JPH0614473A - 充電装置 - Google Patents
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- JPH0614473A JPH0614473A JP4188774A JP18877492A JPH0614473A JP H0614473 A JPH0614473 A JP H0614473A JP 4188774 A JP4188774 A JP 4188774A JP 18877492 A JP18877492 A JP 18877492A JP H0614473 A JPH0614473 A JP H0614473A
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Abstract
かも簡単な回路で低コストで、かつ充電容量にばらつき
が生じないようにする。 【構成】 充電電流の遮断前におけるスイッチ部8近傍
の電圧と、遮断後におけるスイッチ部8よりも2次電池
9側の電圧とを検出し、この電圧差がある設定電圧以下
となる状態を検出して満充電状態を判断し、充電を終了
する。定電圧充電期間においては、電池電圧が充電装置
の出力設定電圧に近づくに従って充電電流が減少し、上
記電圧差も減少する。したがって、この電圧差は電池開
放電圧を測定することに対応し、一定の端子電圧=充電
容量という関係を検出し、充電終了検出精度を向上させ
る。
Description
を充電する充電装置に関する。
のものを充電器と称して適宜用いる)で鉛電池などの2
次電池を充電する場合、図17および図18に示すよう
な定電圧、定電流充電が一般的に行われている。図17
は充電電流と出力電圧との関係(充電器出力特性)を示
し、定電圧領域および定電流領域を適切に利用して所望
の充電が行われる。また、図18は充電電圧・電流と充
電時間との関係(充電特性曲線)を示し、同様に定電流
領域および定電圧領域を利用して充電が行われる。
しては、例えば特開平3ー82343号公報に記載され
たものがある。この装置では、2次電池の過充電状態を
検知し、充電電流を遮断したり、あるいは低レベルの充
電電流に切り換えたりすることにより、2次電池の過充
電を防止し、寿命、安全性等を確保している。
8号公報に記載されたものがある。この装置は、特にバ
ッテリー(2次電池)の内部抵抗自由電気化学的電位か
らのフィードバック信号に応じて迅速にバッテリーを充
電するものである。
了を検出することが必要であるが、従来の充電終了検出
方法としては、例えば次のような2つの方法がある。
了を検出する方法 これは、図19(a)に示すようにタイマで充電時間を
予め設定しておき、その設定時間に至ると、充電される
2次電池の残容量に関係なく、一定時間が経過したとし
て充電を終了するものである。
て、充電を終了する方法 これは、図19(b)に示すように充電の電圧が所定値
になるか、あるいは電流が所定値になると、満充電であ
るとして充電を終了するものである。
充電装置にあっては、前者の方法(I)の場合、満充電
の電池に対しても一定の時間が経過しないうちは、充電
が終了せず、充電容量にばらつきが生じるという問題点
があった。また、電池が複数(例えば、2個)並列に接
続された高容量電池に対してはタイマ時間を変更する必
要があり、面倒であるという欠点があった。
る電圧又は電流値を高精度に調整する必要がある。した
がって、回路が複雑となり、コスト的にも高価になると
いう問題点があった。
電池端子と充電器との接触抵抗により、充電電流の電圧
降下が発生し、接触抵抗の違いによって充電の終了した
電池間で充電容量にばらつきが生じるという欠点があっ
た。
検出精度が高く、しかも簡単な回路で低コストで、かつ
充電容量にばらつきが生じない充電装置を提供すること
を目的としている。
め、請求項1記載の充電装置は、2次電池を装着し、出
力制御手段によって所定電圧以下の充電を定電流で行
い、該所定電圧を超える充電を定電圧で行うように制御
し、スイッチング手段により2次電池への充電電流を所
定周期で遮断するとともに、充電制御手段により該スイ
ッチング手段の作動を制御して充電の制御を行う充電制
御手段を有する充電装置において、充電電流の遮断前に
おける前記スイッチング手段近傍の電圧と、該遮断後に
おける前記スイッチング手段よりも2次電池側の電圧と
を検出する電圧検出手段を設け、前記充電制御手段は、
