JPH06139023A - サンプリング方法及び回路 - Google Patents
サンプリング方法及び回路Info
- Publication number
- JPH06139023A JPH06139023A JP30781592A JP30781592A JPH06139023A JP H06139023 A JPH06139023 A JP H06139023A JP 30781592 A JP30781592 A JP 30781592A JP 30781592 A JP30781592 A JP 30781592A JP H06139023 A JPH06139023 A JP H06139023A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力信号をサンプリング出力する際に、その
サンプリング周期内でホワイトノイズの除去処理を行え
るサンプリング方法を提供する。 【構成】 入力信号をサンプリングして所定のサンプリ
ング周期で逐次サンプリング信号を出力するサンプリン
グ方法において、サンプリング周期の正規のサンプリン
グ時点に加えて、各サンプリング周期を内分した時点を
含めた２個所以上のサンプリング時点で入力信号をサン
プリングする。次いで、各サンプリング周期ごとに、２
個所以上のサンプリング時点でサンプリングされた複数
のサンプリング信号を加算平均して正規のサンプリング
信号として出力させる。この際、内分した時点を含めた
サンプリング時点でサンプリングされて時系列的に加算
平均されることにより、伝送帯域全域に均等に分布する
ホワイトノイズは加算回数に応じて低減される。
サンプリング周期内でホワイトノイズの除去処理を行え
るサンプリング方法を提供する。 【構成】 入力信号をサンプリングして所定のサンプリ
ング周期で逐次サンプリング信号を出力するサンプリン
グ方法において、サンプリング周期の正規のサンプリン
グ時点に加えて、各サンプリング周期を内分した時点を
含めた２個所以上のサンプリング時点で入力信号をサン
プリングする。次いで、各サンプリング周期ごとに、２
個所以上のサンプリング時点でサンプリングされた複数
のサンプリング信号を加算平均して正規のサンプリング
信号として出力させる。この際、内分した時点を含めた
サンプリング時点でサンプリングされて時系列的に加算
平均されることにより、伝送帯域全域に均等に分布する
ホワイトノイズは加算回数に応じて低減される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号をサンプリン
グして所定のサンプリング周期でサンプリング信号を出
力するサンプリング方法及び回路に関するものである。
グして所定のサンプリング周期でサンプリング信号を出
力するサンプリング方法及び回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】伝送帯域全域にわたる周波数成分を有す
るランダムノイズであるホワイトノイズの混入は、一般
的なフィルタでは除去することができない。この問題を
解決するために、複数個の同一信号を位相を揃えて多重
加算して平均化することにより、ホワイトノイズを相殺
する加算平均方法が周知である。
るランダムノイズであるホワイトノイズの混入は、一般
的なフィルタでは除去することができない。この問題を
解決するために、複数個の同一信号を位相を揃えて多重
加算して平均化することにより、ホワイトノイズを相殺
する加算平均方法が周知である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この加
算平均方法では複数周期の同一信号が必要であり、した
がって同一信号となり得ない連続的に発生する不整脈等
を含む心電図信号、脳波等に重畳するホワイトノイズの
