JPH0595670A - 直流安定化電源 - Google Patents
直流安定化電源Info
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- JPH0595670A JPH0595670A JP25375391A JP25375391A JPH0595670A JP H0595670 A JPH0595670 A JP H0595670A JP 25375391 A JP25375391 A JP 25375391A JP 25375391 A JP25375391 A JP 25375391A JP H0595670 A JPH0595670 A JP H0595670A
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- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/563—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including two stages of regulation at least one of which is output level responsive, e.g. coarse and fine regulation
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング方式の直流安定化電源を有する
機器における電源からのスイッチングノイズ問題を本質
的に解消する。 【構成】 ＰＷＭ変換器７は、出力電圧と基準電圧４の
差の増幅値とのこぎり波発生器６からののこぎり波と比
較し、パルス列信号を出力する。雑音が問題とならない
場合、モード指定信号２４がローレベルで、上記パルス
列信号によりシリーズトランジスタ８をＯＮ・ＯＦＦし
てチョッパー制御方式にする。雑音が問題となる場合、
モード指定信号２４がハイレベルで、上記パルス列信号
が平滑抵抗２０と平滑コンデンサ２１により平滑され、
シリーズトランジスタ８をＯＮして線形制御方式にす
る。
機器における電源からのスイッチングノイズ問題を本質
的に解消する。 【構成】 ＰＷＭ変換器７は、出力電圧と基準電圧４の
差の増幅値とのこぎり波発生器６からののこぎり波と比
較し、パルス列信号を出力する。雑音が問題とならない
場合、モード指定信号２４がローレベルで、上記パルス
列信号によりシリーズトランジスタ８をＯＮ・ＯＦＦし
てチョッパー制御方式にする。雑音が問題となる場合、
モード指定信号２４がハイレベルで、上記パルス列信号
が平滑抵抗２０と平滑コンデンサ２１により平滑され、
シリーズトランジスタ８をＯＮして線形制御方式にす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、機器に適用される、い
わゆるスイッチング方式の直流安定化電源のノイズ対策
に関するものである。
わゆるスイッチング方式の直流安定化電源のノイズ対策
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電子機器では内部回路の電源としてスイ
ッチング方式の直流安定化電源（以下、スイッチング・
レギュレータと称す。）を採用することが多い。スイッ
チング・レギュレータはその原理から効率よく所望の電
源を構成でき、機器の消費電力あるいは発熱の低減に大
きな効果を発揮する。
ッチング方式の直流安定化電源（以下、スイッチング・
レギュレータと称す。）を採用することが多い。スイッ