該電圧検出手段の出力に基づいて前記スイッチング手段
の作動を制御するようにしたことを特徴とする。
手段は、充電電流の遮断前における前記スイッチング手
段近傍の電圧と、該遮断後における前記スイッチング手
段よりも2次電池側の電圧との電位差を、基準値と比較
する比較手段を有し、該比較手段の比較結果によって充
電の制御を行うことを特徴とする。
よびデジタル演算器を有することを特徴とする。
よび電圧検出回路を有し、該選択スイッチ手段は、電圧
検出回路の入力側を、前記スイッチング手段より充電電
流供給側と、2次電池側とに選択的に接続し、充電電流
の遮断前に、前記電圧検出回路の入力側を前記スイッチ
ング手段よりも充電電流供給側に接続して検出処理を行
うことを特徴とする。
に、電子機器駆動用の電源端子を有することを特徴とす
る。
る前記充電電流供給路の接続点と、前記スイッチング手
段との間に、逆流阻止手段を設け、前記2次電池側から
前記電子機器側へ電流が流れないように構成したことを
特徴とする。
チング手段近傍の電圧と、遮断後におけるスイッチング
手段よりも2次電池側の電圧とが検出され、この電圧差
がある設定電圧以下となる状態が検出されることによ
り、満充電状態が判断されて充電が終了する。この場
合、定電圧充電期間において電池電圧が充電装置の出力
設定電圧に近づくに従って充電電流が減少し、上記電圧
差も減少する。
より、これが電池開放電圧を測定することになるため、
一定の端子電圧=充電容量という関係を検出して充電を
適切に終了させることができる。よって、充電終了の検
出が容易で、充電終了の検出精度を向上させることがで
きる。また、充電の操作が簡単で、しかも接触抵抗の違
いがあっても充電の終了した電池間で充電容量にばらつ
きが生じない。
り、絶対値電圧を検出する際に必要な基準電圧を必要と
せず、電圧検出回路を用いた場合の絶対値ばらつき調整
(オペアンプのオフセット調整やA/Dコンバータの基
準電圧調整など)を要しない。その結果、回路構成を簡
素化でき、スペースを小さくできるとともに、コストが
低減する。
する。第1実施例 図1は本発明に係わる充電装置の第1実施例を示すブロ
ック図であり、いわゆるフライバックコンバータ方式を
採用した例である。この図において、1はACコネクタ
で、交流電源(例えば、AC100V)に接続される。
ACコネクタ1からの交流電源(AC入力)は入力フィ
ルタ2を介して整流・整流回路3に供給され、ここで整
流(例えば、脈流)、平滑された後、トランス4の1次
側に供給され、パワーMOSFET5によってスイッチ
ングされる。
は、そのゲートにPWM(Pulse Wi-dth Modulation)
制御回路6からPWMパルスが印加されて駆動され、ス
イッチング動作を行う。これにより、トランス4の2次
側出力が制御される。
T5によってスイッチングされることにより、2次側に
所定の出力電圧を発生し、その2次側出力は整流・平滑
回路7に供給され、直流に整流、平滑された後、スイッ
チ部8を介して、鉛電池などの2次電池9に供給され
る。
10が介挿されており、この点の電位は出力電流信号と
して出力制御回路11に入力される。また、スイッチ部
8の出力側(すなわち、図中にAで示す点で2次電池9
の正極側)の電圧(以下、A点電圧という)は出力電圧
信号として出力制御回路11および電池電圧検出回路1
2に入力されている。
2次電池9の正極側の電位を検出して充電終了の判断を
行い、充電制御回路13を制御するもので、電池電圧検
出回路12および充電制御回路13の詳しい構成は、図
2に示す。
電池9の充電状態に応じてスイッチ部(スイッチング手
段)8の作動を制御するもので、交流・直流変換器やデ
ジタル演算器を有し(図示略)、充電電流の遮断前にお
けるスイッチング部8近傍の電圧と、該遮断後における
スイッチング部8よりも2次電池9側の電圧との電位差
を、基準値と比較する比較手段を有している。そして、
この比較手段の比較結果によって充電の制御を行い、具
体的には、例えば2次電池11の非装着時(非充電状
態)には充電のためのスイッチ部8をオフしたり、所定
周期のパルスでスイッチ部8をオン/オフして充電電流
を2次電池9に供給したりする。そして、充電制御回路
13による充電状態の制御は表示部14に表示される。
エラーアンプなどによって構成され、整流、平滑された
2次側出力電圧および出力電流を基準値と比較し、その
エラー出力をフォトカプラ回路15を経由してPWM制
