JPH06153512A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH06153512A JPH06153512A JP4303384A JP30338492A JPH06153512A JP H06153512 A JPH06153512 A JP H06153512A JP 4303384 A JP4303384 A JP 4303384A JP 30338492 A JP30338492 A JP 30338492A JP H06153512 A JPH06153512 A JP H06153512A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】入力電圧に対して出力電圧を低く設定すること
ができるようにしながらも入力電流の高調波歪を少なく
し、かつ高い回路効率を得る。 【構成】交流電源を整流する整流器ＲＥの出力電圧を昇
圧型のチョッパ回路１によって昇圧する。チョッパ回路
１の出力は平滑回路３により平滑する。平滑回路３は、
直流電圧を降圧する降圧部３ａと、平滑コンデンサＣ1
と、降圧部３ａと平滑コンデンサＣ1 との間に挿入され
てスイッチング素子Ｑ1 に同期してオン・オフされるス
イッチング素子Ｑ2 を備える。降圧部３ａは２個のコン
デンサＣ6，Ｃ7 を有し、スイッチング素子Ｑ1 のオフ
時にダイオードＤ2 を介してコンデンサＣ6 ，Ｃ7 を直
列接続した状態で充電する。また、降圧部３ａは、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時には、ダイオードＤ3 ，Ｄ4
を通すことによってコンデンサＣ6 ，Ｃ7 を並列接続し
た状態で平滑コンデンサＣ1 に放電する。
ができるようにしながらも入力電流の高調波歪を少なく
し、かつ高い回路効率を得る。 【構成】交流電源を整流する整流器ＲＥの出力電圧を昇
圧型のチョッパ回路１によって昇圧する。チョッパ回路
１の出力は平滑回路３により平滑する。平滑回路３は、
直流電圧を降圧する降圧部３ａと、平滑コンデンサＣ1
と、降圧部３ａと平滑コンデンサＣ1 との間に挿入され
てスイッチング素子Ｑ1 に同期してオン・オフされるス
イッチング素子Ｑ2 を備える。降圧部３ａは２個のコン
デンサＣ6，Ｃ7 を有し、スイッチング素子Ｑ1 のオフ
時にダイオードＤ2 を介してコンデンサＣ6 ，Ｃ7 を直
列接続した状態で充電する。また、降圧部３ａは、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時には、ダイオードＤ3 ，Ｄ4
を通すことによってコンデンサＣ6 ，Ｃ7 を並列接続し
た状態で平滑コンデンサＣ1 に放電する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、整流器およびチョッパ
回路を用いて交流電源を直流電源に変換する電源装置に
関するものである。
回路を用いて交流電源を直流電源に変換する電源装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、商用電源の交流電圧を整流平
滑して得た直流電圧をインバータ回路に給電し、インバ
ータ回路により直流電圧を高周波電力に変換して放電灯
に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置が
提供されている。この種の放電灯点灯装置において交流
電圧の整流出力を平滑するのは、放電灯に供給される高
周波電流の包絡線が交流周期で変動しないようにし、放
電灯が交流周期で再点孤するのを防止して放電灯を連続
点灯状態に近い状態で点灯させ、放電灯の発光効率を向
上させて入力電力の光出力への変換効率を高くし、また
光出力の変動（ちらつき）を実質的に除去して照明装置
の性能を向上させるためである。
滑して得た直流電圧をインバータ回路に給電し、インバ
ータ回路により直流電圧を高周波電力に変換して放電灯
に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置が
提供されている。この種の放電灯点灯装置において交流
電圧の整流出力を平滑するのは、放電灯に供給される高
周波電流の包絡線が交流周期で変動しないようにし、放
電灯が交流周期で再点孤するのを防止して放電灯を連続
点灯状態に近い状態で点灯させ、放電灯の発光効率を向
上させて入力電力の光出力への変換効率を高くし、また
光出力の変動（ちらつき）を実質的に除去して照明装置
の性能を向上させるためである。
【０００３】しかしながら、交流電圧を整流平滑する
と、交流電源のピーク電圧付近でのみ商用電源から平滑
コンデンサに電流が流入することになり、平滑コンデン
サに流入する電流は、交流電源の半サイクル毎に休止期
間を持つピーク値の高い電流になる。したがって、平滑
コンデンサのみを用いて平滑すると入力力率が低く、し
かも入力電流が電源周波数を基本周波数とする多くの高
次高調波成分を含むことになり、同じ交流配電系に接続
された他の機器に高調波雑音が混入するというような悪
影響が生じる。そこで、入力力率を改善するとともに、
入力側の高調波成分を低減し、かつ後段側に接続される
インバータ回路などにできるだけ平坦な直流電圧を供給
できるようにするために、交流電源の整流後にチョッパ
回路を用いて直流電圧を得ることが提案されている。
と、交流電源のピーク電圧付近でのみ商用電源から平滑
コンデンサに電流が流入することになり、平滑コンデン
サに流入する電流は、交流電源の半サイクル毎に休止期
間を持つピーク値の高い電流になる。したがって、平滑
コンデンサのみを用いて平滑すると入力力率が低く、し
かも入力電流が電源周波数を基本周波数とする多くの高
次高調波成分を含むことになり、同じ交流配電系に接続
された他の機器に高調波雑音が混入するというような悪
影響が生じる。そこで、入力力率を改善するとともに、
入力側の高調波成分を低減し、かつ後段側に接続される
インバータ回路などにできるだけ平坦な直流電圧を供給
できるようにするために、交流電源の整流後にチョッパ
回路を用いて直流電圧を得ることが提案されている。
【０００４】チョッパ回路には、昇圧型、降圧型、反転
型（昇降圧型）などがある。昇圧型のチョッパ回路１
は、図７に示すように、交流電源ＡＣを全波整流するダ
イオードブリッジのような整流器ＲＥの出力端間に接続
したインダクタＬ1 とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング
素子Ｑ1 との直列回路を有し、スイッチング素子Ｑ1 の
両端に逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して平滑コンデ
ンサＣ1 の両端を接続した構成を有している。また、ス
イッチング素子Ｑ1 は制御回路２によって高周波でオン
・オフ制御される。チョッパ回路１の後段にはインバー
タ回路４が接続され、インバータ回路４の出力によって
放電灯のような負荷Ｌに高周波電力が供給される。
型（昇降圧型）などがある。昇圧型のチョッパ回路１
は、図７に示すように、交流電源ＡＣを全波整流するダ
イオードブリッジのような整流器ＲＥの出力端間に接続
したインダクタＬ1 とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング
素子Ｑ1 との直列回路を有し、スイッチング素子Ｑ1 の
両端に逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して平滑コンデ
ンサＣ1 の両端を接続した構成を有している。また、ス
イッチング素子Ｑ1 は制御回路２によって高周波でオン
・オフ制御される。チョッパ回路１の後段にはインバー
