JPH059643B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、電磁マルチバルブのスプール等の位
置決めに使用するON／OFF電磁弁とフイードバ
ツク位置センサ及びピストンとシリンダで構成さ
れる油圧アクチユエータの位置決め制御回路に関
するものである。

（従来技術） ピストンシリンダ装置のそれぞれの圧力室に接
続された２個のON／OFFの３方向電磁切換弁の
内部または外部にチエツク弁を設け、位置決めさ
れている場合は、両方の３方向電磁切換弁をON
状態とし、負荷スプリングとチエツク弁の作用で
中間位置に停止させることができるピストンシリ
ンダ装置の位置決め精度を良くするための制御回
路として、フイードバツク位置センサから得られ
る現在値と指令値との偏差に比例したOFF時間
のパルスを電磁切換弁に与える方法があり、その
例として実開昭63−187703号公報に示す方法があ
る。

（発明が解決しようとする課題） 偏差に比例したOFF時間のパルスを電磁切換
弁に与える方法においては以下の課題がある。

(1) ピストンシリンダ装置の位置決めにON／
OFF電磁弁を使用する目的としては、加工精
度がサーボ弁や電磁比例弁程には要求されず安
価に製作できるということがあり、この条件を
残す限りにおいては、パルスに対する個々の電
磁切換弁の作動具合いのバラツキの大きいもの
である。

また、電磁切換弁の可動鉄心とガイド間の摺
動抵抗やシリンダとピストン間のシールによる
摺動抵抗等があるため一定のOFF時間のパル
スを同一の電磁切換弁に与えた場合においても
電磁切換弁の作動具合いやチエツク弁およびピ
ストンの動きに大きな差が見られる場合があ
る。それから当然のこととして、切換回数、摺
動回数が増加すれば経年変化という形で電磁切
換弁の作動具合いやピストンの動きに差が出て
くる。

これらの機差や経年変化が位置決め精度に及
ぼす影響を少なくする方法として偏差に対する
パルスのOFF時間の変化率を大きくすること
も考えられるが、このようにすると偏差−パル
ス幅変換の行える比例領域が少なくなるため
に、何かの原因で行き過ぎが生じた場合や
ON／OFF電磁弁の特性のバラツキによりハン
チングをおこす恐れが出てくる。

(2) 本考案に関するピストンシリンダ装置は、そ
れぞれの圧力室に接続された２個のON／OFF
の３方向電磁切換弁の内部または外部にチエツ
ク弁を設け、位置決めされている場合は両方の
３方向電磁切換弁をON状態とし、負荷スプリ
ングとチエツク弁の作用で中間位置に停止させ
ることができるものである。

ピストンを移動させる場合は進行方向の圧力
室に接続された３方向電磁切換弁をOFFとす
ることで圧力室の圧力をタンク圧とし、引つ張
るようにピストンを移動するものであるが、第
１図のようにスプリング力に対抗して進む場合
と第２図のようにスプリング力に加勢されて進
む場合の大きく異なる２つの制御形態が存在す
る。

スプリング力に対抗して進む場合は、OFF
する電磁切換弁が充分に切換わつていないと移
動しないのに対して、スプリング力に加勢され
て進む場合は、OFFする電磁切換弁が充分に
切換わつている必要はなく、電磁切換弁の切換
え過渡状態にて、圧力室の圧油がタンク側に漏
れるだけで移動を開始する。

そこで、実開昭63−187703号公報に示す回路
での偏差に対するパルスのON時間比率（ON
デユーテイ）の変化を書換えてみると第６図の
ように表すことができる。

スプリング力に対抗して進む場合は、主とし
てＡの部分、スプリング力に加勢されて進む場
合は、主としてＢの部分を使用することにな
る。

不感帯を越えた直後のパルスのON時間比率
を小さくするか、パルスのOFF時間そのもの
を長くすれば（パルスの周期を長くする等）、
不感帯を越えた直後のパルスのON時間比率で
いずれの方向にも移動するが、パルスのON時
間比率が小さくなりすぎると電磁切換弁のプラ
ンジヤが完全に戻りきつてしまうと共に、コイ
ルのインダクタンスに蓄積されていた電磁エネ
ルギーも完全に放出されてしまうため電磁切換
弁のONおくれ時間の改善ができなくなる。