御回路6に出力する。これにより、整流、平滑された2
次側出力情報がトランス4の1次側にフィードバックさ
れてPWM制御(電流フィードバック制御)され、前述
した図17に示すような定電圧、定電流の充電出力特性
が得られる。
未充電状態の2次電池9を充電器に装着した状態は充電
出力特性で定電流領域の点aであり、充電により電池端
子電圧が上昇すると、次いで、点bに移行し、次第に充
電電流が減少し、点cで満充電となる。
制御回路13を含む回路部分の詳しい構成を示す図であ
り、本実施例の特徴部分である。この例はCPUを用い
た例である。図2において、2次電池9の正極側のA点
電圧はA/Dコンバータ21に入力されてA/D変換さ
れた後、CPU(メモリを含むマイクロコンピュータに
相当)22に出力される。CPU22はメモリ(図示
略)に格納されているプログラム(後述の図3参照)に
従って一定の周期又は任意の周期でスイッチ部8をオン
/オフ制御し、充電電流をオン/オフ遮断する。また、
CPU22による充電制御の内容は充電表示部23によ
って外部に表示される。
Rb、各端子の接触抵抗が何れもRaで表される。ま
た、ACコネクタ1からの交流電源を入力して整流・整
流し、トランス4の1次側でパワーMOSFET5によ
りスイッチングして2次側に充電出力を発生する一連の
部分は、説明の都合上、図2において充電器30として
表されている。
供給すると、充電制御回路13によりスイッチ部8がオ
ン/オフ制御されて充電電流が2次電池9に供給され、
充電が開始される。そして、充電の過程では2次側出力
電圧および出力電流が基準値と比較され、そのエラー出
力がフォトカプラ回路15を経由してPWM制御回路6
に出力される。これにより、整流、平滑された2次側出
力情報がトランス4の1次側にフィードバックされて電
流フィードバック制御が行われ、定電圧、定電流の充電
特性のもとで2次電池9の充電が行われる。
U22によって実行される充電制御のプログラムを示す
フローチャートである。充電がスタートすると、まずス
テップS1で急速充電をオン(開始)する。これは、充
電制御回路13によりスイッチ部8をオン/オフ制御し
て充電電流が2次電池9に供給し、充電を開始すること
を意味する。
トするCCタイマをスタートさせる。これにより、充電
開始からの経過時間がカウントされる。次いで、ステッ
プS3でCCタイマが一定時間をカウントして終了(タ
イムアップ)したか否を判別し、終了していなければ、
このステップS3にとどまり、終了すると、ステップS
4に進む。
o1を検出する。電圧Vo1は図2に示すようにA点電圧
であり、充電出力電圧に相当する。次いで、ステップS
5で充電電流を遮断し、ステップS6で充電電流遮断後
の電圧Vo2を検出する。電圧Vo2は、充電電流を遮断
したときのA点電圧である。
ΔVを次式に従って演算する。 ΔV=Vo1−Vo2 ここで、前述した図18に示す充電曲線の定電圧充電期
間で考えると、遮断前のA点電圧(充電中の電池端子電
圧)は電圧を一定に制御しているため、電流に関係な
く、一定の電圧値となっている。すなわち、一定の電圧
値=基準電圧と考えられる。したがって、Vo1=K
(固定電圧値)と置くことができ、ΔV=K−Vo2と
変形できる。
を測定しているから、ΔVを測定するということは、電
池開放電圧を測定していることになる。したがって、V
o2=電池開放電圧=K−ΔVとして電池開放電圧を求
めることができる。
充電特性曲線である。また、図5は図4におけるX部を
拡大した曲線を示している。これらの図から明らかであ
るように、充電電流の遮断によって発生する電圧差ΔV
が電池電圧上昇に伴って減少していくことが分かる。し
たがって、電圧差ΔVを算出し、その値から電池電圧を
推定することで、充電が終了したか否かを正確に判断可
能であることになる。
ップS7で演算した電圧差ΔVをステップS8である所
定の設定電圧値(データV)と比較し、電圧差ΔV<デ
ータVとなる所を検出する。電圧差ΔV<データVが成
立しないときは、充電終了の遮断状態を解除してステッ
プS1に戻って同様の処理を繰り返し、ある一定期間充
電を再開する。この期間はCPU22のタイマ設定でカ
ウントし、タイマ終了で再度充電電流を遮断して前述し
た電圧差ΔVの再測定を行う。
と、充電終了検出点又は満充電検出表示(例えば、充電
表示部23によって外部に表示)として処理し、充電を
