JPH0614591A - 速度センサレスベクトル制御方法 - Google Patents
速度センサレスベクトル制御方法Info
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- JPH0614591A JPH0614591A JP4168125A JP16812592A JPH0614591A JP H0614591 A JPH0614591 A JP H0614591A JP 4168125 A JP4168125 A JP 4168125A JP 16812592 A JP16812592 A JP 16812592A JP H0614591 A JPH0614591 A JP H0614591A
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- voltage
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電動機電流をフィードバックして速度推定を
行う速度センサレスベクトル制御方法において、電圧飽
和状態の発生に起因する不都合を解消する。 【構成】 電圧飽和検出部１８は、インバータ２におけ
るＰＷＭ演算を監視する。零ベクトル出力時間Ｔ0の演
算値がＴ0＜０となると、電圧飽和発生と認識する。｜
Ｔ0｜は電圧ベクトル出力時間（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ演
算周期ＴC／２を超過した時間に相当する。｜Ｔ0｜を用
いて（１）式により速度補正成分ω′を生成する。速度
制御増幅器１４における積分増幅部１４−２の入力項
（ωr＊′−ωr）に速度補正成分ω′を加算する。トル
ク電流指令Ｉ1q＊は、モータ回転数が減少する方向に制
御される。電圧飽和状態が速やかに解消する。
行う速度センサレスベクトル制御方法において、電圧飽
和状態の発生に起因する不都合を解消する。 【構成】 電圧飽和検出部１８は、インバータ２におけ
るＰＷＭ演算を監視する。零ベクトル出力時間Ｔ0の演
算値がＴ0＜０となると、電圧飽和発生と認識する。｜
Ｔ0｜は電圧ベクトル出力時間（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ演
算周期ＴC／２を超過した時間に相当する。｜Ｔ0｜を用
いて（１）式により速度補正成分ω′を生成する。速度
制御増幅器１４における積分増幅部１４−２の入力項
（ωr＊′−ωr）に速度補正成分ω′を加算する。トル
ク電流指令Ｉ1q＊は、モータ回転数が減少する方向に制
御される。電圧飽和状態が速やかに解消する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、検出した電動機電流
を用いて推定速度を演算し、該推定速度を用いて三相電
動機に非同期ＰＷＭ制御によるベクトル制御を行う速度
センサレスベクトル制御方法に関する。
を用いて推定速度を演算し、該推定速度を用いて三相電
動機に非同期ＰＷＭ制御によるベクトル制御を行う速度
センサレスベクトル制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御は、電動機電流を検出して回転直交座標変換
を行い、演算により電動機速度を推定し、速度センサを
用いずに電動機の速度制御を行うものである。
クトル制御は、電動機電流を検出して回転直交座標変換
を行い、演算により電動機速度を推定し、速度センサを
用いずに電動機の速度制御を行うものである。
【０００３】従来の速度センサレスベクトル制御方法に
は、特開平２−２６２８８７号公報に記載されるものが
ある。この制御方法では、磁束電流指令やトルク電流指
令、モータ定数、速度指令からモータのモデル電圧を演
算し、このモデル電圧から非同期ＰＷＭ演算を行ってイ
ンバータ制御を行う。このとき、トルク電流を検出して
トルク電流指令との誤差成分を演算し、この誤差成分か
ら速度を推定している。
は、特開平２−２６２８８７号公報に記載されるものが
ある。この制御方法では、磁束電流指令やトルク電流指
令、モータ定数、速度指令からモータのモデル電圧を演
算し、このモデル電圧から非同期ＰＷＭ演算を行ってイ
ンバータ制御を行う。このとき、トルク電流を検出して