タ回路４が接続され、インバータ回路４の出力によって
放電灯のような負荷Ｌに高周波電力が供給される。
【０００５】このチョッパ回路１では、スイッチング素
子Ｑ1 がオンである期間には、インダクタＬ1 には整流
器ＲＥの出力端間の電圧が入力電圧Ｖｉとして印加さ
れ、交流電源ＡＣ−整流器ＲＥ−インダクタＬ1 −スイ
ッチング素子Ｑ1 −整流器ＲＥ−交流電源ＡＣという経
路で電流が流れてインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積さ
れる。インダクタＬ1 に流れる電流ｉL1は、スイッチン
グ素子Ｑ1 のオン後の経過時間をｔとすれば、ｉL1＝
（Ｖｉ／Ｌ1 ）ｔになる（Ｌ1 はインダクタＬ1 のイン
ダクタンス）。したがって、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン期間をＴONとすれば、インダクタＬ1 に流れる電流の
ピーク値ＩP は、ＩP ＝（Ｖｉ／Ｌ1 ）ＴONである。
子Ｑ1 がオンである期間には、インダクタＬ1 には整流
器ＲＥの出力端間の電圧が入力電圧Ｖｉとして印加さ
れ、交流電源ＡＣ−整流器ＲＥ−インダクタＬ1 −スイ
ッチング素子Ｑ1 −整流器ＲＥ−交流電源ＡＣという経
路で電流が流れてインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積さ
れる。インダクタＬ1 に流れる電流ｉL1は、スイッチン
グ素子Ｑ1 のオン後の経過時間をｔとすれば、ｉL1＝
（Ｖｉ／Ｌ1 ）ｔになる（Ｌ1 はインダクタＬ1 のイン
ダクタンス）。したがって、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン期間をＴONとすれば、インダクタＬ1 に流れる電流の
ピーク値ＩP は、ＩP ＝（Ｖｉ／Ｌ1 ）ＴONである。
【０００６】一方、スイッチング素子Ｑ1 がオフになる
と、交流電源ＡＣ−整流器ＲＥ−インダクタＬ1 −ダイ
オードＤ1 −平滑コンデンサＣ1 −整流器ＲＥ−交流電
源ＡＣという経路でインダクタＬ1 の蓄積エネルギーが
放出されるから、インダクタＬ1 の両端電圧は、平滑コ
ンデンサＣ1 の両端電圧である出力電圧をＶｏとしダイ
オードＤ1 の順電圧降下を無視すれば、−（Ｖｏ−Ｖ
ｉ）になる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 がオフに
なるとオン時とは逆極性の電圧がインダクタＬ1の両端
間に加わる。インダクタＬ1 の蓄積エネルギーが放出さ
れる間にインダクタＬ1 に流れる電流ｉL1は、スイッチ
ング素子Ｑ1 のオフ後の経過時間をｔとすれば、ｉL1＝
ＩP −｛（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｌ1 ｝ｔになる。したがっ
て、整流器ＲＥの出力電流ｉREは、図８のように三角波
状になる。ここで、インダクタＬ1 に流れる電流ｉL1が
ほぼ０になった時点でスイッチング素子Ｑ1 をオンにす
るように制御回路２での制御を行えば、電流ｉL1には休
止期間がほとんど生じることがない。
と、交流電源ＡＣ−整流器ＲＥ−インダクタＬ1 −ダイ
オードＤ1 −平滑コンデンサＣ1 −整流器ＲＥ−交流電
源ＡＣという経路でインダクタＬ1 の蓄積エネルギーが
放出されるから、インダクタＬ1 の両端電圧は、平滑コ
ンデンサＣ1 の両端電圧である出力電圧をＶｏとしダイ
オードＤ1 の順電圧降下を無視すれば、−（Ｖｏ−Ｖ
ｉ）になる。すなわち、スイッチング素子Ｑ1 がオフに
なるとオン時とは逆極性の電圧がインダクタＬ1の両端
間に加わる。インダクタＬ1 の蓄積エネルギーが放出さ
れる間にインダクタＬ1 に流れる電流ｉL1は、スイッチ
ング素子Ｑ1 のオフ後の経過時間をｔとすれば、ｉL1＝
ＩP −｛（Ｖｏ−Ｖｉ）／Ｌ1 ｝ｔになる。したがっ
て、整流器ＲＥの出力電流ｉREは、図８のように三角波
状になる。ここで、インダクタＬ1 に流れる電流ｉL1が
ほぼ０になった時点でスイッチング素子Ｑ1 をオンにす
るように制御回路２での制御を行えば、電流ｉL1には休
止期間がほとんど生じることがない。
【０００７】したがって、入力側等にフィルタやコンデ
ンサを用いて入力電流Ｉｉの波形を整形すれば、交流電
源ＡＣからの入力電流Ｉｉは、整流器ＲＥの出力電流ｉ
REのピーク値の包絡線の略１／２分の電流値となり、高
次高調波成分を含まない低周波の正弦波電流になる。す
なわち、昇圧型のチョッパ回路１ではスイッチング素子
Ｑ1 のオン・オフにかかわらず入力側から電流が供給さ
れるので、入力電流Ｉｉの高調波歪を少なくすることが
できるのである。
ンサを用いて入力電流Ｉｉの波形を整形すれば、交流電
源ＡＣからの入力電流Ｉｉは、整流器ＲＥの出力電流ｉ
REのピーク値の包絡線の略１／２分の電流値となり、高
次高調波成分を含まない低周波の正弦波電流になる。す
なわち、昇圧型のチョッパ回路１ではスイッチング素子
Ｑ1 のオン・オフにかかわらず入力側から電流が供給さ
れるので、入力電流Ｉｉの高調波歪を少なくすることが
できるのである。
【０００８】しかしながら、この種のチョッパ回路１は
入力電圧のピーク値よりも高い電圧を出力するものであ
るから、後段に接続されるインバータ回路４などの構成
部品に高耐圧のものを用いる必要があるという問題が生
じる。一方、後段側の回路の構成部品の耐圧を下げるに
は、降圧型のチョッパ回路１を用いたり、反転型（昇降
圧型）のチョッパ回路１を用いて出力電圧を入力電圧以
下に設定することが考えられる。たとえば、反転型のチ
ョッパ回路１では、図９に示すように、整流器ＲＥの出
力端間に接続したスイッチング素子Ｑ1 とインダクタＬ
1 との直列回路を有し、インダクタＬ1 の両端にダイオ
ードＤ1 を介して平滑コンデンサＣ1 の両端を接続した
構成を有している。
入力電圧のピーク値よりも高い電圧を出力するものであ
るから、後段に接続されるインバータ回路４などの構成
部品に高耐圧のものを用いる必要があるという問題が生
じる。一方、後段側の回路の構成部品の耐圧を下げるに
は、降圧型のチョッパ回路１を用いたり、反転型（昇降
圧型）のチョッパ回路１を用いて出力電圧を入力電圧以
下に設定することが考えられる。たとえば、反転型のチ
ョッパ回路１では、図９に示すように、整流器ＲＥの出
力端間に接続したスイッチング素子Ｑ1 とインダクタＬ
1 との直列回路を有し、インダクタＬ1 の両端にダイオ
ードＤ1 を介して平滑コンデンサＣ1 の両端を接続した
構成を有している。
【０００９】この構成のチョッパ回路１は、スイッチン
グ素子Ｑ1 がオンになると、交流電源ＡＣ−整流器ＲＥ
−スイッチング素子Ｑ1 −整流器ＲＥ−交流電源ＡＣと
いう経路で電流が流れてインダクタＬ1 にエネルギーが
蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ1 がオフになる
と、インダクタＬ1 −ダイオードＤ1 −平滑コンデンサ
Ｃ1 −インダクタＬ1 という経路で電流が流れてインダ
クタＬ1 の蓄積エネルギーが放出される。
グ素子Ｑ1 がオンになると、交流電源ＡＣ−整流器ＲＥ
−スイッチング素子Ｑ1 −整流器ＲＥ−交流電源ＡＣと
いう経路で電流が流れてインダクタＬ1 にエネルギーが
蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ1 がオフになる
と、インダクタＬ1 −ダイオードＤ1 −平滑コンデンサ
Ｃ1 −インダクタＬ1 という経路で電流が流れてインダ
クタＬ1 の蓄積エネルギーが放出される。
【００１０】したがって、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
