を示すブロック図で、これまでに説明された部分
についてはその説明を省く。図13において、59は基
準状態における状態データと基準カウント数、およびそ
れ以外の状態における状態データとカウント値を保持す
る記憶手段としてのデータメモリ、60はアップ・ダウ
ンカウンタ8のカウント値と基準カウント数との差に基
づいてデータメモリ59を検索し、オペアンプ54に与
える補正電圧を生成するMCUを示す。
4および図15はそのMCU60の動作の流れを示すフ
ローチャートである。なお、MCU60およびデータメ
モリ59以外の部分の動作については実施例1〜7まで
に説明されているのでその説明を省略する。
各種パラメータを初期化し、ステップST103にてリ
ング発振回路7のリング発振をスタートさせて、全ての
回路が安定動作するよう一定の時間待った後、ステップ
ST104にてこのリング発振によって発生させられた
パルス数を、入力ピン9cより入力されるSTDCLK
信号に合わせてアップ・ダウンカウンタ8でカウント
し、ステップST105でそのカウント値を基準カウン
ト数としてデータメモリ59に保存する。次に、ステッ
プST107にて内蔵するD/Aコンバータのデータに
“1”を加算し、ステップST108にて再びリング発
振のパルス数をアップ・ダウンカウンタ8でカウント
し、ステップST109でそのカウント数が前記基準カ
ウント数よりも1つだけ大きいかどうかをチェックす
る。その結果、1つだけ大きくなければステップST1
06に戻り、1つだけ大きい場合にはステップST11
1にてその時のD/Aコンバータのデータをデータメモ
リ59のC番地に保存する。以下、ステップST110
でC番地のインクリメントを行いながらこの動作を繰り
返してゆくと、基準カウント数よりも測定カウント数が
大きい場合のカウント数の差によるD/Aコンバータの
補正最適値がデータメモリ59内に準備されたことにな
る。
30を繰り返し実行してゆくと、基準カウント数より測
定カウント数が小さい場合の補正最適値がデータメモリ
59内に準備される。
モリ59上に準備された後、ステップST143にてリ
ング発振のパルス数をカウントし、そのカウント数が基
準カウント数と同じであれば、ステップST146にて
一定時間待機した後、ステップST143に戻る。ま
た、カウント値が基準カウント数と異なる場合には、そ
の差により図14で説明した処理にて準備された最適補
正値をステップST150にてセレクトして内蔵するD
/Aコンバータにセットし、再びステップST143に
処理を戻してリング発振のパルス数をカウントする。
し、その都度オペアンプ54に相当する補正電圧を出力
することにより、温度変化等によるCMOS内部の遅延
変化を自動補正することができる。なお、ステップST
148にてカウント値と基準カウント数との差が準備さ
れた補正最適値のデータ範囲を逸脱していることが検出
された場合には、ステップST149にてエラー処理が
行われる。
処理手段としてのMCU60の出力を電源電圧制御回路
としてのオペアンプ54に入力し、電源電圧を調整して
実使用論理部1およびリング発振回路7の遅延量を制御
する場合について説明したが、検索処理手段の出力を遅
延量補正回路および発振遅延制御回路に入力して、実使
用論理部1およびリング発振回路7の遅延量を制御する
ようにしてもよい。図16は請求項5に記載したそのよ
うな発明の一実施例を示すブロック図であり、図におい
て、59bは基準状態における状態データと基準カウン
ト数、およびそれ以外の状態における状態データとカウ
ント値を保持する記憶手段としてのデータメモリ、60
bはアップカウンタ14のカウント値と基準カウント数
との差に基づいてデータメモリ59bを検索し、遅延量
補正回路28aおよび発振遅延制御回路28bに与える
制御データを生成するMCUを示す。
MCU60と同様に動作し、制御データを遅延量補正回
路28aおよび発振遅延制御回路28bに出力すること
により、温度変化等によるCMOS内部の遅延変化を自
動補正する。
図について説明する。図17は請求項6に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明された
部分についてはその説明を省く。図17において、61
は実施例3で説明した図5に示すものと同様のゲートア
レイであるが、リング発振回路を形成する部分に入出力
ピンが設けられたタイプのもの、62a〜62nは実使
用論理部1bとリング発振回路を形成する部分のみを有
するゲートアレイで、これらゲートアレイ61および6
2a〜62nの実使用論理部1bはその論理が直列に接
続されている。また、リング発振を形成する部分には入
出力ピンが独自に設けられており、63a〜63nはリ
ング発振回路を形成する部分のダミーゲート出力ピン、
64a〜64nは同じくダミーゲート入力ピン、65a
〜65nはリング発振部の帰還入力ピン、66a〜66
nは同じく帰還出力ピンを示し、67は直列接続された
複数のダミーゲートより成り、前記各入出力ピン63a
〜66nにてリング状に接続されてリング状発振回路を
形成するダミーゲート列を示す。
61および62a〜62nのダミーゲート列67は、図
16に示すように、ダミーゲート出力ピン63aをダミ
ーゲート入力ピン64aへ、ダミーゲート出力ピン63
bをダミーゲート入力ピン64bへ、・・・とそれぞれ
接続し、ダミーゲート出力ピン63nを帰還入力ピン6
5nへ接続する。また、同様に帰還入力ピン65aを帰
還出力ピン66aへ、帰還入力ピン65bを帰還出力ピ
ン66bへ、・・・とそれぞれ接続することにより、ゲ
ートアレイ61および62a〜62nの全てのダミーゲ
ート列67が1つのリングで繋ったことになり、リング
発振回路が形成される。この状態にてリング発振をさ
せ、そのパルス数に応じて遅延量補正回路28aと発振
遅延制御回路28bを遅延補正制御部26で制御して、
各ゲートアレイ61,62a〜62nまでの各実使用論
理部1bのトータルの伝搬遅延の変動を補正する。その
補正制御動作に関しては実施例5の場合と同様であるた
めその説明を省略する。
図について説明する。図18は請求項7に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明された
部分に関してはその説明を省く。図18において、68
は実施例5で説明したものと同様のゲートアレイである
が、リング発振用回路を形成する部分に入出力ピンが設
けられたタイプのもの、69a〜69nは実使用論理部
1とダミーゲート列67および遅延変動補正のために電
源電圧Vccを制御する電源電圧制御回路としてのオペ
アンプ54のみを有するゲートアレイで、これらゲート
アレイ68,69a〜69nの実使用論理部1はその論
理が直列に接続されており、ダミーゲート列67も入出
力ピン63a〜63n,64a〜64n,65a〜65
n,66a〜66nによってリング状に接続されてい
る。また、70a〜70nは各ゲートアレイ69a〜6
9nのオペアンプ54への補正電圧が入力される入力ピ
ンを示し、71はゲートアレイ68よりその補正電圧を
出力する出力ピンを示す。
記実施例10の場合と同様にダミーゲート列67は1つ
のリングとして接続されてリング状発振回路を形成して
リング発振している。遅延補正制御部26はそのリング
発振のパルス数に応じた補正電圧を出力するが、この一
連の動作は図8に示した実施例5の場合と同様である。
この補正電圧はゲートアレイ68の出力ピン71より出
力され、各ゲートアレイ69a〜69nの入力ピン70
a〜70nに入力される。各ゲートアレイ68,69a
〜69nではその補正電圧をそれぞれのオペアンプ54
に入力し、オペアンプ54はその補正電圧を電源電圧V
ccと加算する。各ゲートアレイ68,69a〜69n
ではこのオペアンプ54の出力電圧が実使用論理部1お
よびダミーゲート列67の電源電圧として使用される。
このことにより各ゲートアレイ68,69a〜69nま
での実使用論理部1のトータル伝搬遅延の変動が補正さ
れる。
図について説明する。図19は請求項8に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明された
部分についてはその説明を省く。図19において、61