トルク電流指令との誤差成分を演算し、この誤差成分か
ら速度を推定している。
【０００４】ここで、非同期ＰＷＭ演算では、出力電圧
指令（瞬時値）を円近接法による時分割で出力する。三
相電圧形インバータの瞬時出力電圧は、三相の正負の組
み合わせから、２種類の零ベクトルを含む８通りの電圧
ベクトルで表される。通常は、キャリア周期の半周期Ｔ
C／２をＰＷＭ演算周期とする。このＰＷＭ演算周期ＴC
／２におけるＰＷＭパルスパターンは、図２に示すよう
に、電圧ベクトルのうち位相差６０°をもって隣り合っ
た電圧ベクトルＶa，Ｖbと零ベクトルＶ0との３成分か
らなる。各電圧ベクトルの長さは、対応するパルスパタ
ーンを出力する各電圧ベクトル出力時間Ｔa，Ｔb，Ｔ0
に比例する。各時間Ｔa，Ｔb，Ｔ0は、ＰＷＭ電圧の平
均値が電圧指令と等しくなるように決定される。具体的
には、直流電圧が変動しても所望の出力電圧を一定制御
するために、直流電圧検出値を用いて電圧出力時間が演
算される。
指令（瞬時値）を円近接法による時分割で出力する。三
相電圧形インバータの瞬時出力電圧は、三相の正負の組
み合わせから、２種類の零ベクトルを含む８通りの電圧
ベクトルで表される。通常は、キャリア周期の半周期Ｔ
C／２をＰＷＭ演算周期とする。このＰＷＭ演算周期ＴC
／２におけるＰＷＭパルスパターンは、図２に示すよう
に、電圧ベクトルのうち位相差６０°をもって隣り合っ
た電圧ベクトルＶa，Ｖbと零ベクトルＶ0との３成分か
らなる。各電圧ベクトルの長さは、対応するパルスパタ
ーンを出力する各電圧ベクトル出力時間Ｔa，Ｔb，Ｔ0
に比例する。各時間Ｔa，Ｔb，Ｔ0は、ＰＷＭ電圧の平
均値が電圧指令と等しくなるように決定される。具体的
には、直流電圧が変動しても所望の出力電圧を一定制御
するために、直流電圧検出値を用いて電圧出力時間が演
算される。
【０００５】ところで、上記の電圧ベクトル出力時間
（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ半周期ＴC／２を超過する場合を
電圧飽和と呼び、出力電圧はその時点の直流電圧での出
力可能な最大電圧となる。直流電圧が高い程、電圧ベク
トル出力時間（Ｔa＋Ｔb）は短くて済み、電圧飽和状態
にはなりにくい。通常この電圧飽和状態では、電圧ベク
トル出力時間（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ半周期ＴC／２で制
限されて出力される。
（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ半周期ＴC／２を超過する場合を
電圧飽和と呼び、出力電圧はその時点の直流電圧での出
力可能な最大電圧となる。直流電圧が高い程、電圧ベク
トル出力時間（Ｔa＋Ｔb）は短くて済み、電圧飽和状態
にはなりにくい。通常この電圧飽和状態では、電圧ベク
トル出力時間（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ半周期ＴC／２で制
限されて出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記した
従来の速度センサレス制御では、トルク電流指令その他
のパラメータからモータのモデル電圧を求め、このモデ
ル電圧を実際に出力したときのトルク電流成分を用いて
速度を推定するので、モデル電圧と実際の出力電圧に誤
差が発生する場合には、原理的に正確な速度推定が不可
能となる。このため電圧飽和状態では、推定速度に誤差
が発生して系が不安定となると共にインバータがストー
ルするといった問題が生じる。またトルク制御も線形性
を維持できなくなる問題も生じる。
従来の速度センサレス制御では、トルク電流指令その他
のパラメータからモータのモデル電圧を求め、このモデ
ル電圧を実際に出力したときのトルク電流成分を用いて
速度を推定するので、モデル電圧と実際の出力電圧に誤
差が発生する場合には、原理的に正確な速度推定が不可
能となる。このため電圧飽和状態では、推定速度に誤差
が発生して系が不安定となると共にインバータがストー
ルするといった問題が生じる。またトルク制御も線形性
を維持できなくなる問題も生じる。
【０００７】この発明は、かかる問題点に鑑み、電動機
電流をフィードバックして速度推定を行う速度センサレ