除去は不可能である。また、このような加算平均のため
には、複数周期の信号を記憶する必要があり、リアルタ
イムの除去は不可能である。
算平均方法では複数周期の同一信号が必要であり、した
がって同一信号となり得ない連続的に発生する不整脈等
を含む心電図信号、脳波等に重畳するホワイトノイズの
除去は不可能である。また、このような加算平均のため
には、複数周期の信号を記憶する必要があり、リアルタ
イムの除去は不可能である。
【０００４】本発明は、時間独立性により統計平均値が
０であるホワイトノイズは時系列的に加算しても相殺さ
れ得ることに着眼して、入力信号をサンプリング出力す
る際に、そのサンプリング周期内でホワイトノイズの除
去処理を行えるサンプリング方法及び回路を提供するこ
とを目的とする。
０であるホワイトノイズは時系列的に加算しても相殺さ
れ得ることに着眼して、入力信号をサンプリング出力す
る際に、そのサンプリング周期内でホワイトノイズの除
去処理を行えるサンプリング方法及び回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のサンプリング方
法は、この目的を達成するために、請求項１により、入
力信号をサンプリングして所定のサンプリング周期で逐
次サンプリング信号を出力するサンプリング方法におい
て、サンプリング周期の正規のサンプリング時点に加え
て、各サンプリング周期を内分した時点を含めた２個所
以上のサンプリング時点で入力信号をサンプリングし、
各サンプリング周期ごとに、２個所以上のサンプリング
時点でサンプリングされた複数のサンプリング信号を加
算平均して正規のサンプリング信号として出力すること
を特徴とする。
法は、この目的を達成するために、請求項１により、入
力信号をサンプリングして所定のサンプリング周期で逐
次サンプリング信号を出力するサンプリング方法におい
て、サンプリング周期の正規のサンプリング時点に加え
て、各サンプリング周期を内分した時点を含めた２個所
以上のサンプリング時点で入力信号をサンプリングし、
各サンプリング周期ごとに、２個所以上のサンプリング
時点でサンプリングされた複数のサンプリング信号を加
算平均して正規のサンプリング信号として出力すること
を特徴とする。
【０００６】サンプリング周期内の信号を加算平均する
ことに伴うサンプリング信号の周波数特性の劣化を抑制
するには、請求項２により、内分したサンプリング時点
を正規のサンプリング時点寄りに偏在させる。
ことに伴うサンプリング信号の周波数特性の劣化を抑制
するには、請求項２により、内分したサンプリング時点
を正規のサンプリング時点寄りに偏在させる。
【０００７】
【作用】請求項１において、入力信号は、内分した時点
を含めたサンプリング時点でサンプリングされて時系列
的に加算平均されることにより、伝送帯域全域に均等に
分布するホワイトノイズは加算回数に応じて低減され
る。したがって、各サンプリング周期ごとに、この間に
ホワイトノイズを低減処理されたサンプリング信号が出
力される。各サンプリング周期中の加算回数が多いほど
期待値０に接近してＳ／Ｎ比の改善率が向上する。
を含めたサンプリング時点でサンプリングされて時系列
的に加算平均されることにより、伝送帯域全域に均等に
分布するホワイトノイズは加算回数に応じて低減され
る。したがって、各サンプリング周期ごとに、この間に
ホワイトノイズを低減処理されたサンプリング信号が出
力される。各サンプリング周期中の加算回数が多いほど
期待値０に接近してＳ／Ｎ比の改善率が向上する。
【０００８】請求項２において、内分サンプリング時点
が正規のサンプリング時点の近くに偏在する程、正規の
サンプリング信号に近いサンプリング信号が加算平均さ
れ、したがって正規のサンプリング信号に対する加算平
均信号の周波数特性の劣化が抑制される。