a〜61mは図17に符号61を付したゲートアレイの
中から遅延補正制御部26とアップカウンタ14を除い
たものであり、このゲートアレイ61a〜61mの1つ
とゲートアレイ62a〜62nとによって1つのチャン
ネルが構成され、システムにはこのような同一構成のチ
ャンネルがmチャンネルある。また、72は各チャンネ
ルのダミーゲート列67で形成されるリング発振回路に
よるパルス出力をチャンネル毎にセレクトするセレク
タ、73は図16に示した実施例9におけるデータメモ
リ59をチャンネル毎に拡張した記憶手段としてのデー
タメモリ、74はこのデータメモリ73を検索して制御
データを生成するとともにセレクタ72の制御や各チャ
ンネルへの制御データの分配等、種々のデータ処理を司
る遅延補正制御部としてのMCUを示す。
ネルにおいては各ゲートアレイのダミーゲート列67が
1つのリング発振回路を形成しており、それぞれのチャ
ンネルのリング発振回路の発振パルスはセレクタ72に
入力される。セレクタ72はMCU74の指示に従い、
各チャンネルを1チャンネルずつセレクトし、その発振
パルスをアップ・ダウンカウンタ8に入力する。MCU
74はアップ・ダウンカウンタ8にてカウントされた値
に基づいてデータメモリ73を検索し、各チャンネル毎
の制御データと、チャンネルを区別するためのコード信
号を送信する。各チャンネルでは自身のコードが付けら
れた制御データを受け取ると、基準カウント数に等しい
遅延を得るように遅延量補正回路28aおよび発振遅延
制御回路28bを制御する。なお、その一連の動作は実
施例3の場合と同様であるのでその説明は省略する。
図について説明する。図20は請求項9に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明した部
分に関してはその説明を省く。図20において、68a
〜68mは図18に符号68を付したゲートアレイの中
から遅延補正制御部26とアップ・ダウンカウンタ8を
除いたものであり、このゲートアレイ68a〜68mの
1つとゲートアレイ69a〜69nとによって1つのチ
ャンネルが構成され、システムにはこのような同一構成
のチャンネルがmチャンネルある。また、75a〜75
mは各チャンネル毎に設けられ、MCU73が各チャン
ネル毎に発生した補正電圧を該当するチャンネルに供給
するための伝達手段としてのサンプルアンドホールド回
路を示す。
のリング発振回路の発振パルスをアップ・ダウンカウン
タ8でカウントし、そのカウント値に基づいてデータメ
モリ73を検索し、各チャンネルの制御データを作るま
では実施例12の場合と同様である。MCU74はこの
制御データより各チャンネル毎の補正電圧と各チャンネ
ルを区別するためのサンプルおよびホールド信号をそれ
ぞれのチャンネルのサンプルアンドホールド回路75a
〜75mに送る。各チャンネルでは電源電圧制御回路5
4が与えられた補正電圧に基づいて、基準カウント数に
等しい遅延を得るように電源電圧を制御する。なお、そ
の一連の動作は実施例5の場合と同様であるのでその説
明は省略する。
よれば、実使用論理部とは独立のダミーゲートでリング
発振回路を形成し、その発振パルスを基本パルス信号を
基準にしてカウントするように構成したので、そのカウ
ント値によって、温度変化等に伴う実使用論理部におけ
る伝搬遅延量の変動を検出することが可能なゲートアレ
イが得られる効果がある。
数手段の最初のカウント値である基準カウント値と以後
のカウント値との差に基づいて制御データを生成し、そ
の制御データを実使用論理部の遅延変動を補正する遅延
量補正回路、およびリング発振回路の遅延時間を制御す
る発振遅延制御回路に供給するように構成したので、温
度変化に伴う実使用論理部の伝搬遅延量の変動を自動的
に補正できるゲートアレイが得られる効果がある。
数手段の最初のカウント値である基準カウント値と以後
のカウント値との差に基づいて補正電圧を生成し、その
補正電圧を実使用論理部およびリング発振回路の電源電
圧を制御する電源電圧制御回路に供給するように構成し
たので、温度変化に伴う実使用論理部の伝搬遅延量の変
動を自動的に補正できるゲートアレイが得られる効果が
ある。
正データを記憶している記憶手段を設け、計数手段のカ
ウント値と基準カウント数との比較結果に基づいてその
記憶手段を検索して補正電圧を生成し、それを電源電圧
制御回路に供給するように構成したので、状態変更量を
考察した最適な補正値を導き出すことができるゲートア
レイが得られる効果がある。
正データを記憶している記憶手段を設け、計数手段のカ
ウント値と基準カウント数との比較結果に基づいてその
記憶手段を検索して制御データを生成し、それを遅延量
補正回路および発振遅延制御回路に供給するように構成
したので、状態変更量を考察した最適な補正値を導き出
すことができるゲートアレイが得られる効果がある。
数のゲートアレイを直列に接続してそれらのダミーゲー
ト列をリング状に接続してリング発振回路を形成し、そ
の発振パルスをカウントする計数手段を1つ設けて、そ
の最初のカウント値である基準カウント値と以後のカウ
ント値との差より遅延変動を補正するための制御データ
を生成して、共通の遅延量補正回路および発振遅延制御
回路に供給するように構成したので、回路トータルでの
遅延変動を自動補正できるゲートアレイ組合回路が得ら
れる効果がある。
数のゲートアレイを直列に接続してそれらのダミーゲー
ト列をリング状に接続してリング発振回路を形成し、そ
の発振パルスをカウントする計数手段を1つ設けて、そ
の最初のカウント値である基準カウント値と以後のカウ
ント値との差より遅延変動を補正するための補正電圧を
生成し、それを各ゲートアレイの電源電圧制御回路に供
給するように構成したので、回路トータルでの遅延変動
を自動補正できるゲートアレイ組合回路が得られる効果
がある。
求項6に記載のゲートアレイ組合回路を1つのチャンネ
ルとし、複数のチャンネルに対して計数手段、記憶手
段、および遅延補正制御部を1つずつ共通に設け、遅延
補正制御部から各チャンネル宛に制御データを送出する
ように構成したので、チャンネル毎の伝搬遅延量の補正
ができ、チャンネル間の遅延のバラツキも自動的に補正
できるゲートアレイ組合回路が得られる効果がある。
求項7に記載のゲートアレイ組合回路を1つのチャンネ
ルとし、複数のチャンネルに対して計数手段、記憶手
段、および遅延補正制御部を1つずつ共通に設け、遅延
補正制御部からの補正電圧を、各チャンネル対応に設け
られた伝達手段を介して供給するように構成したので、
チャンネル毎の伝搬遅延量の補正ができ、チャンネル間
の遅延のバラツキも自動的に補正できるゲートアレイ組
合回路が得られる効果がある。
ブロック図である。
ムチャートである。
ブロック図である。
ムチャートである。
ブロック図である。
ムチャートである。
ブロック図である。
ブロック図である。
ムチャートである。
すブロック図である。
すブロック図である。
イムチャートである。
すブロック図である。
トである。
トである。
すブロック図である。
合回路を示すブロック図である。
合回路を示すブロック図である。
合回路を示すブロック図である。
合回路を示すブロック図である。
る。
路)
半導体集積回路組合回路
されて所定の論理動作を実現する半導体集積回路と、そ
れを組み合わせて形成した半導体集積回路組合回路に関
するものである。
ロック図であり、この場合、その一例として、出力制御
付2入力デコード式セレクタ用のクロック同期式回路を
示している。図において、1はこの半導体集積回路の論
理機能を実現する実使用論理部を示し、2a,2bは出
力制御用の信号が入力される入力ピン、3a,3bはセ
レクト信号が入力される入力ピン、4は同期信号が入力
されるクロックピン、5a〜5dは当該実使用論理部1
の出力信号が出力される出力ピン、6a〜6dは実際に
論理動作を実行するナンドゲートを示す。
および2bに入力される出力制御用の信号OE1 および
OE2 が共にローレベルであれば、ナンドゲート6a〜
6dは全てアクティブ状態となる。逆に信号OE1 がハ
イレベルであればナンドゲート6aおよび6bが、信号
OE2 がハイレベルであればナンドゲート6cおよび6
dが出力禁止状態となり、その出力ピン5aおよび5b