である期間は、図１０のように、整流器ＲＥからチョッ
パ回路１に電流ｉREが供給されない休止期間Ｔr にな
り、電流ｉREは休止期間Ｔr を有した三角波形（スイッ
チング素子Ｑ1 のオン時にはほぼ（Ｖｉ／Ｌ1 ）の傾き
で傾斜し、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には時間軸に
ほぼ直交する）になる。したがって、入力側等にフィル
タやコンデンサを用いると、入力電流Ｉｉは、整流器Ｒ
Ｅの出力電流のピーク値の１／２よりも小さい電流値を
有した低周波の正弦波状となる。しかしながら、昇圧型
のチョッパ回路１と比較すると、整流器ＲＥの出力電流
に休止期間Ｔr が存在するから、高次高調波成分が昇圧
型のチョッパ回路１よりも多くなるという問題がある。
また、後段の回路に供給するすべてのエネルギーがイン
ダクタＬ1 に一旦蓄積されるから、昇圧型のチョッパ回
路１に比較すると、回路効率も低いという欠点がある。
さらに、降圧型のチョッパ回路を用いる場合にも、反転
型のチョッパ回路と同様の問題がある。
である期間は、図１０のように、整流器ＲＥからチョッ
パ回路１に電流ｉREが供給されない休止期間Ｔr にな
り、電流ｉREは休止期間Ｔr を有した三角波形（スイッ
チング素子Ｑ1 のオン時にはほぼ（Ｖｉ／Ｌ1 ）の傾き
で傾斜し、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には時間軸に
ほぼ直交する）になる。したがって、入力側等にフィル
タやコンデンサを用いると、入力電流Ｉｉは、整流器Ｒ
Ｅの出力電流のピーク値の１／２よりも小さい電流値を
有した低周波の正弦波状となる。しかしながら、昇圧型
のチョッパ回路１と比較すると、整流器ＲＥの出力電流
に休止期間Ｔr が存在するから、高次高調波成分が昇圧
型のチョッパ回路１よりも多くなるという問題がある。
また、後段の回路に供給するすべてのエネルギーがイン
ダクタＬ1 に一旦蓄積されるから、昇圧型のチョッパ回
路１に比較すると、回路効率も低いという欠点がある。
さらに、降圧型のチョッパ回路を用いる場合にも、反転
型のチョッパ回路と同様の問題がある。
【００１１】そこで、昇圧型のチョッパ回路１の欠点で
ある出力電圧が高電圧になる点と、反転型や降圧型のチ
ョッパ回路１の欠点である入力電流に高調波歪が生じる
点とを互いに補償するために、図１１に示すように、昇
圧型のチョッパ回路１ａの後段に降圧型のチョッパ回路
１ｂを組み合わせるようにした電源装置が考えられる。
すなわち、インダクタＬ1a，スイッチング素子Ｑ1a、ダ
イオードＤ1a、平滑コンデンサＣ1a、制御回路２ａによ
りチョッパ回路１ａを構成し、インダクタＬ1b，スイッ
チング素子Ｑ1b、ダイオードＤ1b、平滑コンデンサ
Ｃ1b、制御回路２ｂによりチョッパ回路１ｂを構成して
いる。この構成では、整流器ＲＥの出力電流は昇圧型の
チョッパ回路１ａに入力されるから入力電流の高調波歪
が少なく、また降圧型のチョッパ回路１ｂによって出力
電圧を下げるように直流電圧変換を行っているから後段
の回路（図ではインバータ回路４）への供給電圧を低く
することができると考えられる。
ある出力電圧が高電圧になる点と、反転型や降圧型のチ
ョッパ回路１の欠点である入力電流に高調波歪が生じる
点とを互いに補償するために、図１１に示すように、昇
圧型のチョッパ回路１ａの後段に降圧型のチョッパ回路
１ｂを組み合わせるようにした電源装置が考えられる。
すなわち、インダクタＬ1a，スイッチング素子Ｑ1a、ダ
イオードＤ1a、平滑コンデンサＣ1a、制御回路２ａによ
りチョッパ回路１ａを構成し、インダクタＬ1b，スイッ
チング素子Ｑ1b、ダイオードＤ1b、平滑コンデンサ
Ｃ1b、制御回路２ｂによりチョッパ回路１ｂを構成して
いる。この構成では、整流器ＲＥの出力電流は昇圧型の
チョッパ回路１ａに入力されるから入力電流の高調波歪
が少なく、また降圧型のチョッパ回路１ｂによって出力
電圧を下げるように直流電圧変換を行っているから後段
の回路（図ではインバータ回路４）への供給電圧を低く
することができると考えられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１１
に示した電源装置では、チョッパ回路１ａ，１ｂを２段
用いており、かつ後段のチョッパ回路１ｂは昇圧型のチ
ョッパ回路１ａに比較し回路効率の低い降圧型のチョッ
パ回路１ｂであるから、全体として回路効率が低いとい
う問題がある。また、回路規模も大きくなり、コスト高
につながるという問題を有している。
に示した電源装置では、チョッパ回路１ａ，１ｂを２段
用いており、かつ後段のチョッパ回路１ｂは昇圧型のチ
ョッパ回路１ａに比較し回路効率の低い降圧型のチョッ
パ回路１ｂであるから、全体として回路効率が低いとい
う問題がある。また、回路規模も大きくなり、コスト高
につながるという問題を有している。
【００１３】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、入力電圧に対して出力電圧を低く設定するこ
とができるようにしながらも入力電流の高調波歪が少な
く、しかも回路効率が高い電源装置を提供しようとする
ものである。
のであり、入力電圧に対して出力電圧を低く設定するこ
とができるようにしながらも入力電流の高調波歪が少な
く、しかも回路効率が高い電源装置を提供しようとする
ものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、上
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力端間にインダクタと第１のスイッチン
グ素子との直列回路を接続し第１のスイッチング素子の
両端間に逆流阻止用の第１のダイオードを介して平滑回
路を接続した昇圧型のチョッパ回路と、第１のスイッチ
ング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた電源
装置において、平滑回路は、複数個のコンデンサを有す
るとともに充電時に各コンデンサを直列に接続し放電時
に各コンデンサを並列に接続するスイッチ要素を有し入
力電圧を降圧するように直流電圧変換を施す降圧部と、
両端電圧が出力電圧となる平滑コンデンサと、第１のス
イッチング素子のオン期間内の少なくとも一部の期間に
降圧部から平滑コンデンサへの放電経路を形成し第１の
スイッチング素子のオフ期間には降圧部から平滑コンデ
ンサを切り離す切換スイッチ要素とを備えるのである。
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力端間にインダクタと第１のスイッチン
グ素子との直列回路を接続し第１のスイッチング素子の
両端間に逆流阻止用の第１のダイオードを介して平滑回
路を接続した昇圧型のチョッパ回路と、第１のスイッチ
ング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた電源
装置において、平滑回路は、複数個のコンデンサを有す
るとともに充電時に各コンデンサを直列に接続し放電時
に各コンデンサを並列に接続するスイッチ要素を有し入
力電圧を降圧するように直流電圧変換を施す降圧部と、
両端電圧が出力電圧となる平滑コンデンサと、第１のス
イッチング素子のオン期間内の少なくとも一部の期間に
降圧部から平滑コンデンサへの放電経路を形成し第１の
スイッチング素子のオフ期間には降圧部から平滑コンデ
ンサを切り離す切換スイッチ要素とを備えるのである。
【００１５】請求項２の発明では、切換スイッチ要素
は、降圧部と平滑コンデンサとの間に挿入された第２の
スイッチング素子であって、制御回路によりオン・オフ