終了する。
放電圧を検出するという処理は、充電電流遮断前の電圧
Vo1が一定の電圧となる定電圧充電期間で検出処理す
ることが条件となる。そこで、次に、電圧Vo1が一定
とならない図4の定電流充電期間について考察する。
電圧差ΔVは定電圧充電期間の充電終了検出点のΔVに
比べ、非常に大きな電圧差となっている。これは、定電
流充電期間の充電電流値が充電終了検出時点の充電電流
と比べて大きいために、ΔV=Ib・Rb(ただし、I
b:充電電流、Rb:電池内部インピーダンスや接触抵
抗)なる式によって表される電圧降下が生じてしまうか
らである。
(データV)を定電流充電期間で発生するΔVの値より
も小さな電圧値として設定することにより、定電流充電
期間において上記同様に電圧差ΔV<データVの成立を
判別して充電終了検出を行っても誤動作を回避すること
ができる。
断前後の電圧差ΔVが2次電池9の内部インピーダンス
や電池端子と充電器との接触抵抗などの影響を受けない
ことについて説明する。
スRbおよび電池端子と充電器との接触抵抗Raを合成
し、合成抵抗Rcとして考えると、 Rc=Rb+2・Ra となる。充電中の電池端子電圧Vo1は次の式で表され
る。 Vo1=ΔV+Vc=Ib・Rc+Vc
6のように示される。充電中の電池端子電圧Vo1は前
述したように、定電圧制御期間中であるため、充電電流
Ibが変化しても一定に制御されている。したがって、
上式を変形すると、 Vc=Vo1−ΔV Vc=Vo1−Ib・Rc Vc=K−ΔV となり、このときの検出点は図6のS1点となる。
きく変化(大きくなる:Rc’に変化)したときを考え
てみると、この場合も Vc’=Vo1−Ib・Rc’ Vc’=K−ΔV なる式が成立し、このときの検出点はS2点となる。な
お、Vc’は合成抵抗Rcの値が大きく変化したときの
電池内部電圧である。
化するだけで、Vc=Vc’という式が成立し、ΔVは
等電圧で検出されていることがわかる。以上のことか
ら、充電器に接続される電池が変って内部インピーダン
スRbが変化しても、また、電池端子と充電器との接触
抵抗Raが変化しても本実施例による電圧差ΔV検出方
式は、等電圧値で検出することができる。
る2次電池の場合、電池開放電圧と充電量との関係は、
一般的に相関関係が成り立つため、一定の充電量で検出
することができ、充電終了や満充電表示が可能になる。
ンスRbや電池端子と充電器との接触抵抗Raが変化し
ても、充電電流遮断前後の電圧差ΔVを測定し、これが
電池開放電圧を測定することになるため、一定の端子電
圧=充電容量という関係を検出して充電を適切に終了さ
せることができ、充電終了の検出が容易で、充電終了の
検出精度を向上させることができる。その結果、充電の
操作が簡単で、しかも接触抵抗の違いがあっても充電の
終了した電池間で充電容量にばらつきが生じることがな
いという効果を得られる。
電曲線に示すように、定電圧充電期間において一定の電
圧値となり、この電圧と充電電流遮断後の電圧(すなわ
ち、電池開放電圧)との電圧差を検出しているので、こ
の電圧差が相対値比較であることから、絶対値電圧を検
出する際に必要な基準電圧を必要としない。
出回路を用いた場合の絶対値ばらつき調整(オペアンプ
のオフセット調整やA/Dコンバータの基準電圧調整な
ど)を必要としない。その結果、回路構成を簡素化で
き、スペースを小さくできるとともに、コスト低減を図
ることができる。
(CPU)を使用して構成したが、電圧差ΔVの検出に
はオペアンプ等を使用することも可能である。また、本
実施例による電圧差ΔV検出方式は、電池電圧を一定に
精度良く検出することができるため、電池開放電圧と充
電量とに相関関係がある場合、充電中の充電容量をも検
出することが可能になる。
すブロック図である。本実施例の説明に当り、前記第1
実施例と同一構成部分には同一番号を付して重複説明を
省略する。図7において、整流・平滑回路7とスイッチ
部8の間には逆流防止用のダイオード41が介挿されて
いる。また、42は選択スイッチであり、選択スイッチ
42はダイオード41のアノード側(入力側)の電圧
(以下、A1点電圧という)と、スイッチ部8の出力側
の電圧(以下、A2点電圧という)とを交互にピックア
ップして電圧検出回路12へ選択出力するようになって
いる。上記選択スイッチ42および電圧検出回路12は
全体として電圧検出手段100を構成する。なお、A1
点電圧の測定点は、ダイオード41のアノード側(入力