チング・レギュレータはその原理から効率よく所望の電
源を構成でき、機器の消費電力あるいは発熱の低減に大
きな効果を発揮する。
【０００３】以下、図８〜図１１を用いてチューナとコ
ンパクトディスクプレーヤ（以下、ＣＤプレーヤと称
す。）を同一きょう体に内蔵させた車載用チューナ・Ｃ
Ｄ一体機を例として従来技術を説明する。
ンパクトディスクプレーヤ（以下、ＣＤプレーヤと称
す。）を同一きょう体に内蔵させた車載用チューナ・Ｃ
Ｄ一体機を例として従来技術を説明する。
【０００４】図８はスイッチング・レギュレータを採用
した車載用チューナ・ＣＤ一体機に関する電源給電を中
心としたブロック図である。図８において、１００は車
のバッテリー電源の本機器への電源入力端であり、通常
１３Ｖ程度の電圧が入力される。１０１はチューナ回路
１０２へ安定化した直流電源を供給するチューナ電源、
１０２はチューナ回路、１０３は機器外部のアンテナ、
１０４はアンテナ入力端で、チューナ回路１０２に接続
されている。
した車載用チューナ・ＣＤ一体機に関する電源給電を中
心としたブロック図である。図８において、１００は車
のバッテリー電源の本機器への電源入力端であり、通常
１３Ｖ程度の電圧が入力される。１０１はチューナ回路
１０２へ安定化した直流電源を供給するチューナ電源、
１０２はチューナ回路、１０３は機器外部のアンテナ、
１０４はアンテナ入力端で、チューナ回路１０２に接続
されている。
【０００５】１０５はＣＤプレーヤブロックに第一の安
定化された電源（ここでは説明のため７Ｖとする）を供
給するＣＤ電源であり、スイッチング方式の電源回路と
なっている。この電源の出力は図示しないディスクに回
転駆動力を与えるスピンドルモータ回路の電源等に充て
られている。
定化された電源（ここでは説明のため７Ｖとする）を供
給するＣＤ電源であり、スイッチング方式の電源回路と
なっている。この電源の出力は図示しないディスクに回
転駆動力を与えるスピンドルモータ回路の電源等に充て
られている。
【０００６】１０６はＣＤプレーヤブロックに第二の安
定化された電源（ここでは説明のため５Ｖとする）を供
給するＣＤ５Ｖ電源である。ＣＤ５Ｖ電源は線形増幅器
を使った通常の安定化電源（いわゆるシリーズ・レギュ
レータと称されるもの）である。１０７はＣＤプレーヤ
の回路ブロックの代表として挙げたディジタル信号処理
回路で、ディスクから読取った信号の復調や誤りを訂正
する回路であり（詳細動作の説明は省略する。）、ＣＤ
５Ｖ電源１０６からの給電で動作する。
定化された電源（ここでは説明のため５Ｖとする）を供
給するＣＤ５Ｖ電源である。ＣＤ５Ｖ電源は線形増幅器
を使った通常の安定化電源（いわゆるシリーズ・レギュ
レータと称されるもの）である。１０７はＣＤプレーヤ
の回路ブロックの代表として挙げたディジタル信号処理
回路で、ディスクから読取った信号の復調や誤りを訂正
する回路であり（詳細動作の説明は省略する。）、ＣＤ
５Ｖ電源１０６からの給電で動作する。
【０００７】１０８はディスクをローディング・イジェ
クトする機構の駆動源としてのローディングモータであ
り、１０９はローディングモータ１０８を正・逆転制御
するモータドライブ回路であり、ＣＤ電源１０５の出力
を電源として動作する。
クトする機構の駆動源としてのローディングモータであ
り、１０９はローディングモータ１０８を正・逆転制御
するモータドライブ回路であり、ＣＤ電源１０５の出力
を電源として動作する。
【０００８】１１０はマイクロプロセッサ等で構成さ
れ、チューナ動作とＣＤプレーヤ動作を集中的に制御す
る集中制御器である。１１１はチューナ電源１０１の出