が正規のサンプリング時点の近くに偏在する程、正規の
サンプリング信号に近いサンプリング信号が加算平均さ
れ、したがって正規のサンプリング信号に対する加算平
均信号の周波数特性の劣化が抑制される。
【０００９】
【実施例】図１は、本発明のサンプリング方法を適用さ
れた心電計の回路構成を示す。１は入力する心電図信号
を増幅する増幅器、２は正規のサンプリング周期Ｔ＝１
ｍｓよりも十分高速処理可能なＡ／Ｄコンバータ、３は
このＡ／Ｄコンバータから出力されるＡ／Ｄ変換信号を
加算平均しつつその加算平均信号を記憶し、かつ制御信
号に応答してその加算平均信号を出力すると共に、記憶
内容をリフレッシュするディジタル式加算平均手段であ
る。５はこのサンプリング信号をＤ／Ａ変換して表示面
に波形表示させるモニタ部、６はその記録を行うレコー
ダである。
れた心電計の回路構成を示す。１は入力する心電図信号
を増幅する増幅器、２は正規のサンプリング周期Ｔ＝１
ｍｓよりも十分高速処理可能なＡ／Ｄコンバータ、３は
このＡ／Ｄコンバータから出力されるＡ／Ｄ変換信号を
加算平均しつつその加算平均信号を記憶し、かつ制御信
号に応答してその加算平均信号を出力すると共に、記憶
内容をリフレッシュするディジタル式加算平均手段であ
る。５はこのサンプリング信号をＤ／Ａ変換して表示面
に波形表示させるモニタ部、６はその記録を行うレコー
ダである。
【００１０】４はこれらの各部の制御手段であり、図２
はその動作タイミングを示す。即ち、サンプリング周期
Ｔを等分数Ｍ＝５００で内分して１／５００ｍｓ間隔で
Ａ／Ｄコンバータ２にＡ／Ｄ変換を行わせる。さらに、
加算平均手段３に対して加算平均回数Ｌ＝１０として正
規のサンプリング時点から１／５００×９ｍｓ遡った時
点から１／５００ｍｓごとに入力するＡ／Ｄ変換信号を
逐次加算平均させ、サンプリング周期Ｔごとに１０個の
加算平均信号を正規のサンプリング周期のサンプリング
信号として出力させると共にリフレッシュさせる。
はその動作タイミングを示す。即ち、サンプリング周期
Ｔを等分数Ｍ＝５００で内分して１／５００ｍｓ間隔で
Ａ／Ｄコンバータ２にＡ／Ｄ変換を行わせる。さらに、
加算平均手段３に対して加算平均回数Ｌ＝１０として正
規のサンプリング時点から１／５００×９ｍｓ遡った時
点から１／５００ｍｓごとに入力するＡ／Ｄ変換信号を
逐次加算平均させ、サンプリング周期Ｔごとに１０個の
加算平均信号を正規のサンプリング周期のサンプリング
信号として出力させると共にリフレッシュさせる。
【００１１】このように構成されたサンプリング回路の
動作は、次の通りである。増幅器１で増幅された心電図
信号は、逐次Ａ／Ｄコンバータ２により１／５００ｍｓ
間隔で逐次Ａ／Ｄ変換されると共に、正規のサンプリン
グ時点と、その直前に偏在した１／５００ｍｓ間隔の９
個の内分サンプリング時点のＡ／Ｄ変換信号が、加算平
均手段３で加算平均される。これにより、１ｍｓの正規
のサンプリング周期Ｔごとに、その間に１０個のＡ／Ｄ
変換信号が加算平均されて正規のサンプリング信号とし
て出力される。このサンプリング信号は、モニタ部５で
Ｄ／Ａ変換され、アナログの心電図信号に復元されて波
形表示され、また同様にレコーダ６で波形記録が行われ
る。
動作は、次の通りである。増幅器１で増幅された心電図
信号は、逐次Ａ／Ｄコンバータ２により１／５００ｍｓ
間隔で逐次Ａ／Ｄ変換されると共に、正規のサンプリン
グ時点と、その直前に偏在した１／５００ｍｓ間隔の９
個の内分サンプリング時点のＡ／Ｄ変換信号が、加算平
均手段３で加算平均される。これにより、１ｍｓの正規
のサンプリング周期Ｔごとに、その間に１０個のＡ／Ｄ
変換信号が加算平均されて正規のサンプリング信号とし
て出力される。このサンプリング信号は、モニタ部５で
Ｄ／Ａ変換され、アナログの心電図信号に復元されて波