側)でなく、ダイオード41のカソード側(出力側)に
あっても基本的に問題はないが、入力側にあった方がよ
り高精度にスイッチ部8の入力側電圧を検出できる。
制御回路13を含む回路部分の詳しい構成を示す図であ
り、本実施例の特徴部分である。この例は同じくCPU
を用いた例である。図8において、スイッチ部8の入力
側の電圧(すなわち、A1点電圧)と、スイッチ部8の
出力側の電圧(A2点電圧)とは、選択スイッチ42に
よって切り換えられて交互にA/Dコンバータ51に入
力されてA/D変換された後、CPU52に出力され
る。CPU52はA1点電圧とA2点電圧の差に基づい
て充電制御を行う。
は、例えばVTR(電子機器に相当)駆動用の電源供給
がある場合に、2次電池9からVTR(図示略)側へ電
流が流れ込まないようするために設けられている。な
お、このダイオード41の1次側は電子機器駆動用の電
源端子となっている。
U52によって実行される充電制御のプログラムを示す
フローチャートである。このフローチャートの説明に当
り、前記第1実施例と同一処理を行うステップには同一
番号を付して重複説明を省略する。
いで、ステップS5で充電電流を遮断し、ステップS1
1で選択スイッチ42(フローでは単に、SW2と表示
する)をスイッチ部8の入力側に切り換えるとともに、
ステップS12でA1点電圧VA1を測定する。また、
ステップS13では選択スイッチ42(すなわち、SW
2)をスイッチ部8の出力側に切り換え、ステップS1
4でA2点電圧VA2を測定する。
入力/出力側の電圧差ΔVを次式に従って演算する。 ΔV=VA1−VA2 その後、ステップS8に進み、電圧差ΔVを設定電圧値
(データV)と比較し、電圧差ΔV<データVとなる所
を検出する。電圧差ΔV<データVが成立しないとき
は、充電終了の遮断状態を解除してステップS1に戻っ
て同様の処理を繰り返し、ある一定期間充電を再開す
る。この期間はCPU52のタイマ設定でカウントし、
タイマ終了で再度充電電流を遮断して前述した電圧差Δ
Vの再測定を行う。
と、充電終了検出点又は満充電検出表示(例えば、充電
表示部23によって外部に表示)として処理し、充電を
終了する。
1は充電装置の無負荷時出力端子電圧に相当する。図1
0に本実施例の出力特性を示す。この場合、電池から外
部負荷であるVTRへの電流の逆流を防止するダイオー
ド41があるため、充電電流に依存した電圧降下が発生
する。この電圧降下はダイオード41の特性のばらつき
や温度特性により変化する。しかし、前述したように充
電電流遮断時のA1点電圧VA1は充電装置の無負荷時
出力電圧となるため、一定の電圧値(固定値)となる。
したがって、A1点電圧VA1は固定電圧値=Kとな
る。そのため、ΔV=K−VA2と変形できる。
は電池開放電圧を測定していることになるため、VA1
とVA2の電位差ΔVは結果的に電池開放電圧を測定し
ていることになり、VA2=Vc=電池開放電圧=K−
ΔVなる式で表される。
充電特性曲線は前述した図4に示すものと同様である。
また、図11は図4におけるX部を拡大した曲線を示し
ている。なお、図11においては説明の都合上、スイッ
チ部8をSW1で図示し、選択スイッチ42をSW2で
図示している。これらの図から明らかであるように、充
電電流遮断中の電圧差ΔVが電池電圧上昇に伴って減少
していくことが分かる。したがって、電圧差ΔVを算出
し、その値から電池電圧を推定することで、充電が終了
したか否かを正確に判断可能であることになる。
放電圧を検出するという処理は、充電電流遮断時のA1
点電圧VA1が一定の電圧となることが条件となる。こ
の場合、A1点電圧VA1は図4の定電流充電期間およ
び定電圧充電期間において、充電電流をスイッチ部8で
遮断しているため、充電装置の無負荷時出力電圧とな
る。したがって、定電流充電期間中の電池端子電圧変動
はスイッチ部8によって遮断することにより、無負荷時
電圧とすることができ、かつダイオード41の電圧変動
のない安定した電圧源を供給することができる。
なわち、スイッチ部8)入力と、出力の電圧差ΔVが2
次電池の内部インピーダンスや電池端子と充電装置との
接触抵抗などの影響を受けないことについて説明する。
スRbや電池端子と充電装置との接触抵抗Raと、スイ
ッチ部8のオン抵抗Rcおよびダイオード41のオン抵
抗Rdを合成し、合成抵抗をRtとして考えると、 Rt=2・Ra+Rb+Rc+Rd となる。充電中の電池端子電圧VA1は次の式で表され