このため、スプリング力に加勢されて進む方
向では、不感帯内での位置停止ができなくなり
ハンチング状態となる。

そこで、ハンチング状態にならないように余
裕をみて、不感帯を越えた直後（Ｃ点）のパル
スのON時間比率を大きくすると、第７図のＢ
の部分が実質上の不感帯となり不感帯幅が拡大
される。

しかし従来の方法では、電池切換弁の電気的
特性のバラツキや電源電圧変動及び油温の変動
を考慮した上で、上記２つの異なる制御状態に
ついてバランスのとれた最小OFFパルス幅及
びパルス周期を選択することは困難であつた。

一方、偏差に対するパルスのOFF時間比率
の変化率またはON時間比率の変化率、つまり
サーボゲインについて考えてみると、スプリン
グ力に対抗して進む場合は、電磁切換弁が完全
にOFF状態になるまでにしないとピストンが
移動しないため、次に偏差が“０”になつた時
にON状態にして停止させようとしても、電磁
コイルのインダクタンスにより充分なコイル電
流が直ちに流れないため、直ちに停止すること
ができず行き過ぎを生じる。

次に、この行き過ぎを補正するために、スプ
リング力に加勢されて進む方向の電磁切換弁を
OFFにするが、この時、電磁切換弁を完全に
OFFする状態までにすると同様に電磁コイル
のインダクタンスにより直ちに停止することが
できずハンチング状態になるので、スプリング
力に対抗して進む場合に生じた行き過ぎ状態に
おいても、スプリング力に加勢されて進む方向
の電磁切換弁には、完全にOFF状態になるこ
とのないパルス電圧が印加されている必要があ
る。

このため、偏差に対するパルスのOFF時間
比率の変化率、つまりサーボゲインもそれ程大
きくすることができない。

このようにサーボゲインを大きくすることが
できない上に、個々の電磁切換弁の応答おくれ
のバラツキが大きいために、応答性の悪い電磁
弁で制御されるピストンシリンダ装置において
は、より一層実質上の不感帯が大きくなるもの
であつた。

従来の偏差−パルス幅変調という思考におい
てピストンシリンダ装置の位置決め精度を良く
しようとすると、パルスに比例するか、電流に
比例するかの違いだけで電磁比例弁やサーボ弁
と同様の性能が必要になる。

(3) 商業電力からの誘導ノイズ等の定常的な外乱
が、ジヨイステツク等の指令装置からの指令信
号線やフイードバツク位置センサからのフイー
ドバツク信号線及び制御装置に入力された場
合、この誘導ノイズに同期してピストンシリン
ダ装置のピストンが振動することがあるため、
制御装置の不感帯の大きさは、この誘導ノイズ
の大きさより大きな値に設定する必要がある。

しかしながら誘導ノイズの大きさは、指令信
号線やフイードバツク信号線の長さや商業電力
線からの距離、シールド処理の有無及び処理方
法など、つまり制御装置の回路構成以外の要因
により決まる場合が多い。

つまり、通常想定できる誘導ノイズが入力さ
れた場合においてもピストンシリンダ装置のピ
ストンが振動しないように制御装置の不感帯の
大きさを設定するならば、誘導ノイズが入力さ
れないように充分注意した場合に比較して大き
な不感帯が必要となる。

発明の課題は、従来の偏差−パルス幅変調と
いう思考とは異なる制御方法を採用することで
個々の電磁切換弁の応答おくれ時間のバラツキ
をピストンシリンダ装置の位置決め精度に影響
させず、オペレータにはほとんど感じない程度
において、ジヨイステツクを操作した後のピス
トンシリンダ装置の応答時間に影響するように
したピストンシリンダ装置の位置決め制御回路
を提供することにある。