力をＯＮ／ＯＦＦ指令するチューナ電源制御線、１１２
はＣＤ電源１０５の出力をＯＮ／ＯＦＦ指令するＣＤ電
源制御線で、説明のためＶc なる信号名を与える。１１
３はローディングモータ１０８の動作を指令するローデ
ィング制御線であり、これら制御線はいずれも集中制御
器１１０から出力される。
れ、チューナ動作とＣＤプレーヤ動作を集中的に制御す
る集中制御器である。１１１はチューナ電源１０１の出
力をＯＮ／ＯＦＦ指令するチューナ電源制御線、１１２
はＣＤ電源１０５の出力をＯＮ／ＯＦＦ指令するＣＤ電
源制御線で、説明のためＶc なる信号名を与える。１１
３はローディングモータ１０８の動作を指令するローデ
ィング制御線であり、これら制御線はいずれも集中制御
器１１０から出力される。
【０００９】図９は、チューナ・ＣＤプレーヤ一体機の
ディスクのローディング機構を概略説明する図であり、
図８と同一符号は同一内容を示す。図９において、２０
０はチューナ・ＣＤ一体機のきょう体、２０１はコンパ
クトディスク（以下ディスクと略す）、２０２は操作面
である。ディスク２０１は、トレイ部２０３に載せられ
てきょう体２００の内・外に搬送される。
ディスクのローディング機構を概略説明する図であり、
図８と同一符号は同一内容を示す。図９において、２０
０はチューナ・ＣＤ一体機のきょう体、２０１はコンパ
クトディスク（以下ディスクと略す）、２０２は操作面
である。ディスク２０１は、トレイ部２０３に載せられ
てきょう体２００の内・外に搬送される。
【００１０】ローディングモータ１０８の回転は、ベル
ト２０４、平ギア２０５、トレイ部２０３に固定された
ラック部２０６を通じてトレイ部２０３に伝えられ、ロ
ーディングモータ１０８の回転方向に応じ、トレイ部２
０３をきょう体２００内部側、あるいは外部側へと移動
させることが可能となっている。２０７はディスククラ
ンプ機構であり、再生動作時にディスク２０１を図示し
ないターンテーブルに保持するための機構である（詳細
説明略）。
ト２０４、平ギア２０５、トレイ部２０３に固定された
ラック部２０６を通じてトレイ部２０３に伝えられ、ロ
ーディングモータ１０８の回転方向に応じ、トレイ部２
０３をきょう体２００内部側、あるいは外部側へと移動
させることが可能となっている。２０７はディスククラ
ンプ機構であり、再生動作時にディスク２０１を図示し
ないターンテーブルに保持するための機構である（詳細
説明略）。
【００１１】図１０は図８におけるＣＤ電源１０５の具
体的構成例を示す図である。図８，図９と同一符号は同
一内容を示す。図１０に示すスイッチング・レギュレー
タは、いわゆるチョッパー方式の降圧型レギュレータ
（出力電圧が入力電圧より低い）である。図１０におい
て、１は電源入力端でＶi なる電圧（平均１３Ｖで、１
０Ｖから１６Ｖ程度まで変動する）が入力され、２はレ
ギュレータの出力のＯＮ／ＯＦＦを制御するＣＤ電源制
御線１１２が入力される電源ＯＮ／ＯＦＦ端であり、Ｖ
c なる信号が加えられる。この例では、正規動作を行わ
せるときＶc ＝５Ｖ、出力停止を命じるときＶc＝０Ｖ
とする。３は本電源の出力端でＶo なる電圧を出力す
る。
体的構成例を示す図である。図８，図９と同一符号は同
一内容を示す。図１０に示すスイッチング・レギュレー
タは、いわゆるチョッパー方式の降圧型レギュレータ
（出力電圧が入力電圧より低い）である。図１０におい
て、１は電源入力端でＶi なる電圧（平均１３Ｖで、１
０Ｖから１６Ｖ程度まで変動する）が入力され、２はレ
ギュレータの出力のＯＮ／ＯＦＦを制御するＣＤ電源制
御線１１２が入力される電源ＯＮ／ＯＦＦ端であり、Ｖ