る。 VA1=ΔV+Vb=Ib・Rt+Vc Vc=VA1−Ib・Rt
12のように示される。充電中の電池端子電圧VA1は
前述したように、充電装置の無負荷時出力電圧であるた
め、充電電流Ibが変化しても一定に制御されている。
したがって、上式を変形すると、 Vc=VA1−ΔV Vc=K−ΔV となり、このときの検出点は図12のS1点となる。
きく変化(大きくなる:Rt’に変化)したときを考え
てみると、この場合も Vc’=VA1−Ib・Rt’ Vc’=K−ΔV なる式が成立し、このときの検出点はS2点となる。な
お、Vc’は合成抵抗Rtの値が大きく変化したときの
電池内部電圧である。
変化するだけで、Vc=Vc’という式が成立し、ΔV
は等電圧で検出されていることがわかる。以上のことか
ら、充電器に接続される電池が変って内部インピーダン
スRbが変化しても、また、電池端子と充電器との接触
抵抗Ra、電流遮断のためのスイッチ部8のオン抵抗R
c、ダイオード41のオン電圧のばらつき等が変化して
も、本実施例による電圧差ΔV検出方式は、電池の開放
等電圧値で検出することができる。
る2次電池の場合、電池開放電圧と充電量との関係は、
一般的に相関関係が成り立つため、一定の充電量で検出
することができ、充電終了や満充電表示が可能になる。
ダンスRbや電池端子と充電器との接触抵抗Ra、電流
遮断のためのスイッチ部8のオン抵抗Rc、ダイオード
41のオン電圧等がばらついたとしても、充電電流遮断
時におけるスイッチ部8の入力と出力側の電圧差ΔVを
測定し得るため、上記各要素に影響しない電圧差=電池
開放電圧を検出することができる。
8の入力側電圧は充電器の無負荷時出力電圧となるた
め、負荷電流によって出力電圧が変動するような充電器
特性であっても、一定の基準電圧とすることができる。
したがって、充電終了の検出が容易で、充電終了の検出
精度を向上させることができる。その結果、充電の操作
が簡単で、しかも接触抵抗等の違いがあっても充電の終
了した電池間で充電容量にばらつきが生じることがない
という効果を得られる。
差があるかを検出しているため、これは結果的に相対値
比較を行っていることになる。したがって、絶対値電圧
測定で必要なさらなる基準電圧源を必要としない。例え
ば、オペアンプのオフセット調整やA/Dコンバータの
基準電圧調整などを必要としない。その結果、回路構成
を簡素化でき、スペースを小さくできるとともに、コス
ト低減を図ることができる。
示すブロック図である。本実施例の説明に当り、前記第
1実施例と同一構成部分には同一番号を付して重複説明
を省略する。図13において、61は選択スイッチであ
り、選択スイッチ61はスイッチ部8の入力側の電圧
(以下、A1点電圧という)と、スイッチ部8の出力側
の電圧(以下、A2点電圧という)とを交互にピックア
ップして電圧検出回路12へ選択出力するようになって
いる。上記選択スイッチ61および電圧検出回路12は
全体として電圧検出手段101を構成する。
電制御回路13を含む回路部分の詳しい構成を示す図で
あり、本実施例の特徴部分である。この例は同じくCP
Uを用いた例である。図14において、スイッチ部8の
入力側の電圧(A1点電圧)と、スイッチ部8の出力側
の電圧(A2点電圧)とは、選択スイッチ61によって
切り換えられて交互にA/Dコンバータ62に入力され
てA/D変換された後、CPU63に出力される。CP
U62はA1点電圧とA2点電圧の差に基づいて充電制
御を行う。なお、前記第2実施例と異なり、逆流防止用
のダイオードは設けられていない。、
PU62によって実行される充電制御のプログラムを示
すフローチャートである。このフローチャートの説明に
当り、前記第1実施例と同一処理を行うステップには同
一番号を付して重複説明を省略する。
いで、ステップS21で選択スイッチ61をスイッチ部
8の入力側に切り換えてA1点電圧Va1を測定する。
その後、ステップS22で急速充電をオフする。次い
で、ステップS23で選択スイッチ61をスイッチ部8
の出力側に切り換えてA2点電圧Va2を測定する。
入力/出力側の電圧差ΔVを次式に従って演算する。 ΔV=Va1−Va2 その後、ステップS8に進み、電圧差ΔVを設定電圧値
(データV)と比較し、電圧差ΔV<データVとなる所
を検出する。電圧差ΔV<データVが成立しないとき