つまり、建設機械の遠隔操作に使用する電磁
マルチバルブのスプールの動きに要求されるこ
とを考えてみると、まず、オペレータがブーム
やアームを上下いずれかの方向に動かそうとし
てジヨイステツクを操作する。

スタート時と停止時はブームやアームのシリ
ンダが低速で動くように、中間では中速から高
速で動くようにバケツトやフツクの先端等の動
きを見ながらジヨイステツクを操作する。

このようなことから、ブームやアームの速度
の分解能、つまり電磁マルチバルブに取付けた
ピストンシリンダ装置の位置決め精度はオペレ
ータがジヨイステツクを操作した時に操作でき
る指令信号の分解能と同等まで要求されるのに
対して、ジヨイステツクを操作した後オペレー
タが希望するブームやアームのシリンダ速度に
なるまでは、オペレータが目で見て判断しジヨ
イステツクにより修正する程度の時間または、
これらの操作をしたときに違和感を感じない程
度の遅れがあつても良いと言える。

この時間は一般的に0.2〜0.3秒程度と言われ
ている。

４ 課題を解決するための手段 このため本発明は、ピストンシリンダ装置に備
えられ、それぞれの圧力室に接続された２個の
ON／OFFの３方向電磁切換弁の内部または外部
にチエツク弁を設け、位置決めされている場合
は、両方の３方向電磁切換弁をON状態とし、チ
エツク弁の作用で中間位置に停止させることがで
きるピストンシリンダ装置の位置決め制御回路に
おいて、前記ピストンの位置を指示する指令装置
と、前記ピストンの位置を検出するフイードバツ
クセンサと、前記指令装置からの指令信号と、前
記フイードバツクセンサからのフイードバツク信
号との差を検出する偏差検出回路と前記偏差検出
回路の出力信号に基づき、前記ピストンを保持し
続けるかまたは、いずれかの方向に移動するかを
判断する単数または複数の比較回路と、前記比較
回路の出力信号に基づき電磁切換弁をONにする
方向には急速に充電または放電し、OFFにする
方向には緩やかに放電または充電する充放電回路
と、前記充放電回路の出力電圧に比例した出力パ
ルスに変換する電圧−パルス幅変換回路とを備え
ていることを特徴とするピストンシリンダ装置の
位置決め制御回路としたものである。

（実施例） 第３図に本発明に係わる位置決め制御回路の実
施例を示す。

この制御回路は第１図の油圧回路に適用される
ものである。

第３図において符号５１は、第１図でフイード
バツクセンサ５１として示されたフイードバツク
用位置センサとしての作用を有する差動トランス
であり、差動トランス５１は、ピストンに直結さ
れたコア５０１の位置変化によりのピストン位置
を検出する。

差動トランス５１の出力は検波回路５３によつ
てピストンのストロークに比例した直流電圧に変
換され、次段の偏差検出回路５４に入力される。

偏差検出回路５４は、ジヨイステツク５２から
の指令電圧と差動トランス５１からのフイードバ
ツク電圧との差を出力する。

符号５１６は、センタ電圧調整用の半固定可変
抵抗器である。

符号５６は比較回路であり、偏差検出回路５４
の出力電圧により、どの電磁切換弁をOFFにす
るかという論理判断機能を有する。

比較回路５６の出力側には、Ｃ−MOSインバ
ータ５１８，５２０（例えばモトローラ社
MC14069）を設けているが、これは、比較器と
して使用している演算増幅器の出力振幅を大き
く、かつ対称にするために、また電流制限機能に
注目して設けたものであるが、必ずしも必要とは
しないものである。

符号５７は、ダイオード５０２，５０３の作用
によりONにする方向には急速に充電し、OFFに
する方向には緩やかに放電する充放電回路であ
る。

符号５０４，５０５は、充放電用コンデンサで
あり、符号５０６，５０７は放電抵抗である。

符号６０は公知の三角波発振回路であり、この
回路より経過時間に比例して上昇および下降を繰
り返す三角波の出力電圧が得られる。

符号５８は前記充放電回路の出力電圧に比例し
た出力パルスに変換する、電圧−パルス幅変換回
路であり、前記三角波発振回路６０の出力電圧と
前記充放電回路の出力電圧とを比較することで電
圧−パルス幅変換を行つている。