または出力ピン5cおよび5dは他の入力ピン3a,3
b、およびクロックピン4の入力がいかなる信号であろ
うとローレベルに固定される。従って、信号OE1 およ
びOE2 が共にローレベルである場合、入力ピン3aお
よび3bのセレクト信号I1 およびI2により、出力ピ
ン5a〜5dの出力信号Y1 〜Y4 がセレクトできる。
セレクト信号I1 およびI2 が共にローレベルの時、出
力信号Y1 として出力ピン5aにクロックピン4に入力
された同期信号CLKが出力される。また、セレクト信
号I1 およびI2 が共にハイレベル時には出力ピン5b
に、セレクト信号I1 がハイレベルでI2 がローレベル
時には出力ピン5cに、セレクト信号I1 がローレベ
ル、I2 がハイレベル時には出力ピン5dにそれぞれ同
期信号CLKが出力される。
関連した技術が記載された文献としては、米国特許明細
書第4,902,986号(1990.2.20)など
がある。
は以上のように構成されているので、IC使用時の温度
変動等により内部回路の遅延に狂いが生じることがあ
り、この狂いにより半導体集積回路の出力信号とそれ以
外の信号とを組み合わせる場合には、遅延の狂いを考慮
したマージンを見積る必要があり、またゲートを使用し
たディレイ回路のようなタイミング精度の重要な回路は
半導体集積回路内部に入れることができないなどの問題
点があった。
ためになされたもので、温度変動等による半導体集積回
路内部の遅延の狂いが検出でき、その遅延を自動補正で
きる半導体集積回路を得ることを目的としており、さら
に半導体集積回路を複数個組み合わせたシステム回路全
体の遅延の狂いをも検出,補正できる半導体集積回路組
合回路を得ることを目的とする。
係る半導体集積回路は、実使用論理部とは独立のダミー
ゲートを実使用論理部のゲート段数と同数だけリング状
に接続したリング発振回路と、このリング発振回路の発
生する発振パルスを基本パルス信号を基準としてカウン
トする計数手段を設けたものである。
集積回路は、請求項1に記載の半導体集積回路に、さら
に実使用論理部の遅延変動を補正する遅延量補正回路と
リング発振回路の遅延時間を制御する発振遅延制御回
路、および計数手段の最初のカウント値である基準カウ
ント値と以後のカウント値との差に基づいて遅延量補正
回路と前記発振遅延制御回路への制御データを作成する
遅延補正制御部を設けたものである。
集積回路は、請求項1に記載の半導体集積回路に、さら
に実使用論理部およびリング発振回路の電源電圧を制御
する電源電圧制御回路と、計数手段の最初のカウント値
である基準カウント値と以後のカウント値との差に基づ
いて電源電圧制御回路への補正電圧を作成する遅延補正
制御部を設けたものである。
集積回路は、請求項3に記載の半導体集積回路に、さら
に基準状態の時の基準状態データと基準状態における計
数手段のカウント値である基準カウント数、および基準
状態以外の時の状態データとその時の計数手段のカウン
ト値を補正データとして記憶する記憶手段を設け、遅延
補正制御部に、この記憶手段を計数手段のカウント値と
基準カウント数との比較結果に基づいて検索して、電源
電圧制御回路への補正電圧を生成する機能を持たせたも
のである。
集積回路は、請求項2に記載の半導体集積回路に、さら
に基準状態の時の基準状態データと基準状態における計
数手段のカウント値である基準カウント数、および基準
状態以外の時の状態データとその時の計数手段のカウン
ト値を補正データとして記憶する記憶手段を設け、遅延
補正制御部に、この記憶手段を計数手段のカウント値と
基準カウント数との比較結果に基づいて検索して、遅延
量補正回路および発振遅延制御回路への制御データを生
成する機能を持たせたものである。
集積回路組合回路は、実使用論理部とダミーゲート列を
有する複数の半導体集積回路の、各実使用論理部を直列
に接続するとともに、ダミーゲート列を互いにリング状
に接続してリング発振回路を形成し、この複数の半導体
集積回路に対して、リング発振回路の発振パルスを基準
パルス信号に基づいてカウントする計数手段、遅延量補
正回路、発振遅延制御回路、および計数手段の最初のカ
ウント値である基準カウント値と以後のカウント値との
差より遅延変動を補正するための制御データを生成する
遅延補正制御部を1つずつ共通に設けたものである。
集積回路組合回路は、実使用論理部、ダミーゲート列、
および電源電圧制御回路を有する複数の半導体集積回路
の、各実使用論理部を直列に接続するとともに、ダミー
ゲート列を互いにリング状に接続してリング発振回路を
形成し、この複数の半導体集積回路に対して、リング発
振回路の発振パルスを基準パルス信号に基づいてカウン
トする計数手段、および計数手段の最初のカウント値で
ある基準カウント値と以後のカウント値との差より遅延
変動を補正するための補正電圧を生成する遅延補正制御
部を1つずつ共通に設けたものである。
集積回路組合回路は、請求項6に記載の半導体集積回路
組合回路を1つのチャンネルとし、計数手段、記憶手
段、および遅延補正制御部を複数のチャンネルに対して
1つずつ共通に設け、その遅延補正制御部より各チャン
ネルに宛てて、遅延変動を補正するための制御データを
送出するものである。
集積回路組合回路は、請求項7に記載の半導体集積回路
組合回路を1つのチャンネルとし、計数手段、記憶手
段、および遅延補正制御部を複数のチャンネルに対して
1つずつ共通に設け、遅延補正制御部の発生する補正電
圧を伝達手段を用いて各チャンネルに個別に伝達するも
のである。
使用論理部とは独立した、当該実使用論理部のゲート段
数と同数のダミーゲートで形成したリング発振回路の発
振パルスを、基本パルス信号を基準にしてカウントする
ことにより、温度変化等に伴う半導体集積回路の遅延変
動をそのカウント値によって認識可能とする。
補正制御部は、計数手段の最初のカウント値である基準
カウント値と以後のカウント値の差に基づいて生成した
制御データを、実使用論理部の遅延変動を補正する遅延
量補正回路、およびリング発振回路の遅延時間を制御す
る発振遅延制御回路に供給することにより、温度変化に
伴う半導体集積回路の遅延変動の自動補正を可能とす
る。
補正制御部は、計数手段の最初のカウント値である基準
カウント値と以後のカウント値の差に基づいて生成した
補正電圧を、実使用論理部およびリング発振回路の電源
電圧を制御する電源電圧制御回路に供給することによ
り、温度変化に伴う半導体集積回路の遅延変動の自動補
正を可能とする。
補正制御部は、基準状態の時の基準状態データと基準カ
ウント数、および基準状態以外の時の状態データとカウ
ント値を補正データとして記憶する記憶手段を、計数手
段のカウント値と基準カウント数との比較結果に基づい
て検索し、補正電圧を生成して電源電圧制御回路へ供給
することにより、温度変化に伴う半導体集積回路の遅延
変動を自動的かつ最適に補正することを可能とする。
補正制御部は、基準状態の時の基準状態データと基準カ
ウント数、および基準状態以外の時の状態データとカウ
ント値を補正データとして記憶する記憶手段を、計数手
段のカウント値と基準カウント数との比較結果に基づい
て検索し、制御データを生成して遅延量補正回路および
発振遅延制御回路へ供給することにより、温度変化に伴
う半導体集積回路の遅延変動を自動的かつ最適に補正す
ることを可能とする。
補正制御部は、直列接続された複数の半導体集積回路に
対して共通に設けられ、各半導体集積回路のダミーゲー
ト列をリング状に接続して成るリング発振回路の発振パ
ルスをカウントする計数手段の、最初のカウント値であ
る基準カウント値と以後のカウント値との差より遅延変
動を補正するための制御データを生成し、それを複数の
半導体集積回路に共通に設けられた遅延量補正回路およ
び発振遅延制御回路に供給することにより、半導体集積
回路組合回路トータルとしての遅延変動の自動補正を可
能とする。
補正制御部は、直列接続された複数の半導体集積回路に
対して共通に設けられ、各半導体集積回路のダミーゲー
ト列をリング状に接続して成るリング発振回路の発振パ
ルスをカウントする計数手段の、最初のカウント値であ
る基準カウント値と以後のカウント値との差より遅延変
動を補正するための補正電圧を生成し、それを各半導体
集積回路の電源電圧制御回路に供給することにより、半