c なる信号が加えられる。この例では、正規動作を行わ
せるときＶc ＝５Ｖ、出力停止を命じるときＶc＝０Ｖ
とする。３は本電源の出力端でＶo なる電圧を出力す
る。
【００１２】４は基準電圧、５は誤差増幅器で、基準電
圧４と出力電圧Ｖoの差を検出・増幅し、６はのこぎり
波発生器、７はのこぎり波発生器６からののこぎり波の
信号Ｖ３と誤差増幅器５の出力Ｖ１の大小比較を行うこ
とでＰＷＭ変換を行うＰＷＭ変換器である。８はエミッ
タが電源入力端１に、コレクタがチョーク９を介して出
力端３に接続されたシリーズトランジスタ、９はチョー
ク、１０はダイオード、１１はチョーク９と出力端３と
の接続点と接地間に接続された平滑コンデンサで、これ
らはチョッパー方式のスイッチング・レギュレータで基
本となる回路要素である。
圧４と出力電圧Ｖoの差を検出・増幅し、６はのこぎり
波発生器、７はのこぎり波発生器６からののこぎり波の
信号Ｖ３と誤差増幅器５の出力Ｖ１の大小比較を行うこ
とでＰＷＭ変換を行うＰＷＭ変換器である。８はエミッ
タが電源入力端１に、コレクタがチョーク９を介して出
力端３に接続されたシリーズトランジスタ、９はチョー
ク、１０はダイオード、１１はチョーク９と出力端３と
の接続点と接地間に接続された平滑コンデンサで、これ
らはチョッパー方式のスイッチング・レギュレータで基
本となる回路要素である。
【００１３】１２はドライブトランジスタＡ、１３はド
ライブトランジスタＢ、１４と１５はそれぞれ電流設定
抵抗Ａと電流設定抵抗Ｂであり、これらはＰＷＭ変換器
７の出力をシリーズトランジスタ８に伝えるドライブ回
路を構成する。電流設定抵抗Ａ１４はＰＷＭ変換器７の
出力端子とドライブトランジスタＡ１２のベース間に接
続されている。また、シリーズトランジスタ８のベース
と接地間には、ドライブトランジスタＢ１３、電流設定
抵抗Ｂ１５、ドライブトランジスタＡ１２がこの順に直
列接続されている。
ライブトランジスタＢ、１４と１５はそれぞれ電流設定
抵抗Ａと電流設定抵抗Ｂであり、これらはＰＷＭ変換器
７の出力をシリーズトランジスタ８に伝えるドライブ回
路を構成する。電流設定抵抗Ａ１４はＰＷＭ変換器７の
出力端子とドライブトランジスタＡ１２のベース間に接
続されている。また、シリーズトランジスタ８のベース
と接地間には、ドライブトランジスタＢ１３、電流設定
抵抗Ｂ１５、ドライブトランジスタＡ１２がこの順に直
列接続されている。
【００１４】電源ＯＮ／ＯＦＦ端２（電圧はＶc ）はド
ライブトランジスタＢ１３のベースに接続され、Ｖc が
０ＶのときはドライブトランジスタＢ１３は完全に遮断
状態となり、同時にシリーズトランジスタ８も遮断とな
って、本電源の出力は０Ｖ（ＯＦＦ）となる。
ライブトランジスタＢ１３のベースに接続され、Ｖc が
０ＶのときはドライブトランジスタＢ１３は完全に遮断
状態となり、同時にシリーズトランジスタ８も遮断とな
って、本電源の出力は０Ｖ（ＯＦＦ）となる。
【００１５】Ｖc が５Ｖのときはドライブトランジスタ
Ｂ１３はいわゆるベース接地の増幅器として動作するこ
とになる。この状態で、ＰＷＭ変換器７の出力がローレ
ベルのときはドライブトランジスタＡ１２がＯＦＦとな
り、同時にドライブトランジスタＢ１３、シリーズトラ
ンジスタ８も共にＯＦＦとなる。ＰＷＭ変換器７の出力
がハイレベルのとき、ドライブトランジスタＡ１２がＯ
ＮとなってドライブトランジスタＢ１３に特定のエミッ
タ電流が流れ、この結果シリーズトランジスタ８もＯＮ
となる。
Ｂ１３はいわゆるベース接地の増幅器として動作するこ
とになる。この状態で、ＰＷＭ変換器７の出力がローレ