符号５５は、ジヨイステツク５２が操作されて
いないことを検出し、偏差検出回路５４の出力電
圧に無関係に両方の３方向電磁切換弁をOFFに
するジヨイステツク５２の不感帯検出回路であ
り、この出力は、Ｃ−MOSゲート回路（例えば
モトローラ社MC14081）で構成されるスイツチ
回路５９に入力される。

符号６１は、スイツチ回路５９から出力される
電圧パルスを電磁切換弁の切換えができる程度の
電圧および電流のパルスにするドライブ回路であ
る。

符号５１０，５１２は、電磁切換弁５１３，５
１４をOFFした時に発生するサージ電圧により
パワートランジスタ５０９，５１１が耐電圧を越
えて破損されるのを防止するサージ吸収器であ
る。

ここで第１図のピストシリンダ装置を接続した
場合の回路の動作を見ることにする。

なお、電磁切換弁のONおくれ時間を10ｍsec、
電磁切換弁のOFFおくれ時間および電磁コイル
の電磁エネルギーがサージ吸収器に完全に吸収さ
れてしまうまでの時間を２ｍsecと仮定する。

いま第１図のピストンシリンダ装置に接続され
た両方の電磁切換弁がON状態にあり、ピストン
が中間の位置に保持されているものとする。ジヨ
イステツク５２が操作されて指令電圧が変化し、
偏差検出回路５４の出力が＋6.1V以上になると
比較器５１７の出力が“１”になり、インバータ
５１８の出力が“０”になる。もう一方の比較器
５１９の出力は“０”の状態のままであり、イン
バータ５２０の出力も“１”の状態を維持する。

一方、偏差検出回路５４の出力が＋5.9V以下
になると比較器５１９の出力が“１”になり、イ
ンバータ５２０の出力が“０”になる。もう一方
の比較器５１７の出力は“０”の状態のままであ
り、インバータ５１８の出力も“１”の状態を保
持する。

また、偏差検出回路５４の出力が＋5.9V〜＋
6.1Vの間であれば、両方のインバータ５１８，
５２０の出力は“１”の状態を保持する。

この間が偏差検出回路５４の不感帯の幅とな
る。

インバータの出力が“０”になつた方の充放電
回路のコンデンサ５０４または５０５の電荷は放
電抵抗５０６または５０７により放電され、コン
デンサ５０４または５０５の電圧は第５図のよう
に時間と共に下降する曲線を描く。

回路定数として、充放電回路の充電時間の時定
数は0.1ｍsec、放電時間の時定数は200ｍsec、ま
た、放電開始後、電磁切換弁にパルス電圧が印加
されるまでのおくれ時間は、50ｍsecに設定され
ているものと仮定する。

逆に、以上の仮定に基づき、回路の電源電圧を
12V、ダイオード５０２，５０３での電圧ドロツ
プを0.6Vとして三角波発振回路６０の出力電圧
の振幅を求めれば、3.12V〜8.88Vとなる。

ここでは、12V／２＝6Vに対して対称の電圧
にしているが、対称にこだわるよりは、放電開始
後、電磁切換弁にパルス電圧が印加されるまでの
おくれ時間を25ｍsec程度まで短縮し、なるべく
放電時間の時定数を長くとれるようにした方が良
い。

第５図の斜線で示した部分は、前記仮定に基づ
き後段の電圧−パルス幅変換でパルス幅変調され
るコンデンサ５０４または５０５の電圧範囲を示
している。

つまり、第５図においては、8.88V以上でパル
スのON時間比率100％（連続ON）、3.12V以下で
パルスのON時間比率０％（連続OFF）になり、
その間ではパルスのON時間比率が電圧に比例す
る。