導体集積回路組合回路トータルとしての遅延変動の自動
補正を可能とする。
体集積回路組合回路は、請求項6に記載の半導体集積回
路組合回路を1つのチャンネルとし、各チャンネルに対
して1つずつの計数手段、記憶手段、および遅延補正制
御部を共通に設け、遅延補正制御部から各チャンネルに
宛てて制御データを送出することにより、チャンネル間
の遅延のバラツキも自動的に補正可能とする。
体集積回路組合回路は、請求項7に記載の半導体集積回
路組合回路を1つのチャンネルとし、各チャンネルに対
して1つずつの計数手段、記憶手段、および遅延補正制
御部を共通に設け、遅延補正制御部からの補正電圧を、
各チャンネル対応に設けられた伝達手段を介して供給す
ることにより、チャンネル間の遅延のバラツキも自動的
に補正可能とする。
ついて説明する。図1は請求項1に記載した発明の一実
施例を示すブロック図で、相当部分には図21と同一符
号を付してその説明を省略する。図において、7は実使
用論理部1とは独立して配置され、実使用論理部1の入
力から出力までのゲート段数と等しい数のダミーゲート
をリング状に直列接続して形成したリング発振回路、8
はこのリング発振回路7の発振パルスをカウントする計
数手段としてのアップ・ダウンカウンタ、9a〜9dは
各種信号の入力ピン、10a〜10dはアップ・ダウン
カウンタ8の設定データが入力される入力ピン、10e
〜10iはアップ・ダウンカウンタ8の計数データが出
力される出力ピンを示す。
おいて実使用論理部1に関しては従来のものと同一回路
であるためその説明は省略する。図中のリング発振回路
7は入力ピン9aに単パルスによる信号RINGSTが
入力されると、それがリング状のダミーゲート列を巡回
して発振する。このダミーゲート列のゲートの数を実使
用論理部1の入力から出力までのゲート段数に合わせ、
類似したゲート種を用いれば、このリング発振回路7の
パルス間隔が実使用論理部1の入力から出力までの遅延
量とほぼ等しくすることができる。
アップ・ダウンカウンタ8に入力される。アップ・ダウ
ンカウンタ8は入力ピン9dの入力信号U/Dによりア
ップカウントするか、ダウンカウントするかを決定す
る。ダウンカウントする場合には入力ピン10a〜10
dに与えられた値を入力ピン9bのロード信号L/Dに
て取り込み、それを初期値としてカウントダウンし、0
になった時点で出力ピン10eに信号RCOを出力す
る。なお、アップカウント時にはカウント数が出力ピン
10f〜10iに出力される。このアップ・ダウンカウ
ンタ8の入力ピン9cにイネーブル信号として高精度の
基本パルス信号STDCLKを入力すれば、この基本パ
ルス信号STDCLKのハイレベル時のみリング発振回
路7の発振パルスをカウントする。
ャートであり、図中、15はその基本パルス信号(ST
DCLK信号)、16はリング発振回路7の発振パルス
である。図示のように、STDCLK信号15がハイレ
ベルの間、即ち図2に17で示した期間にリング発振回
路7の発振するパルス数がカウントされる。ここで、こ
のSTDCLK信号15が高精度であり、また半導体集
積回路内部の遅延変動をほとんど受けないものとすれ
ば、半導体集積回路内部の遅延変動によりこの期間17
におけるカウント数に差が生じる。つまり、カウント数
が多ければ遅延量は小さく、カウント数が少なければ遅
延量は大きいことになる。
ついて説明する。図3は請求項1に記載した発明の他の
実施例を示すブロック図であり、図において、11はリ
ング発振回路7の発振パルスをカウントする計数手段と
してのダウンカウンタ、12はダウンカウンタ11の出
力よりゲート信号を生成するセット・リセット型のフリ
ップフロップ、13はフリップフロップ12からのゲー
ト信号で開閉されるアンドゲート、14はアンドゲート
13を通過した基本パルス信号としての基準クロックS
TDCLK2をカウントする計数手段としてのアップカ
ウンタを示し、9eはアップカウンタ14のリセット信
号RSETが入力される入力ピンである。なお、その他
の部分には図1と同一符号を付してその説明を省略す
る。
ウンタ11は入力ピン10a〜10dに与えられる入力
値を入力ピン9bのロード信号L/Dにて取り込み、そ
れを初期値としてリング発振回路7の発振するパルス数
をカウントする。それと同時に入力ピン9bのロード信
号L/Dはフリップフロップ12のセット端子Sにも入
力され、このフリップフロップ12の否定側の出力Pは
ハイレベルとなり、アンドゲート13に入力される。
タイムチャートである。図において、16はリング発振
回路7からの発振パルス、18は入力ピン9bのロード
信号、19はダウンカウンタ11から出力されるボロー
信号、20はフリップフロップの否定出力P、21は入
力ピン9cに入力される基本パルス信号としての基準ク
ロック信号(STDCLK2信号)を示す。カウントダ
ウンを始めたダウンカウンタ11は、カウント値が0に
なった時、ボロー信号をフリップフロップ12のリセッ
ト端子Rに入力する。これによりフリップフロップ12
の否定出力Pはローレベルとなる。従って、アンドゲー
ト13は入力ピン9bにロード信号が与えられてからフ
リップフロップ12がボロー信号を発生するまでの間ア
クティブ状態となる。このアクティブ状態中、入力ピン
9cに入力されたSTDCLK2信号がアンドゲート1
3を通り、アップカウンタ14にてカウントされる。S
TDCLK2信号に高い周波数のパルスを用いれば、半
導体集積回路内部の遅延変動の検出能力が上がる。
ついて説明する。図5は請求項2に記載した発明の一実
施例を示すブロック図であり、図1および図3と同一部
分には同一符号を付して説明を省く。図5において、1
bは実使用論理部、8bはアップカウント用とダウンカ
ウント用のクロック入力が独立したアップ・ダウンカウ
ンタ、10jはそのアップ・ダウンカウンタ8bの初期
値が入力される入力ピン、9eは初期データセット用の
信号(DSET信号)が入力される入力ピン、13b〜
13dは動作制御用のアンドゲート、22a〜22dは
同じく動作制御用オアゲート、23はディレイ回路、2
4a〜24bは動作制御用の排他論理和ゲート、25a
はアップカウンタ14の内容をラッチするラッチ回路、
25bはアップカウンタ14の内容とラッチ回路25の
内容を比較する比較手段としてのディジタル比較器、2
6はアップ・ダウンカウンタ8b、フリップフロップ1
2、アンドゲート13b〜13d、オアゲート22a〜
22d、ディレイ回路23、排他論理和ゲート24a,
24b、ラッチ回路25a、ディジタル比較器25bよ
り成る遅延補正制御部、27はアップ・ダウンカウンタ
8bのカウント値をデコードするデコーダ、28aは実
使用論理部1bの同期クロックタイミング制御を行う遅
延量補正回路、28bは遅延量補正回路28aの制御に
合わせてリング発振用ダミーゲートの制御を行う発振遅
延制御回路を示す。なお、7bはこの発振遅延制御回路
28bを含んでいる点で図1に符号7を付したものとは
異なるリング発振回路である。
イミングチャートであり、図において、29は入力ピン
9cに入力されるSTDCLK信号で、アップカウンタ
14のイネーブル入力および排他論理和ゲート24aの
入力信号、30はSTDCLK信号29がディレイ回路
23によりディレイしたもので、オアゲート22b入力
および排他論理和ゲート24bの入力信号、31はオア
ゲート22bにより論理和がとられた排他論理和ゲート
24aおよび24bの入力信号、32は排他論理和ゲー
ト24bの出力でアップカウンタ14のリセット信号、
33は排他論理和ゲート24aの出力でアンドゲート1
3b,13c,13dそれぞれの入力信号、34は入力
ピン9eに入力される初期データを取り込むためのDS
ET信号により動作するフリップフロップ12の出力信
号、35はアンドゲート13dの出力でラッチ回路25
aのトリガ信号、36はリング発振回路7bによる発振
パルスでアップカウンタ14のクロック入力信号、37
はディジタル比較器25bのA>B出力信号、38は同
じくA<B出力信号、39はディジタル比較器25bの
比較結果によりアップ・ダウンカウンタ8bのカウント
値を制御するアンドゲート13bの出力信号、40は同
じくアンドゲート13cの出力信号を示す。
に入力されるSTDCLK信号は高精度の周期パルスで