ベルのときはドライブトランジスタＡ１２がＯＦＦとな
り、同時にドライブトランジスタＢ１３、シリーズトラ
ンジスタ８も共にＯＦＦとなる。ＰＷＭ変換器７の出力
がハイレベルのとき、ドライブトランジスタＡ１２がＯ
ＮとなってドライブトランジスタＢ１３に特定のエミッ
タ電流が流れ、この結果シリーズトランジスタ８もＯＮ
となる。
【００１６】図１１ａ〜ｄは、図１０のチョッパー式の
直流安定化電源の各部の波形を示し、本図を用いて図１
０の回路の動作を説明する。この説明では電源ＯＮ／Ｏ
ＦＦ端２の電圧Ｖc は５Ｖの状態とする。図１１ａはの
こぎり波発生器６の出力Ｖ３（実線）と誤差増幅器５の
出力Ｖ１の波形（破線）を示している。本図では時間軸
後半から負荷の電流が低下したため出力電圧Ｖo が上昇
した場合を示している。ＰＷＭ変換器７は図１１ａの２
つの信号の大小比較を行い、図１１ｂに示す信号Ｖ２を
出力する。出力電圧Ｖo が高いときにはＰＷＭ変換器７
の出力Ｖ２のハイデューティが低下することが図１１
ａ，ｂに示されている。
直流安定化電源の各部の波形を示し、本図を用いて図１
０の回路の動作を説明する。この説明では電源ＯＮ／Ｏ
ＦＦ端２の電圧Ｖc は５Ｖの状態とする。図１１ａはの
こぎり波発生器６の出力Ｖ３（実線）と誤差増幅器５の
出力Ｖ１の波形（破線）を示している。本図では時間軸
後半から負荷の電流が低下したため出力電圧Ｖo が上昇
した場合を示している。ＰＷＭ変換器７は図１１ａの２
つの信号の大小比較を行い、図１１ｂに示す信号Ｖ２を
出力する。出力電圧Ｖo が高いときにはＰＷＭ変換器７
の出力Ｖ２のハイデューティが低下することが図１１
ａ，ｂに示されている。
【００１７】出力Ｖ２がハイレベルのときシリーズトラ
ンジスタ８はＯＮとなり、この期間中、図１１ｃに示す
ようにシリーズトランジスタ８のコレクタ部の電圧Ｖ４
は入力電圧Ｖi にほぼ等しくＶI になる。トランジスタ
ＯＮ期間中、チョーク９の電流Ｉc （図１１ｄの破線）
およびシリーズトランジスタ８のコレクタ電流Ｉtr（図
１１ｄ実線）は時間とともに増加する。
ンジスタ８はＯＮとなり、この期間中、図１１ｃに示す
ようにシリーズトランジスタ８のコレクタ部の電圧Ｖ４
は入力電圧Ｖi にほぼ等しくＶI になる。トランジスタ
ＯＮ期間中、チョーク９の電流Ｉc （図１１ｄの破線）
およびシリーズトランジスタ８のコレクタ電流Ｉtr（図
１１ｄ実線）は時間とともに増加する。
【００１８】一方シリーズトランジスタ８がＯＦＦのと
きは、チョーク９の以前の電流を保とうとする性質から
コレクタ電圧Ｖ４が引き下げられ、コレクタ電圧Ｖ４は
ダイオード１０の働きでわずかな負電圧のところでクラ
ンプされる（図１１ｃ）。このＯＦＦ期間中しばらくは
図１１ｄに示すようにチョーク電流Ｉc は時間とともに
減少しつつも出力側に電流を供給し続ける。
きは、チョーク９の以前の電流を保とうとする性質から
コレクタ電圧Ｖ４が引き下げられ、コレクタ電圧Ｖ４は
ダイオード１０の働きでわずかな負電圧のところでクラ
ンプされる（図１１ｃ）。このＯＦＦ期間中しばらくは
図１１ｄに示すようにチョーク電流Ｉc は時間とともに
減少しつつも出力側に電流を供給し続ける。
【００１９】図１１の時間軸の後半、すなわち出力電圧
Ｖo が上昇したときにはシリーズトランジスタ８のＯＮ
デューティが低下し、これに伴い図１１ｄが示すように
チョーク９を通過して出力端３に出力されるチョーク電
流Ｉc の平均値も低下し、出力電圧ＶO を低下させよう
とする安定化動作が行われる。なお、スイッチング方式
の安定化電源におけるスイッチング周波数としては一般