このことは、第５図の斜線内の時間と共に変わ
る電圧曲線の電圧値がパルスのON時間比率を示
していると言える。

偏差検出回路５４の出力が＋5.9V〜＋6.1Vの
間にならない限り、時間と共にパルスのON時間
比率が下がつていくこと、電磁切変弁のOFFお
くれ時間に比較してパルスのON時間比率の変化
が充分緩やかであることから、コンデンサ５０４
または５０５の電圧値が第５図の斜線内にある間
に必ず偏差値の補正が行われることになる。

ピストンが負荷スプリングに加勢されて進む場
合は、第５図の斜線の上の方で、ピストンが負荷
スプリングに対抗して進む場合は中央部から下の
方で、ピストンが移動することになる。

ピストンが移動することで、フイードバツクセ
ンサからのフイードバツク信号が変化し、偏差検
出回路５４の出力が、＋5.9V〜＋6.1Vになると同
時に、ダイオード５０２または５０３を通して、
急速にコンデンサ５０４または５０５に電荷が充
電され、出力パルスは連続ONの状態になる。

より高速化する方法として、Ｃ−MOSインバ
ータ５１８，５２０を使用せずオープンコレクタ
出力の比較器の出力端子を比較的抵抗値の低い抵
抗でプルアツプしたものを使用する、比較器とし
て使用している演算増幅器５１７，５１９で直接
充電する、オープンコレクタ出力の比較器の出力
でコンデンサ５０４または５０５を放電する構成
とし、コンデンサ５０４または５０５の電圧値が
低くなつた時に連続ONとし偏差検出回路５４の
出力が不感帯の幅を越えた時にコンデンサ５０４
または５０５を充電する方法がある。

ただし各場合につき、比較器の極性、比較器の
ドライブ電流、三角波発振回路６０の出力電圧の
振幅および平均値、ダイオード５０２，５０３の
極性に注意する必要がある。

両方の電磁切換弁５１３，５１４をON状態に
しても、ピストンを不感帯内で停止することがで
きず、行き過ぎが生じて、補正をしようとした場
合、今度は反対側のコンデンサ５０５または５０
４の放電を開始することになるが、前記仮定に基
づき50ｍsecの間の出力パルスは連続ONの状態
である。

電磁切換弁のＯおくれ時間が10ｍsecであると
の仮定によれば、電磁切換弁５１３，５１４が
OFFになつている時の状態によらず、電磁切換
弁５１３，５１４は完全なON状態となる。

その後、電磁切替弁５１３または５１４がパル
ス幅制御され偏差を補正することになる。

このことは、ピストンが負荷スプリングに加勢
されて圧力室の圧油タンク側に漏れるだけでピス
トンが移動する状態にて位置決め可能な不換帯幅
まで不感帯幅を小さくできるということである。

このような状態では、電磁切換弁もON状態に
近い状態であり、直ちにＯ状態に切換え可能であ
り、チエツク弁も作動しないので安定に位置決め
しやすい。

ただしピストンの移動速度からみると、負荷ス
プリングに対抗して進む場合に比較して速いの
で、条件によつては位置決めしにくい場合もでて
くる。

いずれにしても、本考案による位置決め制御方
式は、位置決めしやすい方法で位置決めしてくれ
る。

次に外乱として商業電力線から誘導ノイズが制
御回路に入つてきた場合について考えてみること
にする。

商業電力線の周波数を50ヘルツとすれば、その
周期は20ｍsecとなる。

偏差検出回路５４は本来の偏差値に誘導ノイズ
を重畳した信号を出力する。

この電圧が＋6.1V以下になればコンデンサ５
０４を瞬時に充電し、また＋5.9V以上となれば
コンデンサ５０５を瞬時に充電する。

反対に、この電圧が＋6.1Vになればコンデン
サ５０４は放電を開始し、また＋5.9V以下とな
ればコンデンサ５０５は放電を開始する。

このように放電もするが、前記仮定によれば、
放電開始後50ｍsec経過しないとパルス幅制御さ
れないのに比較して、誘導ノイズは20ｍsecごと
にコンデンサ５０４，５０５を充電するように作
用するため、誘導ノイズの振幅分だけ実質上、不
感帯幅が拡大されることになる。