図6に29で示すような信号とすると、図5のディレイ
回路23の出力はそれよりTdだけ遅延した図6に30
で示す信号となり、これら両信号を入力したオアゲート
22bの出力は図6に31で示すものとなる。なお、2
2a,22c,22dのオアゲートはタイミング合わせ
のためのダミーゲートであり、図6のタイミングチャー
トでは無視されている。故に、排他論理和ゲート24a
および24bの出力信号はそれぞれ図6に32および3
3で示される信号となる。初期の基準カウント値を検出
する際は、初期データセット用の入力ピン10jからの
入力値により実使用論理部1bの遅延量補正回路28a
および発振遅延制御回路28bのセレクトを初期値に
し、入力ピン9eよりDSET信号を入力する。
の出力信号は、アップカウンタ14をリセットし、ST
DCLK信号29がハイレベルの間だけ、アップカウン
タ14はリング発振回路7bの発振パルス36を0から
カウントする。ここで入力ピン9eに初期データ取り込
み用の信号DSET信号が入力されると、セット・リセ
ット型のフリップフロップ12の肯定出力Qは図6に3
4で示すようにハイレベルとなり、排他論理和ゲート2
4aより出力される図6に33で示した信号のパルスを
1発だけ通してアンドゲート13dより出力する。この
アンドゲート13dを通過した信号35によりラッチ回
路25aはアップカウンタ14のカウント値をラッチ
し、この最初のラッチデータを基準カウント値としてデ
ィジタル比較器25bのBデータに入力する。以降、S
TDCLK信号29がハイレベル期間だけリング発振回
路7bの発振パルスはカウントされ、そのカウント値は
ディジタル比較器25bのAデータに入力される。
値であるBデータと、現状のカウント値であるAデータ
とを比較し、その大小を図6に37または38で示す信
号のように出力する。今、基準カウント値よりも現状の
カウント値が多かった場合、カウント終了時の図6に3
3で示す信号のタイミングにて、アップ・ダウンカウン
タ8bのアップカウント用入力にパルス信号39が送ら
れる。このパルス信号39によりアップ・ダウンカウン
タ8bはカウントアップされ、そのデータがデコーダ2
7に出力される。デコーダ27はアップ・ダウンカウン
タ8bのカウント値により遅延量補正回路28aの適当
なゲート数をセレクトし、実使用論理部1bの同期クロ
ックを遅延させる。例えば、上記取り上げた基準カウン
ト値よりも現状のカウント値が多かった場合は、実使用
論理部1bの内部動作が全体的に速くなっていると考え
られるため、遅延量補正回路28aのゲートを現状より
も少なくすると同時に、発振遅延制御回路28bのゲー
トも遅延量補正回路28aのゲートと同数もしくは同等
分少なくする。
回路7bによるカウント数を初期の基準値に合わせるよ
う自動補正がかけられる。
ついて説明する。図7は請求項2に記載した発明の他の
実施例を示すブロック図で、図5に示した実施例3にお
けるアンドゲート13b,13c、ラッチ回路25a、
ディジタル比較器25b、デコーダ27、アップ・ダウ
ンカウンタ8bなどの種々の制御回路をマイクロコンピ
ュータ(以下、MCUという)45で置き換えたもの
で、図5とほぼ同様な動作をする。なお、この実施例4
では、MCU45を実使用論理部1bと同一チップ上に
構成してあるが、別チップとしてもよい。
ついて説明する。図8は請求項3に記載した発明の一実
施例に示すブロック図で、これまでに説明された部分に
ついてはその説明を省略する。図8において、50aお
よび50bはアップ・ダウンカウンタ8のアップ・ダウ
ン制御信号を作るアンドゲート、51は同じくアップ・
ダウン制御信号を作るセット・リセット型のフリップフ
ロップ、52aはアップ・ダウンカウンタ8の基準値を
保持するラッチ回路、52bはアップ・ダウンカウンタ
8のダウン残値を保持するラッチ回路、53はラッチ回
路52bにて保持されたデータに基づく電圧を発生する
D/Aコンバータ、54はD/Aコンバータ53の出力
を電源の電圧Vccに加算して出力する、電源電圧制御
回路としてのオペアンプを示す。
eより入力されるDSET信号、41はフリップフロッ
プ51の肯定出力Q、42はアップ・ダウンカウンタ8
のカウントアップ値、43は同カウンタのカウントダウ
ン値、44はラッチ回路52bにて保持されたカウント
ダウン残値を示す。
て、初期データを取り込むためのDSET信号35b
は、初期の基準カウント値を検出する際に、図9に35
bで示すタイミングで入力ピン9eに入力される。この
DSET信号35bはフリップフロップ12のセット端
子Sに送られ、それによってフリップフロップ12の肯
定出力Qはハイ状態となり、アンドゲート50aおよび
50bはアクティブ状態となる。この状態にてSTDC
LK信号29と同期して排他論理和ゲート24bより出
力される。図9に32で示す信号がアンドゲート50a
に入力されると、その信号はそのままアンドゲート50
aを通過してフリップフロップ51のセット端子Sに入
力される。従って、フリップフロップ51の肯定出力Q
はハイ状態となる。次に、排他論理和ゲート24aより
出力される、図9に33で示す信号がアクティブ状態と
なっているアンドゲート50bを通過してフリップフロ
ップ51のリセット端子Rに入力される。これによりフ
リップフロップ51の肯定出力Qはロー状態となり、図
9に41で示す信号のように変化する。又、同時にフリ
ップフロップ12もこのアンドゲート50aからの信号
によってロー状態となり、アンドゲート50aおよび5
0bは閉じられる。
の時には、アップ・ダウンカウンタ8はカウントアップ
され、この信号41およびSTDCLK信号29がとも
にロー状態になるまでリング発振回路7の発振パルス3
6をカウントし続ける。なお、このアップ・ダウンカウ
ンタ8のカウント値は、ラッチ回路52aにより保持さ
れる。この保持データが図9に42で示す基準カウント
値となる。
時は、STDCLK信号29がハイ状態の時に、アップ
・ダウンカウンタ8はこの基準カウント値から、リング
発振回路7の発振パルス36をカウントダウンしてゆ
く。そして、図9に43で示すカウントダウン残値は一
旦ラッチ回路52bによりラッチされ、図9に44で示
すD/Aコンバータ53の入力ディジタル値となる。D
/Aコンバータ53はこのラッチ回路52bがラッチし
ているカウントダウン残値の保持データ44に見合う補
正電圧をオペアンプ54に出力し、オペアンプ54はこ
のD/Aコンバータ53からの補正電圧を電源の電圧V
ccに加算して、実使用論理部1およびリング発振回路
7に供給し、それが電源電圧として使用される。
も周囲温度が上がり、実使用論理部1の動作が遅くなれ
ば、図9に43で示すカウントダウン残値は大きくな
り、D/Aコンバータ53の出力電圧はその分だけ大き
くなる。この電圧が大きくなると、当然、オペアンプ5
4の出力する補正電圧も上昇し、実使用論理部1および
リング発振回路7に供給される電源電圧は高くなる。C
MOS回路では電源電圧が高くなれば、一般に動作速度
が速くなるため、リング発振回路7の動作速度も速くな
り、一定時間内に出力されるパルス数は増える。パルス
数が増えれば、カウントダウン残値43は減り、基準カ
ウント値と同等、またはそれに近くなる。
て説明する。図10は請求項3に記載した発明の他の実
施例に示すブロック図で、図8に示した実施例5におけ
るラッチ回路52aおよび52b、D/Aコンバータ5
3等の種々の制御回路をMCU55に置き換えたもの
で、図8とほぼ同様の動作をする。なお、この実施例6
ではMCU55を同チップ上に構成したものを示した
が、外部の別チップ上に配置してもよい。
ついて説明する。図11は請求項3に記載した発明のさ
らに他の実施例を示すブロック図で、これまでに説明さ
れた部分についてはその説明を省く。図11において、
56はアップ・ダウンカウンタ8のカウント値をもと
に、パルスを作るD型のフリップフロップ、57はST
DCLK信号とフリップフロップ56にて作られたパル
スとの位相差を検出して、それに見合う補正電圧を発生
させるフェーズドロックループ回路(PLL回路)を示
す。
ウンカウンタ8の出力するボロー信号、46はフリップ
フロップ56にて作られるパルス、47は入力ピン9c