は、充電終了の遮断状態を解除してステップS1に戻っ
て同様の処理を繰り返し、ある一定期間充電を再開す
る。この期間はCPU63のタイマ設定でカウントし、
タイマ終了で再度充電電流を遮断して前述した電圧差Δ
Vの再測定を行う。
と、充電終了検出点又は満充電検出表示(例えば、充電
表示部23によって外部に表示)として処理し、充電を
終了する。
定電圧充電期間で考えると、遮断前のA1点電圧(充電
中の電池端子電圧)は充電器30の出力制御回路11に
より一定の電圧に制御している。すなわち、一定の電圧
値=基準電圧とみなすことができる。したがって、遮断
前のA1点電圧の測定値Va1は固定電圧値となり、V
a1=K(固定電圧値)と置くことができ、ΔV=K−
Va2と変形できる。
は電池開放電圧を測定していることになるため、Va1
とVa2の電圧差ΔVは結果的に電池開放電圧を測定し
ていくことになる。したがって、Va2=Vc=電池開
放電圧=K−ΔVとして電池開放電圧を求めることがで
きる。
性曲線は前述した図4と同様である。また、図4のX部
を拡大した曲線も図5に示すものと同様である。これら
の図から明らかであるように、充電電流遮断中の電圧差
ΔVが電池電圧上昇に伴って減少していくことが分か
る。したがって、この電圧差ΔVを算出し、その値から
電池電圧を推定することで、充電が終了したか否かを正
確に判断可能であることになる。
放電圧を検出するという処理は、充電電流遮断前のA1
点電圧の測定値Va1が一定の電圧となる定電圧充電期
間で検出処理することが条件となる。そこで、次に、電
圧Va1が一定とならない図4の定電流充電期間につい
て考察する。
電圧差ΔVは定電圧充電期間の充電終了検出点のΔVに
比べ、非常に大きな電圧差となっている。これは、定電
流充電期間の充電電流値が充電終了検出時点の充電電流
と比べて大きいために、ΔV=Ib・Rb(ただし、I
b:充電電流、Rb:電池内部インピーダンスや接触抵
抗)なる式によって表される電圧降下が生じてしまうか
らである。
(データV)を定電流充電期間で発生するΔVの値より
も小さな電圧値として設定することにより、この第3実
施例でも定電流充電期間において上記同様に電圧差ΔV
<データVの成立を判別して充電終了検出を行っても誤
動作を回避することができる。
断前後の電圧差ΔVが2次電池9の内部インピーダンス
や電池端子と充電器との接触抵抗、選択スイッチ61の
オン抵抗などの影響を受けないことについて説明する。
ンスRbや電池端子と充電器との接触抵抗Raおよびス
イッチ部8のオン抵抗Rcを合成し、合成抵抗をRtと
して考えると、 Rt=Rb+2・Ra+Rc となる。充電中の電池端子電圧Va1は次の式で表され
る。 Va1=ΔV+Vb=Ib・Rt+Vc Vc=Va1−Ib・Rt
16のように示される。充電電流遮断前のA1点電圧の
測定値Va1は前述したように、充電器出力制御電圧で
あるため、充電電流Ibが変化しても一定に制御されて
いる。したがって、上式を変形すると、 Vc=Va1−ΔV Vc=Va1−Ib・Rt Vc=K−ΔV となり、このときの検出点は図16のS1点となる。
きく変化(大きくなる:Rt’に変化)したときを考え
てみると、この場合も Vc’=Va1−Ib・Rt’ Vc’=K−ΔV なる式が成立し、このときの検出点はS2点となる。な
お、Vc’は合成抵抗Rtの値が大きく変化したときの
電池内部電圧である。
変化するだけで、Vc=Vc’という式が成立し、ΔV
は等電圧で検出されていることがわかる。以上のことか
ら、充電器に接続される電池が変って内部インピーダン
スRbが変化しても、また、電池端子と充電器との接触
抵抗Raが変化しても本実施例による電圧差ΔV検出方
式は、等電圧値で検出することができる。
る2次電池の場合、電池開放電圧と充電量との関係は、
一般的に相関関係が成り立つため、一定の充電量で検出
することができ、充電終了や満充電表示が可能になる。
ダンスRbや電池端子と充電器との接触抵抗Ra、電流
遮断のためのスイッチ部8のオン抵抗Rc等がばらつい
たとしても、充電電流遮断前におけるスイッチ部8の入
力と、充電電流遮断後におけるスイッチ部8の出力側と
の電圧差ΔVを測定しているため、上記各要素に影響し
ない電圧差=電池開放電圧を検出することができる。
電終了の検出精度を向上させることができる。その結
果、充電の操作が簡単で、しかも接触抵抗等の違いがあ
っても充電の終了した電池間で充電容量にばらつきが生