スベクトル制御方法において、電圧飽和状態の発生に起
因する不都合を解消することを目的とする。
電流をフィードバックして速度推定を行う速度センサレ
スベクトル制御方法において、電圧飽和状態の発生に起
因する不都合を解消することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段および作用】この発明は、
上記目的を達成するために、検出した電動機電流を用い
て推定速度を演算し、該推定速度を用いて三相電動機に
非同期ＰＷＭ制御方式によるベクトル制御を行う方法に
おいて、ＰＷＭ演算における零ベクトル出力時間の演算
値が負値となることを監視することで電圧飽和状態の発
生を検出する。電圧飽和状態の発生が検出されると、回
転数を抑えることで電圧飽和状態から速やかに脱する。
上記目的を達成するために、検出した電動機電流を用い
て推定速度を演算し、該推定速度を用いて三相電動機に
非同期ＰＷＭ制御方式によるベクトル制御を行う方法に
おいて、ＰＷＭ演算における零ベクトル出力時間の演算
値が負値となることを監視することで電圧飽和状態の発
生を検出する。電圧飽和状態の発生が検出されると、回
転数を抑えることで電圧飽和状態から速やかに脱する。
【０００９】回転数は、たとえばトルク電流指令を補正
することで抑えることができる。この場合、零ベクトル
出力時間の演算値の絶対値を速度次元に変換すると共に
推定速度と反対極性として速度補正成分とし、推定速度
と速度指令との偏差を比例積分してトルク電流指令を求
めるにあたって、速度補正成分を比例積分の積分項に加
算する態様をとれば、回転方向に係わらず回転数を抑え
ることができる点で好適である。
することで抑えることができる。この場合、零ベクトル
出力時間の演算値の絶対値を速度次元に変換すると共に
推定速度と反対極性として速度補正成分とし、推定速度
と速度指令との偏差を比例積分してトルク電流指令を求
めるにあたって、速度補正成分を比例積分の積分項に加
算する態様をとれば、回転方向に係わらず回転数を抑え
ることができる点で好適である。
【００１０】
【実施例】以下、この発明の実施例を説明する。図１
は、この実施例に係る電動機制御装置を示す。電圧形ベ
クトル演算部１は、電動機励磁電流指令Ｉ1d＊、電動機
トルク電流指令Ｉ1qおよびインバータ出力周波数ωsか
ら電動機一次ｄ軸およびｑ軸巻線電圧指令ｖid及びｖiq
を演算する。ＰＷＭ制御インバータ２は、この電圧指令
ｖid＊，ｖiq＊に基づいてかご形誘導電動機３を速度制
御する。
は、この実施例に係る電動機制御装置を示す。電圧形ベ
クトル演算部１は、電動機励磁電流指令Ｉ1d＊、電動機
トルク電流指令Ｉ1qおよびインバータ出力周波数ωsか
ら電動機一次ｄ軸およびｑ軸巻線電圧指令ｖid及びｖiq
を演算する。ＰＷＭ制御インバータ２は、この電圧指令
ｖid＊，ｖiq＊に基づいてかご形誘導電動機３を速度制
御する。
【００１１】電流検出器４は電動機３の相電流ＩU，IV,
ＩWを検出し、座標変換部５はこの相電流ＩU,ＩV，ＩW
を回転座標ｄ−ｑによる電流Ｉ1d，Ｉ1qに変換する。減
算器６，７は電流Ｉ1d，Ｉ1qの誤差成分ΔＩ1d，ΔＩ1q
を求め、誤差磁束演算部８は誤差電流ΔＩ1d，ΔＩ1qか
らｑ軸磁束誤差成分Δλ2qを求める。磁束位相補償演算
部９は誤差成分Δλ2qを用いて誤差位相角Δθを求め
る。加算器１０は、制御された出力電圧の位相角θと誤
差位相角Δθを突き合わせて位相角信号θ′を求める。
ＩWを検出し、座標変換部５はこの相電流ＩU,ＩV，ＩW
を回転座標ｄ−ｑによる電流Ｉ1d，Ｉ1qに変換する。減
算器６，７は電流Ｉ1d，Ｉ1qの誤差成分ΔＩ1d，ΔＩ1q
を求め、誤差磁束演算部８は誤差電流ΔＩ1d，ΔＩ1qか
らｑ軸磁束誤差成分Δλ2qを求める。磁束位相補償演算
部９は誤差成分Δλ2qを用いて誤差位相角Δθを求め
る。加算器１０は、制御された出力電圧の位相角θと誤
差位相角Δθを突き合わせて位相角信号θ′を求める。
【００１２】速度推定演算部１１は誤差電流ΔＩ1qから
速度推定誤差成分Δωrを求め、この速度推定誤差成分
Δωrを積分して推定速度ωrを求める。クッション回路
１２は、速度指令ωrの変化時の影響を緩和する。減算
器１３は、速度指令ωr＊′と推定速度ωrとを突き合わ