に入力されるSTDCLK信号、48はフリップフロッ
プ56で作られるパルス47とSTDCLK信号47と
の位相差を示す。
で示される排他論理和ゲート24bの出力信号がSTD
CLK信号47の立上り部と同時にフリップフロップ5
6のリセット端子Rに入力されると、その否定出力Pも
図12に46で示すようにハイ状態になる。また、アッ
プ・ダウンカウンタ8がカウントダウンを終了し、ボロ
ー信号を出力すると、このフリップフロップ56の否定
出力Pからの信号46はロー状態となる。PLL回路5
7はこの信号46とSTDCLK信号47との位相差4
8を検出し、それに見合う電圧をオペアンプ54に出力
する構成にしておけば、実施例5および6と同様に動作
をする。
ついて説明する。図13は請求項4に記載した発明の一
実施例を示すブロック図で、これまでに説明された部分
についてはその説明を省く。図13において、59は基
準状態における状態データと基準カウント数、およびそ
れ以外の状態における状態データとカウント値を保持す
る記憶手段としてのデータメモリ、60はアップ・ダウ
ンカウンタ8のカウント値と基準カウント数との差に基
づいてデータメモリ59を検索し、オペアンプ54に与
える補正電圧を生成するMCUを示す。
4および図15はそのMCU60の動作の流れを示すフ
ローチャートである。なお、MCU60およびデータメ
モリ59以外の部分の動作については実施例1〜7まで
に説明されているのでその説明を省略する。
各種パラメータを初期化し、ステップST103にてリ
ング発振回路7のリング発振をスタートさせて、全ての
回路が安定動作するよう一定の時間待った後、ステップ
ST104にてこのリング発振によって発生させられた
パルス数を、入力ピン9cより入力されるSTDCLK
信号に合わせてアップ・ダウンカウンタ8でカウント
し、ステップST105でそのカウント値を基準カウン
ト数としてデータメモリ59に保存する。次に、ステッ
プST107にて内蔵するD/Aコンバータのデータに
“1”を加算し、ステップST108にて再びリング発
振のパルス数をアップ・ダウンカウンタ8でカウント
し、ステップST109でそのカウント数が前記基準カ
ウント数よりも1つだけ大きいかどうかをチェックす
る。その結果、1つだけ大きくなければステップST1
06に戻り、1つだけ大きい場合にはステップST11
1にてその時のD/Aコンバータのデータをデータメモ
リ59のC番地に保存する。以下、ステップST110
でC番地のインクリメントを行いながらこの動作を繰り
返してゆくと、基準カウント数よりも測定カウント数が
大きい場合のカウント数の差によるD/Aコンバータの
補正最適値がデータメモリ59内に準備されたことにな
る。
30を繰り返し実行してゆくと、基準カウント数より測
定カウント数が小さい場合の補正最適値がデータメモリ
59内に準備される。
モリ59上に準備された後、ステップST143にてリ
ング発振のパルス数をカウントし、そのカウント数が基
準カウント数と同じであれば、ステップST146にて
一定時間待機した後、ステップST143に戻る。ま
た、カウント値が基準カウント数と異なる場合には、そ
の差により図14で説明した処理にて準備された最適補
正値をステップST150にてセレクトして内蔵するD
/Aコンバータにセットし、再びステップST143に
処理を戻してリング発振のパルス数をカウントする。
し、その都度オペアンプ54に相当する補正電圧を出力
することにより、温度変化等によるCMOS内部の遅延
変化を自動補正することができる。なお、ステップST
148にてカウント値と基準カウント数との差が準備さ
れた補正最適値のデータ範囲を逸脱していることが検出
された場合には、ステップST149にてエラー処理が
行われる。
処理手段としてのMCU60の出力を電源電圧制御回路
としてのオペアンプ54に入力し、電源電圧を調整して
実使用論理部1およびリング発振回路7の遅延量を制御
する場合について説明したが、検索処理手段の出力を遅
延量補正回路および発振遅延制御回路に入力して、実使
用論理部1およびリング発振回路7の遅延量を制御する
ようにしてもよい。図16は請求項5に記載したそのよ
うな発明の一実施例を示すブロック図であり、図におい
て、59bは基準状態における状態データと基準カウン
ト数、およびそれ以外の状態における状態データとカウ
ント値を保持する記憶手段としてのデータメモリ、ータ
メモリ59bを検索し、遅延量補正回路28aおよび発
振遅延制御回路28bに与える制御データを生成するM
CUを示す。
MCU60と同様に動作し、制御データを遅延量補正回
路28aおよび発振遅延制御回路28bに出力すること
により、温度変化等によるCMOS内部の遅延変化を自
動補正する。
図について説明する。図17は請求項6に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明された
部分についてはその説明を省く。図17において、61
は実施例3で説明した図5に示すものと同様の半導体集
積回路であるが、リング発振回路を形成する部分に入出
力ピンが設けられたタイプのもの、62a〜62nは実
使用論理部1bとリング発振回路を形成する部分のみを
有する半導体集積回路で、これら半導体集積回路61お
よび62a〜62nの実使用論理部1bはその論理が直
列に接続されている。また、リング発振を形成する部分
には入出力ピンが独自に設けられており、63a〜63
nはリング発振回路を形成する部分のダミーゲート出力
ピン、64a〜64nは同じくダミーゲート入力ピン、
65a〜65nはリング発振部の帰還入力ピン、66a
〜66nは同じく帰還出力ピンを示し、67は直列接続
された複数のダミーゲートより成り、前記各入出力ピン
63a〜66nにてリング状に接続されてリング状発振
回路を形成するダミーゲート列を示す。
路61および62a〜62nのダミーゲート列67は、
図16に示すように、ダミーゲート出力ピン63aをダ
ミーゲート入力ピン64aへ、ダミーゲート出力ピン6
3bをダミーゲート入力ピン64bへ、・・・とそれぞ
れ接続し、ダミーゲート出力ピン63nを帰還入力ピン
65nへ接続する。また、同様に帰還入力ピン65aを
帰還出力ピン66aへ、帰還入力ピン65bを帰還出力
ピン66bへ、・・・とそれぞれ接続することにより、
ゲートアレイ61および62a〜62nの全てのダミー
ゲート列67が1つのリングで繋ったことになり、リン
グ発振回路が形成される。この状態にてリング発振をさ
せ、そのパルス数に応じて遅延量補正回路28aと発振
遅延制御回路28bを遅延補正制御部26で制御して、
各半導体集積回路61,62a〜62nまでの各実使用
論理部1bのトータルの伝搬遅延の変動を補正する。そ
の補正制御動作に関しては実施例5の場合と同様である
ためその説明を省略する。
図について説明する。図18は請求項7に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明された
部分に関してはその説明を省く。図18において、68
は実施例5で説明したものと同様の半導体集積回路であ
るが、リング発振用回路を形成する部分に入出力ピンが
設けられたタイプのもの、69a〜69nは実使用論理
部1とダミーゲート列67および遅延変動補正のために
電源電圧Vccを制御する電源電圧制御回路としてのオ
ペアンプ54のみを有する半導体集積回路で、これら半
導体集積回路68,69a〜69nの実使用論理部1は
その論理が直列に接続されており、ダミーゲート列67
も入出力ピン63a〜63n,64a〜64n,65a
〜65n,66a〜66nによってリング状に接続され
ている。また、70a〜70nは各半導体集積回路69
a〜69nのオペアンプ54への補正電圧が入力される
入力ピンを示し、71は半導体集積回路68よりその補
正電圧を出力する出力ピンを示す。
記実施例10の場合と同様にダミーゲート列67は1つ
のリングとして接続されてリング状発振回路を形成して
リング発振している。遅延補正制御部26はそのリング
発振のパルス数に応じた補正電圧を出力するが、この一
連の動作は図8に示した実施例5の場合と同様である。
この補正電圧は半導体集積回路68の出力ピン71より
出力され、各半導体集積回路69a〜69nの入力ピン