に２０kHz 〜５０0kHzが選択されるが、近年はスイッチ
ング素子の高速化が進んだこと、小型化のメリットを得
るために１００kHz 以上のスイッチング周波数が選ばれ
ることが多くなっている。
Ｖo が上昇したときにはシリーズトランジスタ８のＯＮ
デューティが低下し、これに伴い図１１ｄが示すように
チョーク９を通過して出力端３に出力されるチョーク電
流Ｉc の平均値も低下し、出力電圧ＶO を低下させよう
とする安定化動作が行われる。なお、スイッチング方式
の安定化電源におけるスイッチング周波数としては一般
に２０kHz 〜５０0kHzが選択されるが、近年はスイッチ
ング素子の高速化が進んだこと、小型化のメリットを得
るために１００kHz 以上のスイッチング周波数が選ばれ
ることが多くなっている。
【００２０】以上説明したチョッパー方式のスイッチン
グレギュレータを内蔵した従来のチューナ・ＣＤ一体機
では次のような動作がなされる。以下、図１2(ａ),
（ｂ）および（ｃ）に示したフローチャートを用いて説
明する。
グレギュレータを内蔵した従来のチューナ・ＣＤ一体機
では次のような動作がなされる。以下、図１2(ａ),
（ｂ）および（ｃ）に示したフローチャートを用いて説
明する。
【００２１】新規にディスク２０１の再生を行う場合、
ディスク２０１がトレイ部２０３に載せられる。図１２
（ａ）で、図示しない操作面２０２上の操作キーによる
再生開始操作入力を受けて、ステップＳ１１０で集中制
御器１１０はＣＤ電源制御線１１２（信号名Ｖc ）をハ
イレベル（すなわちＶc を５Ｖとする）とし、これをＣ
Ｄ電源１０５が入力し、スイッチングレギュレータの動
作が行われて出力ＯＮ状態となる。これによりＣＤプレ
ーヤ関連の全ての回路ブロックが通電状態となる。この
時、同時にチューナ電源制御線１１１を通じてチューナ
電源１０１は出力ＯＦＦ状態を指令されている。
ディスク２０１がトレイ部２０３に載せられる。図１２
（ａ）で、図示しない操作面２０２上の操作キーによる
再生開始操作入力を受けて、ステップＳ１１０で集中制
御器１１０はＣＤ電源制御線１１２（信号名Ｖc ）をハ
イレベル（すなわちＶc を５Ｖとする）とし、これをＣ
Ｄ電源１０５が入力し、スイッチングレギュレータの動
作が行われて出力ＯＮ状態となる。これによりＣＤプレ
ーヤ関連の全ての回路ブロックが通電状態となる。この
時、同時にチューナ電源制御線１１１を通じてチューナ
電源１０１は出力ＯＦＦ状態を指令されている。
【００２２】次にステップＳ１２０で集中制御器１１０
はローディング制御線１１３に特定の信号を出力し、モ
ータドライブ回路を通じてローディングモータ１０８を
駆動し、トレイ部２０３をきょう体２００内部に引込ま
せ、ローディング動作を完結させるローディング動作処
理を行う。
はローディング制御線１１３に特定の信号を出力し、モ
ータドライブ回路を通じてローディングモータ１０８を
駆動し、トレイ部２０３をきょう体２００内部に引込ま
せ、ローディング動作を完結させるローディング動作処
理を行う。
【００２３】ローディング動作終了後、図示しない手段
によりディスク２０１からの信号読取り、再生動作が行
われる。ＣＤプレーヤ部で必要となる電力はほとんどＣ
Ｄ電源１０５から供給されるが、これがスイッチング方
式の電源であるため、電源部からの余分な発熱を最小限
にでき、きょう体２００内部の温度上昇を低く抑えるこ
とが可能となっている。
によりディスク２０１からの信号読取り、再生動作が行
われる。ＣＤプレーヤ部で必要となる電力はほとんどＣ
Ｄ電源１０５から供給されるが、これがスイッチング方