第４図に本発明の請求範囲第２項に関する制御
回路の実施例を示す。

第３図に重複する差動トランスおよび検波回
路、ジヨイステツクの不感帯検出回路、電磁切換
弁およびドライブ回路は省略している。

符号６０４は指令電圧入力端子、符号６０３は
フイードバツク電圧入力端子である。

符号６０１はセンタ電圧調整用の半固定可変抵
抗器、符号６０７は演算増幅器を使用した比較
器、符号６０８，６０９，６１０はＣ−MOSイ
ンバータ回路、符号６１１，６１２は第３図と同
じ急速に充電するためのダイオード、符号６１
３，６１４は第３図と同じ充放電用コンデンサ、
符号６１５，６１６は第３図と同じ放電抵抗、符
号６１７，６１８は第３図と同じ電圧−パルス幅
変換回路、符号６１９，６２０は第３図と同じジ
ヨイステツクが操作されていないことを示す信号
により両方の３方向電磁切換弁をOFFにするＣ
−MOSゲート回路である。

符号６０は直流信号では“１”になることのな
い交流成分検出のための回路であり比較器６０７
の出力が振動する点を発光ダイオード６２３で確
認することでセンタ電圧調整用の半固定可変抵抗
器６０１を調整するためのものである。

符号６０４はＣ−MOSインバータ回路であり
ジヨイステツクの不感帯検出回路のORゲート６
２４の出力が“０”つまり、電磁切換弁への出力
を禁止している時に出力が“１”となり、ダイオ
ード６２６，６２７を通して充放電用コンデンサ
６１３，６１４に急速に充電するものである。

ジヨイステツクの出力電圧がジヨイステツクの
不感帯を越える直前では、偏差が生じているにも
かかわらずゲート回路６１９，６２０によりフイ
ードバツクループが形成されないため大きな偏差
が残つたままになつている。

もし、この機能が無い場合には、ジヨイステツ
クの出力電圧がジヨイステツクの不感帯を越えゲ
ート回路６１９，６２０が閉じた時、一方の電磁
切換弁にはON時間比率100％のパルスが印加さ
れ、もう一方の電磁切換弁にはON時間比率０％
のパルスが印加される。

そこでピストンが移動し、偏差検出回路５４の
出力が＋5.9V〜＋6.1Vの間に入るとON時間比率
０％の電磁切換弁にON時間比率100％のパルス
を与え、ピストンを停止しようとするが、この
時、電磁切換弁のON遅れ時間とピストンの移動
速度の積がそのままオーバシユートとして表れる
ことになる。

つまり、この回路を設けることで、ジヨイステ
ツクの出力電圧がジヨイステツクの不感帯を越え
た直後でも両方の電磁切換弁をON状態にしてか
らパルス幅制御ができるようになり、電磁マルチ
弁の切換シヨツクの低減も期待できる。

この回路は第３図に示していないが、第３図に
も適用すれば同様の効果が得られる。符号６２８
は電圧−パルス幅変換のための充放電波形発生回
路であり、これは、一般的に方形波発振回路とし
て知られているものである。ここで発振回路の構
成を変更したのは、部品点数を少なくするためで
あり、ピストンシリンダ装置一軸につき一つの制
御回路を設ける場合に有利となる。

ここで注意をしなければならないのは、第４図
の回路そのものでは両方の電磁切換弁をON状態
にしてピストンを保持しているような安定点を持
たないため微小な振動をすることである。

つまり、この回路は、もともと商業電力線から
の誘導ノイズ等の周期的な外乱を期待しているも
のであり、このような適当な外乱が得られない場
合は、比較器６０７を第３図のような不感帯を持
つウインドコンパレータとするか、第３図に示す
差動トランスのローパスフイルタのカツトオフ周
波数を高くするなどして、差動トランスの励磁電
流波形（第３図の符号５１５）が適当に漏れるよ
うにすることが必要である。

（発明の効果） 本発明による制御回路を使用した場合、従来の
偏差−パルス幅変換方法のように、ある一定の偏
差が残つてしまうために長時間にわたつて電磁切
換弁にパルス電圧を与えているが、ピストンが移
動しないということはありえないので、電磁切換
弁ドライブ回路のパワートランジスタやサージ吸
収器の負担が軽くなり信頼性が向上した。