制御されるのである。請求項３の発明では、切換スイッ
チ要素は、平滑コンデンサに直列接続された第２のダイ
オードと第１のスイッチング素子とで構成され、平滑コ
ンデンサと第２のダイオードとの直列回路が、第１のダ
イオードに対して第２のダイオードを逆極性とするよう
に並列接続されるのである。
は、降圧部と平滑コンデンサとの間に挿入された第２の
スイッチング素子であって、制御回路によりオン・オフ
制御されるのである。請求項３の発明では、切換スイッ
チ要素は、平滑コンデンサに直列接続された第２のダイ
オードと第１のスイッチング素子とで構成され、平滑コ
ンデンサと第２のダイオードとの直列回路が、第１のダ
イオードに対して第２のダイオードを逆極性とするよう
に並列接続されるのである。
【００１６】
【作用】請求項１の構成では、昇圧型のチョッパ回路を
用いていることによって入力電流の高調波歪を少なくす
ることが可能になるのであり、しかも、チョッパ回路の
出力電圧をチャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で
平滑することによって、比較的低い出力電圧を出力する
ことが可能であるから、高耐圧の構成部品を用いること
なく後段の回路を構成することが可能になる。さらに、
直流電圧の変換にをチャージポンプ式の降圧部を用いて
いるから、エネルギーの損失がほとんど生じないのであ
って、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較し
て回路効率の低下がほとんど生じないのである。ここ
に、降圧部への充電時には平滑コンデンサを降圧部から
切り離しているから、平滑コンデンサにチョッパ回路か
ら出力された高電圧が直接印加されることがないのであ
る。
用いていることによって入力電流の高調波歪を少なくす
ることが可能になるのであり、しかも、チョッパ回路の
出力電圧をチャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で
平滑することによって、比較的低い出力電圧を出力する
ことが可能であるから、高耐圧の構成部品を用いること
なく後段の回路を構成することが可能になる。さらに、
直流電圧の変換にをチャージポンプ式の降圧部を用いて
いるから、エネルギーの損失がほとんど生じないのであ
って、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較し
て回路効率の低下がほとんど生じないのである。ここ
に、降圧部への充電時には平滑コンデンサを降圧部から
切り離しているから、平滑コンデンサにチョッパ回路か
ら出力された高電圧が直接印加されることがないのであ
る。
【００１７】請求項２の構成では、降圧部と平滑コンデ
ンサとの間に第２のスイッチング素子を挿入し、チョッ
パ回路の制御回路によって第２のスイッチング素子を制
御するので、第２のスイッチング素子を第１のスイッチ
ング素子に同期させてオン・オフ制御することができ
る。すなわち、第１のスイッチング素子がオンである期
間には、第２のスイッチング素子をオンにして降圧部か
ら平滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、
第１のスイッチング素子がオフである期間には、第２の
スイッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧
が平滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止する
ことができる。
ンサとの間に第２のスイッチング素子を挿入し、チョッ
パ回路の制御回路によって第２のスイッチング素子を制
御するので、第２のスイッチング素子を第１のスイッチ
ング素子に同期させてオン・オフ制御することができ
る。すなわち、第１のスイッチング素子がオンである期
間には、第２のスイッチング素子をオンにして降圧部か
ら平滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、
第１のスイッチング素子がオフである期間には、第２の
スイッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧
が平滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止する
ことができる。
【００１８】請求項３の構成では、降圧部から平滑コン
デンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成
するにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、
回路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないの
である。この構成では、第１のスイッチング素子がオン
である期間には、平滑コンデンサと第２のダイオードと
第１のスイッチング素子との直列回路が降圧部の両端に
接続されるから、降圧部の放電電荷を平滑コンデンサに
供給することができる。また、第１のスイッチング素子
がオフである期間には、第２のスイッチング素子がオフ
になって平滑コンデンサを降圧部から切り離すことがで
きるのである。
デンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成
するにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、
回路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないの
である。この構成では、第１のスイッチング素子がオン
である期間には、平滑コンデンサと第２のダイオードと
第１のスイッチング素子との直列回路が降圧部の両端に
接続されるから、降圧部の放電電荷を平滑コンデンサに
供給することができる。また、第１のスイッチング素子
がオフである期間には、第２のスイッチング素子がオフ
になって平滑コンデンサを降圧部から切り離すことがで
きるのである。
【００１９】
（実施例１）本実施例は、図１に示すように、整流器Ｒ
Ｅの後段に昇圧型のチョッパ回路１を設け、チョッパ回
路１の後段に設けた平滑回路３においてチョッパ回路１
の出力電圧を降圧するように構成してある。すなわち、
商用電源のような交流電源ＡＣはチョークコイルＬ2 を
介して全波整流を行うダイオードブリッジなどの整流器
ＲＥに入力され、整流器ＲＥの出力は昇圧型のチョッパ
回路１によって昇圧される。チョッパ回路１は、インダ
クタＬ1 とスイッチング素子Ｑ1 と抵抗Ｒ1 との直列回
路を整流器ＲＥの出力端間に接続し、スイッチング素子
Ｑ1 の両端間に逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して平
滑回路３の両端を接続したものであって、スイッチング
素子Ｑ1 は制御回路２によってオン・オフ制御される。
Ｅの後段に昇圧型のチョッパ回路１を設け、チョッパ回
路１の後段に設けた平滑回路３においてチョッパ回路１
の出力電圧を降圧するように構成してある。すなわち、
商用電源のような交流電源ＡＣはチョークコイルＬ2 を
介して全波整流を行うダイオードブリッジなどの整流器
ＲＥに入力され、整流器ＲＥの出力は昇圧型のチョッパ
回路１によって昇圧される。チョッパ回路１は、インダ
クタＬ1 とスイッチング素子Ｑ1 と抵抗Ｒ1 との直列回
路を整流器ＲＥの出力端間に接続し、スイッチング素子
Ｑ1 の両端間に逆流阻止用のダイオードＤ1 を介して平
滑回路３の両端を接続したものであって、スイッチング
素子Ｑ1 は制御回路２によってオン・オフ制御される。