じることがないという効果を得られる。
性となる2次電池は、一般的に端子電流と充電容量に相
関関係が成り立つため、前記電圧差を任意に設定するこ
とで、充電中の充電量をも検出することができる。
充電曲線に示すように、定電圧充電期間において一定の
電圧値となる。この電圧と充電電流遮断後の電圧(電池
開放電圧)との電圧差を検出するということは、結果的
に相対値比較を行っていることになる。したがって、絶
対値電圧測定で必要なさらなる基準電圧源を必要としな
い。例えば、オペアンプのオフセット調整やA/Dコン
バータの基準電圧調整などを必要としない。その結果、
回路構成を簡素化でき、スペースを小さくできるととも
に、コスト低減を図ることができる。
充電電流の遮断前におけるスイッチング手段近傍の電圧
と、遮断後におけるスイッチング手段よりも2次電池側
の電圧とを検出し、この電圧差がある設定電圧以下とな
る状態を検出することにより、満充電状態を判断して充
電を終了しているので、定電圧充電期間において電池電
圧が充電装置の出力設定電圧に近づくに従って充電電流
が減少し、上記電圧差も減少するという現象から、上記
電圧差を検出することにより、一定の端子電圧=充電容
量という関係を検出して充電を適切に終了させることが
できる。
ことができ、充電終了の検出精度を向上させることがで
きる。また、充電の操作が簡単で、しかも接触抵抗の違
いがあっても充電の終了した電池間で充電容量にばらつ
きが生じないという効果が得られる。
り、絶対値電圧を検出する際に必要な基準電圧を必要と
せず、電圧検出回路を用いた場合の絶対値ばらつき調整
(オペアンプのオフセット調整やA/Dコンバータの基
準電圧調整など)を要しない。その結果、回路構成を簡
素化でき、スペースを小さくできるとともに、コストを
低減することができる。
図である。
制御回路を含む回路部分の詳しい構成を示す図である。
チャートである。
示す図である。
示す図である。
図である。
制御回路を含む回路部分の詳しい構成を示す図である。
チャートである。
る。
示す図である。
を示す図である。
ク図である。
電制御回路を含む回路部分の詳しい構成を示す図であ
る。
ーチャートである。
を示す図である。
ある。
る。
Claims (6)
- 【請求項1】 2次電池を装着し、出力制御手段によっ
て所定電圧以下の充電を定電流で行い、該所定電圧を超
える充電を定電圧で行うように制御し、 スイッチング手段により2次電池への充電電流を所定周
期で遮断するとともに、 充電制御手段により該スイッチング手段の作動を制御し
て充電の制御を行う充電制御手段を有する充電装置にお
いて、 充電電流の遮断前における前記スイッチング手段近傍の
電圧と、該遮断後における前記スイッチング手段よりも
2次電池側の電圧とを検出する電圧検出手段を設け、 前記充電制御手段は、該電圧検出手段の出力に基づいて
前記スイッチング手段の作動を制御するようにしたこと
を特徴とする充電装置。 - 【請求項2】 前記充電制御手段は、充電電流の遮断前
における前記スイッチング手段近傍の電圧と、該遮断後
における前記スイッチング手段よりも2次電池側の電圧
との電位差を、基準値と比較する比較手段を有し、 該比較手段の比較結果によって充電の制御を行うことを
特徴とする請求項1記載の充電装置。 - 【請求項3】 前記充電制御手段は、交流・直流変換器
およびデジタル演算器を有することを特徴とする請求項
1記載の充電装置。 - 【請求項4】 前記電圧検出手段は、選択スイッチ手段
および電圧検出回路を有し、 該選択スイッチ手段は、電圧検出回路の入力側を、前記
スイッチング手段より充電電流供給側と、2次電池側と
に選択的に接続し、 充電電流の遮断前に、前記電圧検出回路の入力側を前記
スイッチング手段よりも充電電流供給側に接続して検出
処理を行うことを特徴とする請求項1記載の充電装置。 - 【請求項5】 前記スイッチング手段より充電電流供給
側に、電子機器駆動用の電源端子を有することを特徴と
する請求項4記載の充電装置。 - 【請求項6】 前記電子機器駆動用の電源端子が接続さ
れる前記充電電流供給路の接続点と、前記スイッチング
手段との間に、逆流阻止手段を設け、 前記2次電池側から前記電子機器側へ電流が流れないよ
うに構成したことを特徴とする請求項5記載の充電装
置。
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