形表示され、また同様にレコーダ６で波形記録が行われ
る。
【００１２】図４は入力する心電図信号を通常のサンプ
リング方法（Ｍ＝１、Ｌ＝０）に従いサンプリング周期
Ｔ＝１ｍｓで単にサンプリングした信号をＤ／Ａ変換し
て、アナログの心電図信号に再生したモニタ部５の波形
を示す。図５は同一の心電図信号を同一増幅度で増幅し
て、前述の実施例（Ｍ＝５００、Ｌ＝１０）により加算
平均したサンプリング信号のモニタ部５での波形を示
す。これらの心電図信号の対比から分かるように、ホワ
イトノイズは、Ａ／Ｄコンバータ２のランダムな内部雑
音も含めて１０回の加算平均により相応に相殺され、そ
の雑音電力は従来の加算平均方法における同相同一信号
の加算回数Ｎに対する１／√（Ｎ）に対応して、１／√
（Ｌ）＝１／√（１０）に低減される。
リング方法（Ｍ＝１、Ｌ＝０）に従いサンプリング周期
Ｔ＝１ｍｓで単にサンプリングした信号をＤ／Ａ変換し
て、アナログの心電図信号に再生したモニタ部５の波形
を示す。図５は同一の心電図信号を同一増幅度で増幅し
て、前述の実施例（Ｍ＝５００、Ｌ＝１０）により加算
平均したサンプリング信号のモニタ部５での波形を示
す。これらの心電図信号の対比から分かるように、ホワ
イトノイズは、Ａ／Ｄコンバータ２のランダムな内部雑
音も含めて１０回の加算平均により相応に相殺され、そ
の雑音電力は従来の加算平均方法における同相同一信号
の加算回数Ｎに対する１／√（Ｎ）に対応して、１／√
（Ｌ）＝１／√（１０）に低減される。
【００１３】このように、サンプリング周期Ｔを等分数
Ｍで等間隔で内分して正規のサンプリング時点ｎＴに、
その時点の前後の周期Ｔ／Ｍの内分サンプリグ時点のＬ
−１回を含めてＬ回で加算平均するときの正規のサンプ
リング信号出力は、次の数式１のように一般化される。
Ｍで等間隔で内分して正規のサンプリング時点ｎＴに、
その時点の前後の周期Ｔ／Ｍの内分サンプリグ時点のＬ
−１回を含めてＬ回で加算平均するときの正規のサンプ
リング信号出力は、次の数式１のように一般化される。
【００１４】
【数１】
【００１５】ここで、Ｍ＞１、 １≦Ｌ≦Ｍ、 −（Ｌ
−１）≦ｍ1 ≦０、 ｍ2 −ｍ1 ＝Ｌ−１ 前述の実施例は、数式１においてＭ＝５００、Ｌ＝１
０、ｍ1 ＝０、ｍ2 ＝９に設定した場合に相当する。ま
た、ｍ1 ＝０に代えてｍ1 ＝−（Ｌ−１）＝−９に設定
することにより、図３Ａに示すように、内分サンプリン
グ時点の偏在領域を正規のサンプリング時点ｎＴの直後
に設定することもできる。例えば、ｍ1＝４に設定する
ことにより、図３Ｂに示すように、正規のサンプリング
時点ｎＴの両側に設定することもできる。これらの制御
手段４の制御信号を変更した変形例の場合、加算平均回
数が同数であるために、雑音低減率は同一であるが、例
えばｍ1 ＝０においてＭ＝５００、Ｌ＝１００、ｍ2 −
ｍ1 ＝９９に設定して加算回数を増加させると、ホワイ
トノイズ電力は１／√（１００）に対応して減少する。
さらに、Ｌ＝Ｍ＝５００に設定すると、１／√（５０
０）に対応して図６に示すように、図５に示す心電図信
号よりも一層雑音レベルは減少する。
−１）≦ｍ1 ≦０、 ｍ2 −ｍ1 ＝Ｌ−１ 前述の実施例は、数式１においてＭ＝５００、Ｌ＝１
０、ｍ1 ＝０、ｍ2 ＝９に設定した場合に相当する。ま
た、ｍ1 ＝０に代えてｍ1 ＝−（Ｌ−１）＝−９に設定
することにより、図３Ａに示すように、内分サンプリン
グ時点の偏在領域を正規のサンプリング時点ｎＴの直後
に設定することもできる。例えば、ｍ1＝４に設定する
ことにより、図３Ｂに示すように、正規のサンプリング
時点ｎＴの両側に設定することもできる。これらの制御
手段４の制御信号を変更した変形例の場合、加算平均回
数が同数であるために、雑音低減率は同一であるが、例
えばｍ1 ＝０においてＭ＝５００、Ｌ＝１００、ｍ2 −