【００２０】制御回路２にはチョッパ回路の制御用とし
て提供されている集積回路（ユニットロード社製のＵＣ
３８５２）を用いている。この集積回路の内部等価回路
は、図２に示す通りである。この集積回路は、端子に
動作開始電圧以上の電圧が印加されると、端子より起
動パルス信号を出力してスイッチング素子Ｑ1 をオンに
する。すなわち、電源が投入されると抵抗Ｒ5 、ツェナ
ーダイオードＺＤ1 、コンデンサＣ3 を介して動作開始
電圧以上の電圧が端子に印加されて制御回路２が起動
されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1 がオン
である期間には、制御回路２では平滑回路３からの出力
電圧を２個の抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 により分圧した検出電圧を
誤差増幅器２１に入力し、基準電圧発生部２２により得
られた基準電圧との差分である誤差電圧を求める。ま
た、端子に外付した抵抗Ｒ3 によって電流源２３の出
力電流値を設定し、電流源２３の出力電流によって端子
に接続したコンデンサＣ4 を充電する。このコンデン
サＣ4 の端子電圧と誤差増幅器２１から出力される誤差
電圧とを比較器２４で比較し、コンデンサＣ4 の端子電
圧が誤差電圧よりも高くなると、オア回路２５を介して
ＲＳラッチ２６をリセットする。ＲＳラッチ２６がリセ
ットされると出力回路２７を通してスイッチング素子Ｑ
1 がオフになる。この時点でスイッチ要素Ｑ3 はオンに
なり、コンデンサＣ4 は放電される。
て提供されている集積回路（ユニットロード社製のＵＣ
３８５２）を用いている。この集積回路の内部等価回路
は、図２に示す通りである。この集積回路は、端子に
動作開始電圧以上の電圧が印加されると、端子より起
動パルス信号を出力してスイッチング素子Ｑ1 をオンに
する。すなわち、電源が投入されると抵抗Ｒ5 、ツェナ
ーダイオードＺＤ1 、コンデンサＣ3 を介して動作開始
電圧以上の電圧が端子に印加されて制御回路２が起動
されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1 がオン
である期間には、制御回路２では平滑回路３からの出力
電圧を２個の抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 により分圧した検出電圧を
誤差増幅器２１に入力し、基準電圧発生部２２により得
られた基準電圧との差分である誤差電圧を求める。ま
た、端子に外付した抵抗Ｒ3 によって電流源２３の出
力電流値を設定し、電流源２３の出力電流によって端子
に接続したコンデンサＣ4 を充電する。このコンデン
サＣ4 の端子電圧と誤差増幅器２１から出力される誤差
電圧とを比較器２４で比較し、コンデンサＣ4 の端子電
圧が誤差電圧よりも高くなると、オア回路２５を介して
ＲＳラッチ２６をリセットする。ＲＳラッチ２６がリセ
ットされると出力回路２７を通してスイッチング素子Ｑ
1 がオフになる。この時点でスイッチ要素Ｑ3 はオンに
なり、コンデンサＣ4 は放電される。
【００２１】一方、インダクタＬ1 に流れる電流は抵抗
Ｒ1 の両端電圧として検出されており、抵抗Ｒ1 の両端
電圧は端子を通してゼロ点検出器２８および最大電流
検出器２９に入力される。スイッチング素子Ｑ1 のオフ
に伴ってインダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーが放出
されてコンデンサＣ1 に充電され、インダクタＬ1 に流
れる電流が減少してほぼ０になると、ゼロ点検出器２８
が抵抗Ｒ1 の両端電圧に基づいてその状態を検出するか
ら、ＲＳラッチ２６がセットされ、出力回路２７を通し
てスイッチング素子Ｑ1 がオンになる。この時点で、コ
ンデンサＣ4 の充電が再開され、以後、上記動作の繰り
返しによってスイッチング素子Ｑ1 のオン・オフが繰り
返されるのである。このようにして、インダクタＬ1 に
流れる電流が休止期間を持たないようにスイッチング素
子Ｑ1 をオン・オフ制御することができるのである。こ
こに、スイッチング素子Ｑ1 をオン・オフするパルス信
号の時間幅は、上記記載より明らかなように、平滑回路
３の出力電圧（抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 の接続点の電位）、抵抗
Ｒ3 、コンデンサＣ4 により決定される。最大電流検出
器２９では、抵抗Ｒ1 の両端電圧が過大になるとＲＳラ
ッチ２６をリセットしてスイッチング素子Ｑ1 を強制的
にオフにする。
Ｒ1 の両端電圧として検出されており、抵抗Ｒ1 の両端
電圧は端子を通してゼロ点検出器２８および最大電流
検出器２９に入力される。スイッチング素子Ｑ1 のオフ
に伴ってインダクタＬ1 に蓄積されたエネルギーが放出
されてコンデンサＣ1 に充電され、インダクタＬ1 に流
れる電流が減少してほぼ０になると、ゼロ点検出器２８
が抵抗Ｒ1 の両端電圧に基づいてその状態を検出するか
ら、ＲＳラッチ２６がセットされ、出力回路２７を通し
てスイッチング素子Ｑ1 がオンになる。この時点で、コ
ンデンサＣ4 の充電が再開され、以後、上記動作の繰り
返しによってスイッチング素子Ｑ1 のオン・オフが繰り
返されるのである。このようにして、インダクタＬ1 に
流れる電流が休止期間を持たないようにスイッチング素
子Ｑ1 をオン・オフ制御することができるのである。こ
こに、スイッチング素子Ｑ1 をオン・オフするパルス信
号の時間幅は、上記記載より明らかなように、平滑回路
３の出力電圧（抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 の接続点の電位）、抵抗
Ｒ3 、コンデンサＣ4 により決定される。最大電流検出
器２９では、抵抗Ｒ1 の両端電圧が過大になるとＲＳラ
ッチ２６をリセットしてスイッチング素子Ｑ1 を強制的
にオフにする。
【００２２】ところで、平滑回路３は、２個のコンデン
サＣ6 ，Ｃ7 と、３個のダイオードＤ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と
により構成されたチャージポンプ式の降圧部３ａと、両
端電圧を出力電圧とする平滑コンデンサＣ1 と、降圧部
３ａの両端と平滑コンデンサＣ1 の両端との間に挿入さ
れたＭＯＳＦＥＴなどよりなるスイッチング素子Ｑ2と
を備える。
サＣ6 ，Ｃ7 と、３個のダイオードＤ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と
により構成されたチャージポンプ式の降圧部３ａと、両
端電圧を出力電圧とする平滑コンデンサＣ1 と、降圧部
３ａの両端と平滑コンデンサＣ1 の両端との間に挿入さ
れたＭＯＳＦＥＴなどよりなるスイッチング素子Ｑ2と
を備える。
【００２３】降圧部３ａは、チョッパ回路１がダイオー
ドＤ1 を通してエネルギーを放出するときに２個のコン
デンサＣ6 ，Ｃ7 をダイオードＤ2 を介して直列接続
し、この直列回路においてコンデンサＣ6 ，Ｃ7 に充電
し、チョッパ回路１がエネルギーを蓄積している期間に
はダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介してコンデンサＣ6 ，Ｃ7
に充電された電荷を放電するように構成されている。す
なわち、ダイオードＤ2，Ｄ3 ，Ｄ4 は、両コンデンサ
Ｃ6 ，Ｃ7 を充電時に直列接続し、放電時に並列接続す
るスイッチ要素として機能する。両コンデンサＣ6 ，Ｃ
7 の容量を等しく設定しておけば、充電時には各コンデ
ンサＣ6 ，Ｃ7 の端子電圧は、それぞれチョッパ回路１