式の電源であるため、電源部からの余分な発熱を最小限
にでき、きょう体２００内部の温度上昇を低く抑えるこ
とが可能となっている。
【００２４】次にディスク再生中に図示しない操作によ
り、チューナ受信が命令入力される場合に関しての集中
制御器１１０の処理について、図１２（ｂ）を用いて説
明する。集中制御器１１０は、ステップＳ２１０で所定
のＣＤプレーヤ部の停止動作を命令・処理し、ディスク
２０１をきょう体２００内部に設置したままステップＳ
２２０で最終的にＣＤ電源１０５を出力ＯＦＦの状態に
する。一方チューナ電源１０１はステップＳ２３０でチ
ューナ電源制御線１１１を通じて出力ＯＮの状態に切替
えられ、チューナ回路１０２が動作可能となる。
り、チューナ受信が命令入力される場合に関しての集中
制御器１１０の処理について、図１２（ｂ）を用いて説
明する。集中制御器１１０は、ステップＳ２１０で所定
のＣＤプレーヤ部の停止動作を命令・処理し、ディスク
２０１をきょう体２００内部に設置したままステップＳ
２２０で最終的にＣＤ電源１０５を出力ＯＦＦの状態に
する。一方チューナ電源１０１はステップＳ２３０でチ
ューナ電源制御線１１１を通じて出力ＯＮの状態に切替
えられ、チューナ回路１０２が動作可能となる。
【００２５】次にチューナ受信中に図示しないディスク
イジェクト操作が加えられた場合の集中制御器１１０の
処理については図１２（ｃ）を用いて説明する。集中制
御器１１０は、チューナ受信動作を継続しながらも、ス
テップＳ３１０でＣＤ電源１０５を出力ＯＮ状態とす
る。ステップＳ３２０でローディング制御線１１３、モ
ータドライブ回路１０９を通じ、ローディング時とは逆
の回転でローディングモータ１０８を駆動し、トレイ部
２０３すなわちディスク２０１を排出（イジェクト）さ
せるイジェクト処理を行う。トレイ部２０３が特定のイ
ジェクト終了位置まで移動すると、ステップＳ３３０で
集中制御器１１０はＣＤ電源１０５の出力ＯＦＦを命令
する。
イジェクト操作が加えられた場合の集中制御器１１０の
処理については図１２（ｃ）を用いて説明する。集中制
御器１１０は、チューナ受信動作を継続しながらも、ス
テップＳ３１０でＣＤ電源１０５を出力ＯＮ状態とす
る。ステップＳ３２０でローディング制御線１１３、モ
ータドライブ回路１０９を通じ、ローディング時とは逆
の回転でローディングモータ１０８を駆動し、トレイ部
２０３すなわちディスク２０１を排出（イジェクト）さ
せるイジェクト処理を行う。トレイ部２０３が特定のイ
ジェクト終了位置まで移動すると、ステップＳ３３０で
集中制御器１１０はＣＤ電源１０５の出力ＯＦＦを命令
する。
【００２６】以上説明したチューナ・ＣＤ一体機の一連
の動作に関し、次の問題が生じる。ディスクのイジェク
ト動作のためにＣＤ電源１０５、すなわちスイッチング
・レギュレータ方式の電源を動作させた場合、この電源
がかなり大きなレベルの高周波雑音を発生する。具体的
には、大振幅のパルス電圧および電流による静電誘導や
電磁誘導により、あるいは配線インピーダンスでの電圧
降下として直接侵入することにより周辺回路に影響を与
える。近年のスイッチング・レギュレータの高周波化に
より、影響が周辺回路に波及しやすい状況になってきて
いる。
の動作に関し、次の問題が生じる。ディスクのイジェク
ト動作のためにＣＤ電源１０５、すなわちスイッチング
・レギュレータ方式の電源を動作させた場合、この電源
がかなり大きなレベルの高周波雑音を発生する。具体的
には、大振幅のパルス電圧および電流による静電誘導や
電磁誘導により、あるいは配線インピーダンスでの電圧