ｍ1 ＝９９に設定して加算回数を増加させると、ホワイ
トノイズ電力は１／√（１００）に対応して減少する。
さらに、Ｌ＝Ｍ＝５００に設定すると、１／√（５０
０）に対応して図６に示すように、図５に示す心電図信
号よりも一層雑音レベルは減少する。
【００１６】図７は前述した種々のサンプリング方法例
の周波数特性を示す。通常のサンプリング方法の場合
（Ｍ＝１、Ｌ＝０）、サンプリング周期Ｔ＝１ｍｓ（サ
ンプリング周波数＝１ｋＨｚ）において、５００Ｈｚ程
度までの周波数成分を含む心電図信号に対して、１ｋＨ
ｚの周波数領域で振幅劣化のない特性Ａとなる。一方、
サンプリング周期Ｔ間を等分して全て加算平均する場合
（Ｌ＝Ｍ＝５００）、特性Ｄとなる。特性ＣはＭ＝５０
０、Ｌ＝１００の場合であり、Ｌ／Ｍ＝０．２を越える
周波数特性の劣化は大巾に減少する。前述の図１の実施
例の場合（Ｍ＝５００、Ｌ＝１０）、Ｌ／Ｍ＝０．０２
となり、特性Ｂとなり、周波数特性の劣化は実質上零に
抑制できる。
の周波数特性を示す。通常のサンプリング方法の場合
（Ｍ＝１、Ｌ＝０）、サンプリング周期Ｔ＝１ｍｓ（サ
ンプリング周波数＝１ｋＨｚ）において、５００Ｈｚ程
度までの周波数成分を含む心電図信号に対して、１ｋＨ
ｚの周波数領域で振幅劣化のない特性Ａとなる。一方、
サンプリング周期Ｔ間を等分して全て加算平均する場合
（Ｌ＝Ｍ＝５００）、特性Ｄとなる。特性ＣはＭ＝５０
０、Ｌ＝１００の場合であり、Ｌ／Ｍ＝０．２を越える
周波数特性の劣化は大巾に減少する。前述の図１の実施
例の場合（Ｍ＝５００、Ｌ＝１０）、Ｌ／Ｍ＝０．０２
となり、特性Ｂとなり、周波数特性の劣化は実質上零に
抑制できる。
【００１７】即ち、加算平均にされたサンプリング信号
の周波数特性はＬ／Ｍに対応し、この値が小さくなる
程、つまり同一Ｌの値に対してそのサンプリング時点が
正規のサンプリング時点に接近する程劣化が抑制され
る。したがって、本発明によるサンプリング方法を実施
する場合、先ずサンプリング定理によってサンプリング
周期Ｔを入力信号の周波数帯域ｆに対してＴ＝１／２ｆ
より決定する。次に、出力信号の所望のＳ／Ｎ比に対応
してＬを決定し、周波数特性の許容できる劣化度合に応
じてＬの偏在領域を決定する。つまり、サンプリング周
期Ｔを当間隔で内分する場合、等分数をＭとしてＬ／Ｍ
を劣化度合に応じて設定し、Ｍを決定する。サンプリン
グ周期Ｔを丁度１／２ｆに設定するのでなく、余裕を持
たせて１／２ｆよりも短く設定する場合、相応してＬ／
Ｍを大きくできる。場合によっては、回路構成を簡単に
するためにＬ＝Ｍにすることを前提にして、サンプリン
グ周期Ｔを決定することも考えられる。
の周波数特性はＬ／Ｍに対応し、この値が小さくなる
程、つまり同一Ｌの値に対してそのサンプリング時点が
正規のサンプリング時点に接近する程劣化が抑制され
る。したがって、本発明によるサンプリング方法を実施
する場合、先ずサンプリング定理によってサンプリング
周期Ｔを入力信号の周波数帯域ｆに対してＴ＝１／２ｆ
より決定する。次に、出力信号の所望のＳ／Ｎ比に対応
してＬを決定し、周波数特性の許容できる劣化度合に応
じてＬの偏在領域を決定する。つまり、サンプリング周
期Ｔを当間隔で内分する場合、等分数をＭとしてＬ／Ｍ
を劣化度合に応じて設定し、Ｍを決定する。サンプリン
グ周期Ｔを丁度１／２ｆに設定するのでなく、余裕を持
たせて１／２ｆよりも短く設定する場合、相応してＬ／
Ｍを大きくできる。場合によっては、回路構成を簡単に
するためにＬ＝Ｍにすることを前提にして、サンプリン
グ周期Ｔを決定することも考えられる。
【００１８】また、このような偏在した内分サンプリン
グ時点は、等分数Ｍを基準にするのでなく、例えば図３
Ａの場合サンプリング周期Ｔの正規のサンプリング時点
を基準に９個の間欠的に発生する内分用サンプリングパ
ルスを基準にしても良い。さらに、図１の実施例におい