の出力電圧の約１／２になるから、放電時にはチョッパ
回路１の出力電圧の約１／２の電圧が降圧部３ａから出
力されることになる。結局、降圧部３ａはチャージポン
プ式の直流電圧変換器として機能する。この種の直流電
圧変換器ではエネルギーの損失はほとんど生じない。
ドＤ1 を通してエネルギーを放出するときに２個のコン
デンサＣ6 ，Ｃ7 をダイオードＤ2 を介して直列接続
し、この直列回路においてコンデンサＣ6 ，Ｃ7 に充電
し、チョッパ回路１がエネルギーを蓄積している期間に
はダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介してコンデンサＣ6 ，Ｃ7
に充電された電荷を放電するように構成されている。す
なわち、ダイオードＤ2，Ｄ3 ，Ｄ4 は、両コンデンサ
Ｃ6 ，Ｃ7 を充電時に直列接続し、放電時に並列接続す
るスイッチ要素として機能する。両コンデンサＣ6 ，Ｃ
7 の容量を等しく設定しておけば、充電時には各コンデ
ンサＣ6 ，Ｃ7 の端子電圧は、それぞれチョッパ回路１
の出力電圧の約１／２になるから、放電時にはチョッパ
回路１の出力電圧の約１／２の電圧が降圧部３ａから出
力されることになる。結局、降圧部３ａはチャージポン
プ式の直流電圧変換器として機能する。この種の直流電
圧変換器ではエネルギーの損失はほとんど生じない。
【００２４】スイッチング素子Ｑ2 は、トランスＴ1 を
介して制御回路２からのパルス信号により制御される。
すなわち、スイッチング素子Ｑ2 はチョッパ回路１のス
イッチング素子Ｑ1 に同期してオン・オフ制御される。
このスイッチング素子Ｑ2 を設けたことによって、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンであって降圧部３ａのコンデン
サＣ6 ，Ｃ7 が充電されない期間には、スイッチング素
子Ｑ2 をオンにしてコンデンサＣ6 ，Ｃ7 の電荷を平滑
コンデンサＣ1 に移し、スイッチング素子Ｑ1がオフで
あって降圧部３ａのコンデンサＣ6 ，Ｃ7 が充電される
期間には、スイッチング素子Ｑ2 をオフにして平滑コン
デンサＣ1 の両端電圧が上昇するのを防止することがで
きるのである。したがって、スイッチング素子Ｑ2 のオ
ン期間は、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間の範囲内で
あればスイッチング素子Ｑ1 のオン期間よりも短くても
よく、スイッチング素子Ｑ1 がオフである期間にはスイ
ッチング素子Ｑ2 は必ずオフにしておくことが必要であ
る。
介して制御回路２からのパルス信号により制御される。
すなわち、スイッチング素子Ｑ2 はチョッパ回路１のス
イッチング素子Ｑ1 に同期してオン・オフ制御される。
このスイッチング素子Ｑ2 を設けたことによって、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンであって降圧部３ａのコンデン
サＣ6 ，Ｃ7 が充電されない期間には、スイッチング素
子Ｑ2 をオンにしてコンデンサＣ6 ，Ｃ7 の電荷を平滑
コンデンサＣ1 に移し、スイッチング素子Ｑ1がオフで
あって降圧部３ａのコンデンサＣ6 ，Ｃ7 が充電される
期間には、スイッチング素子Ｑ2 をオフにして平滑コン
デンサＣ1 の両端電圧が上昇するのを防止することがで
きるのである。したがって、スイッチング素子Ｑ2 のオ
ン期間は、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間の範囲内で
あればスイッチング素子Ｑ1 のオン期間よりも短くても
よく、スイッチング素子Ｑ1 がオフである期間にはスイ
ッチング素子Ｑ2 は必ずオフにしておくことが必要であ
る。
【００２５】上記構成の各部の動作は図３のようになる
のであって、チョッパ回路１のスイング素子Ｑ1 は図３
（ａ）のようなパルス信号によりオン・オフ制御され、
このときインダクタＬ1 には図３（ｂ）のような三角波
状の電流が流れることになる。平滑回路３の降圧部３ａ
の両端電圧は、図３（ｃ）のように、スイッチング素子
Ｑ1 のオン時にはオフ時の約１／２になる。また、上記
回路構成では、スイッチング素子Ｑ1 のオン・オフとス
イッチング素子Ｑ2 のオン・オフとが一致しているか
ら、スイッチング素子Ｑ2 のオン時に、図３（ｄ）のよ
うな電流がスイッチング素子Ｑ2 を流れて平滑コンデン
サＣ1 が充電されることになる。その結果、平滑コンデ
ンサＣ1 の両端電圧は図３（ｅ）のようにほぼ一定電圧
に保たれるのである。
のであって、チョッパ回路１のスイング素子Ｑ1 は図３
（ａ）のようなパルス信号によりオン・オフ制御され、
このときインダクタＬ1 には図３（ｂ）のような三角波
状の電流が流れることになる。平滑回路３の降圧部３ａ
の両端電圧は、図３（ｃ）のように、スイッチング素子
Ｑ1 のオン時にはオフ時の約１／２になる。また、上記
回路構成では、スイッチング素子Ｑ1 のオン・オフとス
イッチング素子Ｑ2 のオン・オフとが一致しているか
ら、スイッチング素子Ｑ2 のオン時に、図３（ｄ）のよ
うな電流がスイッチング素子Ｑ2 を流れて平滑コンデン
サＣ1 が充電されることになる。その結果、平滑コンデ
ンサＣ1 の両端電圧は図３（ｅ）のようにほぼ一定電圧
に保たれるのである。
【００２６】上述の構成によって、平滑コンデンサＣ1
の両端電圧は、チョッパ回路１の出力電圧の実効値の半
分程度になり、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧を出力電
圧として後段の回路に印加すれば、後段の回路の構成部
品として高耐圧のものを用いる必要がないのである。し
かも、入力電流については昇圧型のチョッパ回路１への
入力であるから、高調波歪が少なく、かつ平滑回路３で
はエネルギーの損失がほとんど生じないから、全体とし
ても昇圧型のチョッパ回路１とほぼ同等の高い効率が得
られることになる。
の両端電圧は、チョッパ回路１の出力電圧の実効値の半
分程度になり、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧を出力電
圧として後段の回路に印加すれば、後段の回路の構成部
品として高耐圧のものを用いる必要がないのである。し
かも、入力電流については昇圧型のチョッパ回路１への
入力であるから、高調波歪が少なく、かつ平滑回路３で
はエネルギーの損失がほとんど生じないから、全体とし
ても昇圧型のチョッパ回路１とほぼ同等の高い効率が得
られることになる。
【００２７】図１の実施例では、後段回路としてセンタ
タップ型のインバータ回路４を用いており、このインバ
ータ回路４から出力される高周波電力によって放電ラン
プである負荷Ｌを点灯させる。インバータ回路３は、２
個のトランジスタＱ4 ，Ｑ5のエミッタを共通接続し、
両トランジスタＱ4 ，Ｑ5 のコレクタをトランスＴ2の
１次巻線の各端に接続し、トランジスタＱ4 ，Ｑ5 のエ
ミッタとトランスＴ2の１次巻線のセンタタップとをチ
ョークコイルＬ3 を介して平滑コンデンサＣ1の両端間
に接続した構成を有している。また、トランスＴ2 の１
次巻線の両端間にはコンデンサＣ8 が接続され、トラン
スＴ2 の帰還巻線を各トランジスタＱ4，Ｑ5 のベース
に接続することによってトランジスタＱ4 ，Ｑ5 へのバ
イアスを与えている。この形式のインバータ回路４で
は、各トランジスタＱ4 ，Ｑ5 が交互にオン・オフを繰
り返してトランスＴ2 の２次巻線に高周波を出力し、負
荷Ｌに高周波電力を与えるのである。また、抵抗Ｒ8 ，
Ｒ9 ，Ｒ10は起動用に設けられている。
タップ型のインバータ回路４を用いており、このインバ
ータ回路４から出力される高周波電力によって放電ラン