70a〜70nに入力される。各ゲートアレイ68,6
9a〜69nではその補正電圧をそれぞれのオペアンプ
54に入力し、オペアンプ54はその補正電圧を電源電
圧Vccと加算する。各半導体集積回路68,69a〜
69nではこのオペアンプ54の出力電圧が実使用論理
部1およびダミーゲート列67の電源電圧として使用さ
れる。このことにより各半導体集積回路68,69a〜
69nまでの実使用論理部1のトータル伝搬遅延の変動
が補正される。
図について説明する。図19は請求項8に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明された
部分についてはその説明を省く。図19において、61
a〜61mは図17に符号61を付した半導体集積回路
の中から遅延補正制御部26とアップカウンタ14を除
いたものであり、この半導体集積回路61a〜61mの
1つと半導体集積回路62a〜62nとによって1つの
チャンネルが構成され、システムにはこのような同一構
成のチャンネルがmチャンネルある。また、72は各チ
ャンネルのダミーゲート列67で形成されるリング発振
回路によるパルス出力をチャンネル毎にセレクトするセ
レクタ、73は図16に示した実施例9におけるデータ
メモリ59をチャンネル毎に拡張した記憶手段としての
データメモリ、74はこのデータメモリ73を検索して
制御データを生成するとともにセレクタ72の制御や各
チャンネルへの制御データの分配等、種々のデータ処理
を司る遅延補正制御部としてのMCUを示す。
ネルにおいては各半導体集積回路のダミーゲート列67
が1つのリング発振回路を形成しており、それぞれのチ
ャンネルのリング発振回路の発振パルスはセレクタ72
に入力される。セレクタ72はMCU74の指示に従
い、各チャンネルを1チャンネルずつセレクトし、その
発振パルスをアップ・ダウンカウンタ8に入力する。M
CU74はアップ・ダウンカウンタ8にてカウントされ
た値に基づいてデータメモリ73を検索し、各チャンネ
ル毎の制御データと、チャンネルを区別するためのコー
ド信号を送信する。各チャンネルでは自身のコードが付
けられた制御データを受け取ると、基準カウント数に等
しい遅延を得るように遅延量補正回路28aおよび発振
遅延制御回路28bを制御する。なお、その一連の動作
は実施例5の場合と同様であるのでその説明は省略す
る。
図について説明する。図20は請求項9に記載した発明
の一実施例を示すブロック図で、これまでに説明した部
分に関してはその説明を省く。図20において、68a
〜68mは図18に符号68を付した半導体集積回路の
中から遅延補正制御部26とアップ・ダウンカウンタ8
を除いたものであり、この半導体集積回路68a〜68
mの1つと半導体集積回路69a〜69nとによって1
つのチャンネルが構成され、システムにはこのような同
一構成のチャンネルがmチャンネルある。また、75a
〜75mは各チャンネル毎に設けられ、MCU74が各
チャンネル毎に発生した補正電圧を該当するチャンネル
に供給するための伝達手段としてのサンプルアンドホー
ルド回路を示す。
のリング発振回路の発振パルスをアップ・ダウンカウン
タ8でカウントし、そのカウント値に基づいてデータメ
モリ73を検索し、各チャンネルの制御データを作るま
では実施例12の場合と同様である。MCU74はこの
制御データより各チャンネル毎の補正電圧と各チャンネ
ルを区別するためのサンプルおよびホールド信号をそれ
ぞれのチャンネルのサンプルアンドホールド回路75a
〜75mに送る。各チャンネルでは電源電圧制御回路5
4が与えられた補正電圧に基づいて、基準カウント数に
等しい遅延を得るように電源電圧を制御する。なお、そ
の一連の動作は実施例4の場合と同様であるのでその説
明は省略する。
よれば、実使用論理部とは独立に、当該実使用論理部の
ゲート段数と同数のダミーゲートでリング発振回路を形
成し、その発振パルスを基本パルス信号を基準にしてカ
ウントするように構成したので、そのカウント値によっ
て、温度変化等に伴う実使用論理部における伝搬遅延量
の変動を検出することが可能な半導体集積回路が得られ
る効果がある。
数手段の最初のカウント値である基準カウント値と以後
のカウント値との差に基づいて制御データを生成し、そ
の制御データを実使用論理部の遅延変動を補正する遅延
量補正回路、およびリング発振回路の遅延時間を制御す
る発振遅延制御回路に供給するように構成したので、温
度変化に伴う実使用論理部の伝搬遅延量の変動を自動的
に補正できる半導体集積回路が得られる効果がある。
数手段の最初のカウント値である基準カウント値と以後
のカウント値との差に基づいて補正電圧を生成し、その
補正電圧を実使用論理部およびリング発振回路の電源電
圧を制御する電源電圧制御回路に供給するように構成し
たので、温度変化に伴う実使用論理部の伝搬遅延量の変
動を自動的に補正できる半導体集積回路が得られる効果
がある。
正データを記憶している記憶手段を設け、計数手段のカ
ウント値と基準カウント数との比較結果に基づいてその
記憶手段を検索して補正電圧を生成し、それを電源電圧
制御回路に供給するように構成したので、状態変更量を
考察した最適な補正値を導き出すことができる半導体集
積回路が得られる効果がある。
正データを記憶している記憶手段を設け、計数手段のカ
ウント値と基準カウント数との比較結果に基づいてその
記憶手段を検索して制御データを生成し、それを遅延量
補正回路および発振遅延制御回路に供給するように構成
したので、状態変更量を考察した最適な補正値を導き出
すことができる半導体集積回路が得られる効果がある。
数の半導体集積回路を直列に接続してそれらのダミーゲ
ート列をリング状に接続してリング発振回路を形成し、
その発振パルスをカウントする計数手段を1つ設けて、
その最初のカウント値である基準カウント値と以後のカ
ウント値との差より遅延変動を補正するための制御デー
タを生成して、共通の遅延量補正回路および発振遅延制
御回路に供給するように構成したので、回路トータルで
の遅延変動を自動補正できる半導体集積回路組合回路が
得られる効果がある。
数の半導体集積回路を直列に接続してそれらのダミーゲ
ート列をリング状に接続してリング発振回路を形成し、
その発振パルスをカウントする計数手段を1つ設けて、
その最初のカウント値である基準カウント値と以後のカ
ウント値との差より遅延変動を補正するための補正電圧
を生成し、それを各半導体集積回路の電源電圧制御回路
に供給するように構成したので、回路トータルでの遅延
変動を自動補正できる半導体集積回路組合回路が得られ
る効果がある。
求項6に記載の半導体集積回路組合回路を1つのチャン
ネルとし、複数のチャンネルに対して計数手段、記憶手
段、および遅延補正制御部を1つずつ共通に設け、遅延
補正制御部から各チャンネル宛に制御データを送出する
ように構成したので、チャンネル毎の伝搬遅延量の補正
ができ、チャンネル間の遅延のバラツキも自動的に補正
できる半導体集積回路組合回路が得られる効果がある。
求項7に記載の半導体集積回路組合回路を1つのチャン
ネルとし、複数のチャンネルに対して計数手段、記憶手
段、および遅延補正制御部を1つずつ共通に設け、遅延
補正制御部からの補正電圧を、各チャンネル対応に設け
られた伝達手段を介して供給するように構成したので、
チャンネル毎の伝搬遅延量の補正ができ、チャンネル間
の遅延のバラツキも自動的に補正できる半導体集積回路
組合回路が得られる効果がある。
すブロック図である。
ムチャートである。
すブロック図である。
ムチャートである。
すブロック図である。
ムチャートである。
すブロック図である。
すブロック図である。
ムチャートである。
示すブロック図である。
示すブロック図である。
イムチャートである。
示すブロック図である。
トである。
トである。
示すブロック図である。
組合回路を示すブロック図である。
組合回路を示すブロック図である。
組合回路を示すブロック図である。
組合回路を示すブロック図である。
る。
路)
Claims (9)
- 【請求項1】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部と、前記実使用論理部とは独立し
た複数のダミーゲートをリング状に直列に接続したダミ