て、Ａ／Ｄコンバータ２を周期Ｔ／Ｍで作動させるので
なく、実際に加算平均を行うＬ個の時点でのみＡ／Ｄ変
換動作を行わせても良い。加算平均をディジタル信号と
して加算したが、場合によっては遅延線路等を用いたア
ナログ式の加算を行っても良い。本発明は、心電図信号
に限らず、ホワイトノイズを抑制してＳ／Ｎ比を向上さ
せたいあらゆる入力信号の処理に対して適用でき、Ｄ／
Ａ変換することなく、ディジタル信号のままデータ処理
を行う場合にも適用可能である。
グ時点は、等分数Ｍを基準にするのでなく、例えば図３
Ａの場合サンプリング周期Ｔの正規のサンプリング時点
を基準に９個の間欠的に発生する内分用サンプリングパ
ルスを基準にしても良い。さらに、図１の実施例におい
て、Ａ／Ｄコンバータ２を周期Ｔ／Ｍで作動させるので
なく、実際に加算平均を行うＬ個の時点でのみＡ／Ｄ変
換動作を行わせても良い。加算平均をディジタル信号と
して加算したが、場合によっては遅延線路等を用いたア
ナログ式の加算を行っても良い。本発明は、心電図信号
に限らず、ホワイトノイズを抑制してＳ／Ｎ比を向上さ
せたいあらゆる入力信号の処理に対して適用でき、Ｄ／
Ａ変換することなく、ディジタル信号のままデータ処理
を行う場合にも適用可能である。
【００１９】
【発明の効果】以上、請求項１又は３の発明によれば、
複数個の同一信号を同相状態で加算する従来の加算平均
方法に対して、サンプリング周期間を内分した時系列の
加算平均により、ランダム雑音がリアルタイムで低減可
能になる。したがって、同一信号を複数個用意する必要
がなく、単に連続的に変化する信号中のホワイトノイズ
を低減させることも可能となり、回路構成も簡単で応用
範囲も拡がることになる。
複数個の同一信号を同相状態で加算する従来の加算平均
方法に対して、サンプリング周期間を内分した時系列の
加算平均により、ランダム雑音がリアルタイムで低減可
能になる。したがって、同一信号を複数個用意する必要
がなく、単に連続的に変化する信号中のホワイトノイズ
を低減させることも可能となり、回路構成も簡単で応用
範囲も拡がることになる。
【００２０】請求項２又は４の発明によれば、内分サン
プリング時点をサンプリング周期ごとの正規のサンプリ
ング時点寄りに偏在させることにより、サンプリング信
号出力の周波数特性の劣化を抑制した上で、ホワイトノ
イズの低減が可能になる。
プリング時点をサンプリング周期ごとの正規のサンプリ
ング時点寄りに偏在させることにより、サンプリング信
号出力の周波数特性の劣化を抑制した上で、ホワイトノ
イズの低減が可能になる。
【図１】本発明のサンプリング方法を実施する回路の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】同回路の動作タイミングを示す図である。
【図３】同回路の変形例の動作タイミングを示す図であ
る。
る。
【図４】同回路に対応する通常サンプリング回路の出力
信号を示す図である。
信号を示す図である。
【図５】同回路の出力信号を示す図である。
【図６】同回路の変形例の出力信号を示す図である。
【図７】同回路及びその変形例によるサンプリング回路
の周波数特性を対比する図であ
の周波数特性を対比する図であ
１ 増幅器 ５ モニタ部 ６ レコーダ
Claims (4)
- 【請求項１】 入力信号をサンプリングして所定のサン
プリング周期で逐次サンプリング信号を出力するサンプ
リング方法において、 前記サンプリング周期の正規のサンプリング時点に加え
て、前記各サンプリング周期を内分した時点を含めた２
個所以上のサンプリング時点で前記入力信号をサンプリ
ングし、 前記各サンプリング周期ごとに、前記２個所以上のサン
プリング時点でサンプリングされた複数のサンプリング
信号を加算平均して正規のサンプリング信号として出力