プである負荷Ｌを点灯させる。インバータ回路３は、２
個のトランジスタＱ4 ，Ｑ5のエミッタを共通接続し、
両トランジスタＱ4 ，Ｑ5 のコレクタをトランスＴ2の
１次巻線の各端に接続し、トランジスタＱ4 ，Ｑ5 のエ
ミッタとトランスＴ2の１次巻線のセンタタップとをチ
ョークコイルＬ3 を介して平滑コンデンサＣ1の両端間
に接続した構成を有している。また、トランスＴ2 の１
次巻線の両端間にはコンデンサＣ8 が接続され、トラン
スＴ2 の帰還巻線を各トランジスタＱ4，Ｑ5 のベース
に接続することによってトランジスタＱ4 ，Ｑ5 へのバ
イアスを与えている。この形式のインバータ回路４で
は、各トランジスタＱ4 ，Ｑ5 が交互にオン・オフを繰
り返してトランスＴ2 の２次巻線に高周波を出力し、負
荷Ｌに高周波電力を与えるのである。また、抵抗Ｒ8 ，
Ｒ9 ，Ｒ10は起動用に設けられている。
【００２８】（実施例２）本実施例は、図４に示すよう
に、平滑回路３の降圧部３ａが実施例１とは相違してい
る。すなわち、実施例１では入力電圧を約１／２に降圧
するように構成していたが、本実施例では入力電圧を約
１／３に降圧するように構成している。具体的には、降
圧部３ａを３個のコンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ13と、６個
のダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ13，Ｄ14，Ｄ15，Ｄ16とに
より構成しているのであって、充電時には各コンデンサ
Ｃ11，Ｃ12，Ｃ13がダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ13を介し
て直列接続され、放電時にはダイオードＤ13，Ｄ14，Ｄ
15，Ｄ16を通して各コンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ13が並列
接続されるようになっている。また、降圧部３ａとスイ
ッチング素子Ｑ2 との間にはコンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ
13の放電時におけるラッシュ電流を抑制するようにチョ
ークコイルＬ5 が挿入されている。
に、平滑回路３の降圧部３ａが実施例１とは相違してい
る。すなわち、実施例１では入力電圧を約１／２に降圧
するように構成していたが、本実施例では入力電圧を約
１／３に降圧するように構成している。具体的には、降
圧部３ａを３個のコンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ13と、６個
のダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ13，Ｄ14，Ｄ15，Ｄ16とに
より構成しているのであって、充電時には各コンデンサ
Ｃ11，Ｃ12，Ｃ13がダイオードＤ11，Ｄ12，Ｄ13を介し
て直列接続され、放電時にはダイオードＤ13，Ｄ14，Ｄ
15，Ｄ16を通して各コンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ13が並列
接続されるようになっている。また、降圧部３ａとスイ
ッチング素子Ｑ2 との間にはコンデンサＣ11，Ｃ12，Ｃ
13の放電時におけるラッシュ電流を抑制するようにチョ
ークコイルＬ5 が挿入されている。
【００２９】本実施例で示しているインバータ回路４
は、トランジスタＱ6 のコレクタとベースとの間で、チ
ョークコイルＬ4 およびコンデンサＣ17よりなる共振回
路と負荷Ｌおよび帰還トランスＴ3 とを介して帰還を施
すように構成してある。したがって、共振による高周波
電力を負荷Ｌに供給することができるのである。このイ
ンバータ回路４には、電源投入時の起動のために、抵抗
Ｒ14とコンデンサＣ14との直列回路を平滑コンデンサＣ
1 の両端間に接続し、抵抗Ｒ14とコンデンサＣ14との接
続点とトランジスタＱ6 のベースとの間にトリガ素子Ｑ
7 を接続してある。さらに、トランジスタＱ6 のエミッ
タ−コレクタにはダイオードＤ17を逆並列に接続し、抵
抗Ｒ14とコンデンサＣ14との接続点とトランジスタＱ6
のコレクタとの間にはダイオードＤ18を接続してある。
他の構成は実施例１と同様であるから説明を省略する。
は、トランジスタＱ6 のコレクタとベースとの間で、チ
ョークコイルＬ4 およびコンデンサＣ17よりなる共振回
路と負荷Ｌおよび帰還トランスＴ3 とを介して帰還を施
すように構成してある。したがって、共振による高周波
電力を負荷Ｌに供給することができるのである。このイ
ンバータ回路４には、電源投入時の起動のために、抵抗
Ｒ14とコンデンサＣ14との直列回路を平滑コンデンサＣ
1 の両端間に接続し、抵抗Ｒ14とコンデンサＣ14との接
続点とトランジスタＱ6 のベースとの間にトリガ素子Ｑ
7 を接続してある。さらに、トランジスタＱ6 のエミッ
タ−コレクタにはダイオードＤ17を逆並列に接続し、抵
抗Ｒ14とコンデンサＣ14との接続点とトランジスタＱ6
のコレクタとの間にはダイオードＤ18を接続してある。
他の構成は実施例１と同様であるから説明を省略する。
【００３０】（実施例３）本実施例は、図５に示すよう
に、実施例１の回路構成においてスイッチング素子Ｑ2
を設ける代わりに、ダイオードＤ1 のアノードにダイオ
ードＤ5 のカソードを接続し、ダイオードＤ5 のアノー
ドを平滑コンデンサＣ1 の負極に接続した構成を有して
いる。この構成では、スイッチング素子Ｑ1 がオンにな
ると、図６（ａ）に矢印で示すように、インダクタＬ1
にエネルギーを蓄積する経路に加えて、降圧部３ａ−平
滑コンデンサＣ1 −ダイオードＤ5 −スイッチング素子
Ｑ1−降圧部３ａという経路が形成され、コンデンサＣ
6 ，Ｃ7 の電荷を平滑コンデンサＣ1 に供給することが
できる。一方、スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、
図６（ｂ）に示すように、ダイオードＤ5 がオフになる
から、平滑コンデンサＣ1 には充電されず、インダクタ
Ｌ1 の蓄積エネルギーによってコンデンサＣ6，Ｃ7 が
充電されることになる。すなわち、スイッチング素子Ｑ
1 およびダイオードＤ5 によってスイッチング素子Ｑ2
を設けた場合と同様に機能するのである。ここに、本実
施例では、制御回路２への検出電圧を平滑コンデンサＣ
1 の両端電圧ではなく、コンデンサＣ7 の両端電圧を抵
抗Ｒ11，Ｒ12により分圧して得ている。
に、実施例１の回路構成においてスイッチング素子Ｑ2
を設ける代わりに、ダイオードＤ1 のアノードにダイオ
ードＤ5 のカソードを接続し、ダイオードＤ5 のアノー
ドを平滑コンデンサＣ1 の負極に接続した構成を有して
いる。この構成では、スイッチング素子Ｑ1 がオンにな
ると、図６（ａ）に矢印で示すように、インダクタＬ1
にエネルギーを蓄積する経路に加えて、降圧部３ａ−平
滑コンデンサＣ1 −ダイオードＤ5 −スイッチング素子
Ｑ1−降圧部３ａという経路が形成され、コンデンサＣ
6 ，Ｃ7 の電荷を平滑コンデンサＣ1 に供給することが
できる。一方、スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、
図６（ｂ）に示すように、ダイオードＤ5 がオフになる
から、平滑コンデンサＣ1 には充電されず、インダクタ
Ｌ1 の蓄積エネルギーによってコンデンサＣ6，Ｃ7 が
充電されることになる。すなわち、スイッチング素子Ｑ
1 およびダイオードＤ5 によってスイッチング素子Ｑ2
を設けた場合と同様に機能するのである。ここに、本実
施例では、制御回路２への検出電圧を平滑コンデンサＣ