せる。速度制御増幅器１４は、速度指令ωr＊′と推定
速度ωrの偏差を比例積分してトルク電流指令Ｉ1qを求
める。演算部１５は、磁束指令電流Ｉ1dとトルク指令電
流Ｉ1qとにより滑り周波数ＳSlidを演算する（τ2＝Ｌ2
／Ｒ2 ）。加算器１６は、推定回転速度ωrと滑り周波
数ＳSlidを突き合わせて出力周波数ωsを出力する。変
換回路１７は、出力周波数ωsを位相角θに変換する。
速度推定誤差成分Δωrを求め、この速度推定誤差成分
Δωrを積分して推定速度ωrを求める。クッション回路
１２は、速度指令ωrの変化時の影響を緩和する。減算
器１３は、速度指令ωr＊′と推定速度ωrとを突き合わ
せる。速度制御増幅器１４は、速度指令ωr＊′と推定
速度ωrの偏差を比例積分してトルク電流指令Ｉ1qを求
める。演算部１５は、磁束指令電流Ｉ1dとトルク指令電
流Ｉ1qとにより滑り周波数ＳSlidを演算する（τ2＝Ｌ2
／Ｒ2 ）。加算器１６は、推定回転速度ωrと滑り周波
数ＳSlidを突き合わせて出力周波数ωsを出力する。変
換回路１７は、出力周波数ωsを位相角θに変換する。
【００１３】電圧飽和検出部１８は、インバータ２にお
けるＰＷＭ演算を監視し、電圧飽和の発生を検出する。
ここで、ＰＷＭ演算周期ＴC／２と電圧ベクトル出力時
間（Ｔa＋Ｔb）、零ベクトル出力時間Ｔ0の関係はＴa＋
Ｔb＋Ｔ0＝ＴC／２であり、電圧飽和時はＴa＋Ｔb＞ＴC
／２となるので、零ベクトル出力時間Ｔ0の演算値はＴ0
＜０となる。そこで電圧飽和検出部１８は、零ベクトル
出力時間Ｔ0の演算値が負値になることを条件として電
圧飽和の発生を認識する。
けるＰＷＭ演算を監視し、電圧飽和の発生を検出する。
ここで、ＰＷＭ演算周期ＴC／２と電圧ベクトル出力時
間（Ｔa＋Ｔb）、零ベクトル出力時間Ｔ0の関係はＴa＋
Ｔb＋Ｔ0＝ＴC／２であり、電圧飽和時はＴa＋Ｔb＞ＴC
／２となるので、零ベクトル出力時間Ｔ0の演算値はＴ0
＜０となる。そこで電圧飽和検出部１８は、零ベクトル
出力時間Ｔ0の演算値が負値になることを条件として電
圧飽和の発生を認識する。
【００１４】電圧飽和の発生が検出されると、回転数抑
制モードに移行する。このモードでは、｜Ｔ0｜は電圧
ベクトル出力時間（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ演算周期ＴC／
２を超過した時間分に相当するので、この｜Ｔ0｜から
（１）式により速度補正成分ω′を生成する。
制モードに移行する。このモードでは、｜Ｔ0｜は電圧
ベクトル出力時間（Ｔa＋Ｔb）がＰＷＭ演算周期ＴC／
２を超過した時間分に相当するので、この｜Ｔ0｜から
（１）式により速度補正成分ω′を生成する。
【００１５】
【数１】 ω′＝−Ｋ・（ωr／｜ωr｜）・｜Ｔ0｜ （Ｋは変換定数） …（１） そして速度制御増幅器１４を比例増幅部１４−１と積分
増幅部１４−２に分けて示すと、この積分増幅部１４−
２の入力項（ωr＊′−ωr）に速度補正成分ω′を加算
する。速度補正成分ω′は推定速度ωrの反対符号をと
るので、回転方向に係わらずモータ回転数を抑制する方
向にトルク電流指令Ｉ1q＊が制御される。このことによ
りモータ回転数は、電圧飽和状態が解消するまで減少し
て安定し、電圧飽和が生じない範囲に制御される。
増幅部１４−２に分けて示すと、この積分増幅部１４−
２の入力項（ωr＊′−ωr）に速度補正成分ω′を加算
する。速度補正成分ω′は推定速度ωrの反対符号をと
るので、回転方向に係わらずモータ回転数を抑制する方
向にトルク電流指令Ｉ1q＊が制御される。このことによ
りモータ回転数は、電圧飽和状態が解消するまで減少し
て安定し、電圧飽和が生じない範囲に制御される。
【００１６】
【発明の効果】この発明によれば、以上説明した構成に
より、次に記載する効果を奏する。
より、次に記載する効果を奏する。
【００１７】（１）インバータ出力電圧が飽和したとき
に速やかに電圧飽和状態を脱するので、電圧飽和状態で
の運転時における速度指令の過度変動に起因する速度制
御系の不安定状態を回避できる。
に速やかに電圧飽和状態を脱するので、電圧飽和状態で
の運転時における速度指令の過度変動に起因する速度制
御系の不安定状態を回避できる。
【００１８】（２）速度推定動作の信頼性が確保され、
インバータのストールが生じる危険性が解消される。