また、電磁切換弁からパルス電圧による異音が
発生する可能性も減少する。

それから、外乱ノイズを見込んだ制御上の不感
帯幅をあらかじめ回路に組み込んでおく必要が無
くなり、回路構成上の不感帯幅を小さくすること
ができた。

同様に、フイードバツクセンサに差動トランス
を使用した場合、従来の偏差−パルス幅変換方法
の場合には、励磁波形のリツプルが制御回路の不
感帯の幅より小さくないといけないので、制御回
路の不感帯を小さくしようとすると、まず検波回
路のフイルタのカツトオフ周波数を下げるなどし
てフイルタを強化する必要があつた。

しかし一般的にはフイルタを強化するとフイー
ドバツク信号の位相おくれが大きくなり、ピスト
ンの行き過ぎ量が大きくなる。

本発明による制御回路では励磁波形のリツプル
分だけ不感帯の幅が自動的に大きくなるため、リ
ツプル分に対してひどく神経質になることもな
く、フイルタのカツトオフ周波数を高めにし、フ
イードバツク信号の位相おくれを小さくすること
ができる。

このことにより、ヒステリシスが小さく分解能
の良い制御回路が構成できた。

例えば第３図に示す回路では、限界性能でな
く、量産時を考えて不感帯の幅に余裕を持たせた
場合でも、±６mmストロークの電磁マルチ弁に適
用してヒステリシス幅および分解能0.1mmが達成
できた。

回路を構成する部品点数も、従来の回路に比較
して、少し多い程度でありながら高性能な制御回
路が構成できた。

また、従来と同様に特殊な部品を使用していな
いので、ハイブリツトIC化にも適しており、マ
イクロコンピユータを使用した制御回路と比較し
ても充分安価に構成できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明のピストンシリンダ
装置の位置決め制御回路が使用されるそれぞれ異
なる油圧回路図。第３図及び第４図はそれぞれ本
発明の実施例回路を示す。第５図は、第３図に示
す回路の作動を示すタイムチヤート。第６図及び
第７図は従来のピストンシリンダ装置の位置決め
制御回路の作動を説明するタイムチヤートをそれ
ぞれ示す。 ５１……差動トランス（フイードバツクセン
サ）、５２……ジヨイステツク（指令装置）、５４
……偏差値検出回路、５６……比較回路、５７…
…充放電回路、５８……電圧−パルス幅変換回
路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ピストンシリンダ装置に備えられ、それぞれ
   の圧力室に接続された２個のON／OFFの３方向
   電磁切換弁の内部または外部にチエツク弁を設
   け、位置決めされている場合は、両方の３方向電
   磁切換弁をON状態とし、チエツク弁の作用で中
   間位置に停止させることができるピストンシリン
   ダ装置の位置決め制御回路において、前記ピスト
   ンの位置を指示する指令装置と、前記ピストンの
   位置を検出するフイードバツクセンサと、前記指
   令装置からの指令信号と、前記フイードバツクセ
   ンサからのフイードバツク信号との差を検出する
   偏差検出回路と前記偏差検出回路の出力信号に基
   づき、前記ピストンを保持し続けるかまたは、い
   ずれかの方向に移動するかを判断する単数または
   複数の比較回路と、前記比較回路の出力信号に基
   づき電磁切換弁をONにする方向には急速に充電
   または放電し、OFFにする方向には緩やかに放
   電または充電する充放電回路と、前記充放電回路
   の出力電圧に比例した出力パルスに変換する電圧
   −パルス幅変換回路とを備えていることを特徴と
   するピストンシリンダ装置の位置決め制御回路。 ２ 請求項第１項のピストンシリンダ装置の位置
   決め制御回路において、前記偏差検出回路を設け
   ず、前記単数または複数の比較回路に前記フイー
   ドバツク信号と前記指令信号を直接に入力するよ
   うにしたことを特徴とするピストンシリンダ装置
   の位置決め制御回路。