1 の両端電圧ではなく、コンデンサＣ7 の両端電圧を抵
抗Ｒ11，Ｒ12により分圧して得ている。
【００３１】本実施例の構成では、スイッチング素子Ｑ
2 を設ける必要がなく、また、チョッパ回路１のスイッ
チング素子Ｑ1 の制御とは別に平滑コンデンサＣ1 への
充放電経路の切換を制御する必要がないから、実施例１
よりも回路構成が簡単になるという利点がある。しか
も、入力電流の高調波歪は実施例１と同等であり、回路
効率については実施例１と同等ないし向上することにな
る。他の構成は実施例１と同様であるから説明を省略す
る。
2 を設ける必要がなく、また、チョッパ回路１のスイッ
チング素子Ｑ1 の制御とは別に平滑コンデンサＣ1 への
充放電経路の切換を制御する必要がないから、実施例１
よりも回路構成が簡単になるという利点がある。しか
も、入力電流の高調波歪は実施例１と同等であり、回路
効率については実施例１と同等ないし向上することにな
る。他の構成は実施例１と同様であるから説明を省略す
る。
【００３２】
【発明の効果】請求項１の発明は、昇圧型のチョッパ回
路を用いているので、入力電流の高調波歪を少なくする
ことが可能になり、しかも、チョッパ回路の出力電圧を
チャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で平滑するの
で、比較的低い出力電圧を出力することが可能であっ
て、高耐圧の構成部品を用いることなく後段の回路を構
成することが可能になるという利点がある。さらに、直
流電圧の変換にチャージポンプ式の降圧部を用いている
から、エネルギーの損失がほとんど生じないのであっ
て、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較して
回路効率の低下がほとんど生じないという利点がある。
路を用いているので、入力電流の高調波歪を少なくする
ことが可能になり、しかも、チョッパ回路の出力電圧を
チャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で平滑するの
で、比較的低い出力電圧を出力することが可能であっ
て、高耐圧の構成部品を用いることなく後段の回路を構
成することが可能になるという利点がある。さらに、直
流電圧の変換にチャージポンプ式の降圧部を用いている
から、エネルギーの損失がほとんど生じないのであっ
て、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較して
回路効率の低下がほとんど生じないという利点がある。
【００３３】請求項２の発明は、降圧部と平滑コンデン
サとの間に第２のスイッチング素子を挿入し、チョッパ
回路の制御回路によって第２のスイッチング素子を制御
するので、第１のスイッチング素子がオンである期間に
は、第２のスイッチング素子をオンにして降圧部から平
滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、第１
のスイッチング素子がオフである期間には、第２のスイ
ッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧が平
滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止すること
ができるという利点がある。
サとの間に第２のスイッチング素子を挿入し、チョッパ
回路の制御回路によって第２のスイッチング素子を制御
するので、第１のスイッチング素子がオンである期間に
は、第２のスイッチング素子をオンにして降圧部から平
滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、第１
のスイッチング素子がオフである期間には、第２のスイ
ッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧が平
滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止すること
ができるという利点がある。
【００３４】請求項３の発明は、降圧部から平滑コンデ
ンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成す
るにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、回
路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないとい
う利点がある。
ンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成す
るにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、回
路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないとい
う利点がある。
【図１】実施例１を示す回路図である。
【図２】実施例１の制御回路に用いる集積回路の等価回
路図である。
路図である。
【図３】実施例１の動作説明図である。
【図４】実施例２を示す回路図である。
【図５】実施例３を示す回路図である。
【図６】実施例３の動作説明図である。
【図７】従来例を示す回路図である。
【図８】従来例の動作説明図である。
【図９】他の従来例を示す回路図である。
【図１０】図９に示した従来例の動作説明図である。
【図１１】さらに他の従来例を示す回路図である。
１ チョッパ回路 ２ 制御回路 ３ 平滑回路 ３ａ 降圧部 ４ インバータ回路 Ｃ1 平滑コンデンサ Ｃ6 コンデンサ Ｃ7 コンデンサ Ｄ1 ダイオード Ｄ5 ダイオード Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 ＲＥ 整流器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｕ 9249−3Ｋ 41/29 Ｃ 9249−3Ｋ
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力端間にインダクタと第１のスイッチング素子との直
列回路を接続し第１のスイッチング素子の両端間に逆流
阻止用の第１のダイオードを介して平滑回路を接続した
昇圧型のチョッパ回路と、第１のスイッチング素子をオ
ン・オフ制御する制御回路とを備えた電源装置におい
て、平滑回路は、複数個のコンデンサを有するとともに
充電時に各コンデンサを直列に接続し放電時に各コンデ
ンサを並列に接続するスイッチ要素を有し入力電圧を降
圧するように直流電圧変換を施す降圧部と、両端電圧が
出力電圧となる平滑コンデンサと、第１のスイッチング
素子のオン期間内の少なくとも一部の期間に降圧部から
平滑コンデンサへの放電経路を形成し第１のスイッチン
グ素子のオフ期間には降圧部から平滑コンデンサを切り
離す切換スイッチ要素とを備えることを特徴とする電源
装置。 - 【請求項２】 切換スイッチ要素は、降圧部と平滑コン
デンサとの間に挿入された第２のスイッチング素子であ
って、制御回路によりオン・オフ制御されることを特徴
とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 切換スイッチ要素は、平滑コンデンサに
直列接続された第２のダイオードと第１のスイッチング
素子とで構成され、平滑コンデンサと第２のダイオード
との直列回路が、第１のダイオードに対して第２のダイ
オードを逆極性とするように並列接続されたことを特徴
とする請求項１記載の電源装置。
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