することを特徴とするサンプリング方法。 - 【請求項２】 内分したサンプリング時点を正規のサン
プリング時点寄りに偏在させたことを特徴とする請求項
１のサンプリング方法。 - 【請求項３】 入力信号をサンプリングして所定のサン
プリング周期で逐次サンプリング信号を出力するサンプ
リング回路において、 アナログ入力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ
と、このＡ／ＤコンバータでＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ変
換信号を加算平均する加算平均手段と、前記サンプリン
グ周期の正規のサンプリング時点に加えて、前記各サン
プリング周期を内分した時点を含めた２個所以上のサン
プリング時点で前記各Ａ／ＤコンバータにＡ／Ｄ変換を
行わせ、かつ前記各加算平均手段に前記各サンプリング
周期ごとに、前記２個所以上のサンプリング時点で出力
される複数の前記Ａ／Ｄ変換信号を加算平均させた加算
平均信号を前記各サンプリング周期ごとにリフレッシュ
しつつ正規のサンプリング信号として出力させる制御手
段とを備えたことを特徴とするサンプリング回路。 - 【請求項４】 内分したサンプリング時点をサンプリン
グ周期のサンプリング時点寄りに偏在させたことを特徴
とする請求項３のサンプリング回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30781592A JPH06139023A (ja) | 1992-10-23 | 1992-10-23 | サンプリング方法及び回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30781592A JPH06139023A (ja) | 1992-10-23 | 1992-10-23 | サンプリング方法及び回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06139023A true JPH06139023A (ja) | 1994-05-20 |
Family
ID=17973549
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30781592A Pending JPH06139023A (ja) | 1992-10-23 | 1992-10-23 | サンプリング方法及び回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06139023A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016103820A (ja) * | 2014-11-14 | 2016-06-02 | ケースレー・インスツルメンツ・インコーポレイテッドＫｅｉｔｈｌｅｙ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ，Ｉｎｃ． | データ・サンプル生成方法 |
| JP2018078568A (ja) * | 2016-11-13 | 2018-05-17 | アナログ ディヴァイスィズ インク | アナログ−デジタル変換器フロントエンド用ダイナミックアンチエイリアスフィルタ |
| CN112598536A (zh) * | 2020-12-16 | 2021-04-02 | 上海全应科技有限公司 | 锅炉给粉机瞬时入炉煤量计算模型构建、计算方法及系统 |
-
1992
- 1992-10-23 JP JP30781592A patent/JPH06139023A/ja active Pending
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