ーゲート列より成り、入力されたパルスを前記ダミーゲ
ート列内に巡回させて、前記ダミーゲートによる遅延時
間に応じた周期で発振パルスを生成するリング発振回路
と、基本パルス信号を基準として、前記リング発振回路
より出力される発振パルスのカウントを行う計数手段と
を備えたゲートアレイ。 - 【請求項2】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部と、前記実使用論理部とは独立し
た複数のダミーゲートをリング状に直列に接続したダミ
ーゲート列より成り、入力されたパルスを前記ダミーゲ
ート列内に巡回させて、前記ダミーゲートによる遅延時
間に応じた周期で発振パルスを生成するリング発振回路
と、基本パルス信号を基準として、前記リング発振回路
より出力される発振パルスのカウントを行う計数手段
と、前記実使用論理部の遅延変動を補正する遅延量補正
回路と、前記リング発振回路の前記遅延時間を制御する
発振遅延制御回路と、前記計数手段の最初のカウント値
を基準カウント値とし、以後のカウント値とその基準カ
ウント値との差に基づいて、前記遅延量補正回路と前記
発振遅延制御回路への制御データを生成する遅延補正制
御部とを備えたゲートアレイ。 - 【請求項3】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部と、前記実使用論理部とは独立し
た複数のダミーゲートをリング状に直列に接続したダミ
ーゲート列より成り、入力されたパルスを前記ダミーゲ
ート列内に巡回させて、前記ダミーゲートによる遅延時
間に応じた周期で発振パルスを生成するリング発振回路
と、基本パルス信号を基準として、前記リング発振回路
より出力される発振パルスのカウントを行う計数手段
と、前記実使用論理部および前記リング発振回路の電源
電圧を制御してその遅延変動を補正する電源電圧制御回
路と、前記計数手段の最初のカウント値を基準カウント
値として、以後のカウント値とその基準カウント値との
差に基づいて、前記電源電圧制御回路への補正電圧を生
成する遅延補正制御部とを備えたゲートアレイ。 - 【請求項4】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部と、前記実使用論理部とは独立し
た複数のダミーゲートをリング状に直列に接続したダミ
ーゲート列より成り、入力されたパルスを前記ダミーゲ
ート列内に巡回させて、前記ダミーゲートによる遅延時
間に応じた周期で発振パルスを生成するリング発振回路
と、基本パルス信号を基準として、前記リング発振回路
より出力される発振パルスのカウントを行う計数手段
と、前記実使用論理部および前記リング発振回路の電源
電圧を制御してその遅延変動を補正する電源電圧制御回
路と、基準状態の時の基準状態データと当該基準状態に
おける前記計数手段のカウント値である基準カウント
数、および前記基準状態以外の時の状態データとその時
の前記計数手段のカウント値を補正データとして記憶す
る記憶手段と、前記計数手段のカウント値を前記基準カ
ウント数と比較し、比較結果に基づいて前記記憶手段を
検索して、前記電源電圧制御回路への補正電圧を生成す
る遅延補正制御部とを備えたゲートアレイ。 - 【請求項5】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部と、前記実使用論理部とは独立し
た複数のダミーゲートをリング状に直列に接続したダミ
ーゲート列より成り、入力されたパルスを前記ダミーゲ
ート列内に巡回させて、前記ダミーゲートによる遅延時
間に応じた周期で発振パルスを生成するリング発振回路
と、基本パルス信号を基準として、前記リング発振回路
より出力される発振パルスのカウントを行う計数手段
と、前記実使用論理部の遅延変動を補正する遅延量補正
回路と、前記リング発振回路の前記遅延時間を制御する
発振遅延制御回路と、基準状態の時の基準状態データと
当該基準状態における前記計数手段のカウント値である
基準カウント数、および前記基準状態以外の時の状態デ
ータとその時の前記計数手段のカウント値を補正データ
として記憶する記憶手段と、前記計数手段のカウント値
を前記基準カウント数と比較し、比較結果に基づいて前
記記憶手段を検索し、前記遅延量補正回路および発振遅
延制御回路への制御データを生成する遅延補正制御部と
を備えたゲートアレイ。 - 【請求項6】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部、および前記実使用論理部とは独
立した複数のダミーゲートを直列に接続したダミーゲー
ト列を有し、前記実使用論理部が直列に接続され、前記
ダミーゲート列が全体としてリング状に接続されてリン
グ発振回路を形成する複数のゲートアレイと、複数の前
記ゲートアレイに対して1つ設けられ、前記リング発振
回路より出力される発振パルスを基準パルス信号に基づ
いてカウントする計数手段と、複数の前記ゲートアレイ
に対して1つ設けられた、前記遅延量補正回路および前
記発振遅延制御回路と、複数の前記ゲートアレイに対し
て1つ設けられ、前記計数手段の最初のカウント値であ
る基準カウント値と以後のカウント値との差に基づい
て、前記各ゲートアレイの実使用論理部の遅延変動を補
正するための制御データを、前記遅延量補正回路と前記
発振遅延制御回路に供給する遅延補正制御部とを備えた
ゲートアレイ組合回路。 - 【請求項7】 複数のゲートが接続されて所定の論理動
作を行う実使用論理部、前記実使用論理部とは独立した
複数のダミーゲートを直列に接続したダミーゲート列、
および前記実使用論理部およびダミーゲート列の電源電
圧を制御してその遅延変動を補正する電源電圧制御回路
を有し、前記実使用論理部が直列に接続され、前記ダミ
ーゲート列が全体としてリング状に接続されてリング発
振回路を形成する複数のゲートアレイと、複数の前記ゲ
ートアレイに対して1つ設けられ、前記リング発振回路
より出力される発振パルスを基準パルス信号に基づいて
カウントする計数手段と、複数の前記ゲートアレイに対
して1つ設けられ、前記計数手段の最初のカウント値で
ある基準カウント値と以後のカウント値との差に基づい
て、前記各ゲートアレイの実使用論理部の遅延変動を補
正するための補正電圧を、前記電源電圧制御回路に供給
する遅延補正制御部とを備えたゲートアレイ組合回路。 - 【請求項8】 互いの実使用論理部を直列に接続すると
ともに、互いのダミーゲート列をリング状に接続してリ
ング発振回路を構成した複数のゲートアレイに対して、
1つの遅延量補正回路と発振遅延制御回路とを付加して
成る複数のチャンネルと、複数の前記チャンネルに対し
て1つ設けられ、前記各チャンネル毎にそのリング発振
回路より出力される発振パルスを基準パルス信号に基づ
いてカウントする計数手段と、複数の前記チャンネルに
対して1つ設けられ、前記各チャンネル毎の補正データ
を記憶した記憶手段と、複数の前記チャンネルに対して
1つ設けられ、前記計数手段のカウント値に基づいて前
記記憶手段を検索して前記各チャンネル毎の制御データ
を生成し、それを該当するチャンネルにそれぞれ出力す
る遅延補正制御部とを備えたゲートアレイ組合回路。 - 【請求項9】 互いの実使用論理部を直列に接続すると
ともに、互いのダミーゲート列をリング状に接続してリ
ング発振回路を構成し、それらに供給する電源電圧を制
御する電源電圧制御回路を有する複数のゲートアレイよ
り成る複数のチャンネルと、複数の前記チャンネルに対
して1つ設けられ、前記各チャンネル毎にそのリング発
振回路より出力される発振パルスを基準パルス信号に基
づいてカウントする計数手段と、複数の前記チャンネル
に対して1つ設けられ、前記各チャンネル毎の補正デー
タを記憶した記憶手段と、複数の前記チャンネルに対し
て1つ設けられ、前記計数手段のカウント値に基づいて
前記記憶手段を検索して前記各チャンネル毎の前記電源
電圧制御回路への補正電圧を生成する遅延補正制御部
と、前記遅延補正制御部の生成した補正電圧を該当する
チャンネルにのみ伝達する伝達手段とを備えたゲートア
レイ組合回路。
Priority Applications (3)
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