インバータのストールが生じる危険性が解消される。
【００１９】（３）電圧飽和状態を自動的に回避するの
で、トルク電流制御の直線性を維持できる。
で、トルク電流制御の直線性を維持できる。
【図１】この発明の一実施例に係る電動機制御装置を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２】ＰＷＭ演算の様子を示す説明図。
２…ＰＷＭ制御インバータ ３…誘導電動機 １４…速度制御増幅器 １８…電圧飽和検出部 Ｔ0…零ベクトル出力時間 ω′…速度補正成分 ωr…推定速度 Ｉ1q＊…トルク電流指令
Claims (3)
- 【請求項１】 検出した電動機電流を用いて推定速度を
演算し、該推定速度、励磁電流指令およびトルク電流指
令を用いて三相電動機に非同期ＰＷＭ制御方式によるベ
クトル制御を行う方法において、 ＰＷＭ演算における零ベクトル出力時間の演算値が負値
となることを監視し、該演算値が負値となると回転数を
抑えることを特徴とする速度センサレスベクトル制御方
法。 - 【請求項２】 請求項１記載の速度センサレスベクトル
制御方法において、 前記零ベクトル出力時間の演算値を用いてトルク電流指
令を補正することにより回転数を抑えることを特徴とす
る速度センサレスベクトル制御方法。 - 【請求項３】 請求項２記載の速度センサレスベクトル
制御方法であって、推定速度と速度指令との偏差を比例
積分してトルク電流指令を求めるステップを備えた方法
において、 前記零ベクトル出力時間の演算値の絶対値を速度次元に
変換すると共に前記推定速度と反対極性にして速度補正
成分とし、この速度補正成分を前記比例積分の積分項に
加算することにより、前記トルク電流指令を補正するこ
とを特徴とする速度センサレスベクトル制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4168125A JP3070264B2 (ja) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | 速度センサレスベクトル制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4168125A JP3070264B2 (ja) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | 速度センサレスベクトル制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614591A true JPH0614591A (ja) | 1994-01-21 |
| JP3070264B2 JP3070264B2 (ja) | 2000-07-31 |
Family
ID=15862313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4168125A Expired - Lifetime JP3070264B2 (ja) | 1992-06-26 | 1992-06-26 | 速度センサレスベクトル制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3070264B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010142031A (ja) * | 2008-12-12 | 2010-06-24 | Hitachi Appliances Inc | 磁石モータの速度制御装置 |
-
1992
- 1992-06-26 JP JP4168125A patent/JP3070264B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010142031A (ja) * | 2008-12-12 | 2010-06-24 | Hitachi Appliances Inc | 磁石モータの速度制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3070264B2 (ja) | 2000-07-31 |
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