降下として直接侵入することにより周辺回路に影響を与
える。近年のスイッチング・レギュレータの高周波化に
より、影響が周辺回路に波及しやすい状況になってきて
いる。
【００２７】この雑音もチューナ受信状態でなければ無
視できるが、受信状態のときには同一きょう体内にある
チューナ側回路あるいはアンテナへ雑音混入が生じ、受
信品位の低下が生じる危険性が極めて高い。場合によっ
ては、チューナが全く別のきょう体にあるような音響シ
ステムでさえスイッチング電源のノイズが受信品位を低
下させることがある。
視できるが、受信状態のときには同一きょう体内にある
チューナ側回路あるいはアンテナへ雑音混入が生じ、受
信品位の低下が生じる危険性が極めて高い。場合によっ
ては、チューナが全く別のきょう体にあるような音響シ
ステムでさえスイッチング電源のノイズが受信品位を低
下させることがある。
【００２８】この問題の解決、解消のために例えば次の
ような対策が採用される。 スイッチング・レギュレータをシールドケースに密
封する。 電源入出力部等に雑音除去フィルタを設ける。 チューナ部をシールドケースに密封する。 チューナ部をスイッチング・レギュレータ部から離
れた位置に位置する。 スイッチング・レギュレータのスイッチング周波数
を下げるか、あるいは周波数を変更する。 磁束のもれの少ないチョークを使用する。
ような対策が採用される。 スイッチング・レギュレータをシールドケースに密
封する。 電源入出力部等に雑音除去フィルタを設ける。 チューナ部をシールドケースに密封する。 チューナ部をスイッチング・レギュレータ部から離
れた位置に位置する。 スイッチング・レギュレータのスイッチング周波数
を下げるか、あるいは周波数を変更する。 磁束のもれの少ないチョークを使用する。
【００２９】これらの対策の組合せで、容易かつ少ない
部品点数で、また、わずかなコストの増加で雑音問題が
完全に解消すれば良いが、一方、本質的な対策として、
モータドライブ回路への電源供給にスイッチング式の電
源を使わず、通常の線形増幅器を使用したシリーズ・レ
ギュレータを使うことで上記問題を解消する方法があ
る。
部品点数で、また、わずかなコストの増加で雑音問題が
完全に解消すれば良いが、一方、本質的な対策として、
モータドライブ回路への電源供給にスイッチング式の電
源を使わず、通常の線形増幅器を使用したシリーズ・レ
ギュレータを使うことで上記問題を解消する方法があ
る。
【００３０】この方式では、ＣＤプレーヤ部の再生動作
中の主電源としてスイッチング方式の安定化電源を採用
するならば、これとは別にシリーズ・レギュレータを設
け、少なくともチューナ受信中のイジェクト動作時に
は、このシリーズ・レギュレータのみ動作させ、ローデ
ィングモータを駆動することになる。
中の主電源としてスイッチング方式の安定化電源を採用
するならば、これとは別にシリーズ・レギュレータを設
け、少なくともチューナ受信中のイジェクト動作時に
は、このシリーズ・レギュレータのみ動作させ、ローデ
ィングモータを駆動することになる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】従来の直流安定化電源
は以上のように構成されているので、スイッチング・レ
ギュレータ方式を採用した場合、上記〜の雑音対策
の組合せを必要とするが、現実には車載用機器のように
狭い空間に多くの回路・機構を実装する必要がある場合
には、各回路ブロックの配置設計やシールド設計に関し
制約条件が多く、満足のいく結果が得られない場合が多
い問題点があった。
は以上のように構成されているので、スイッチング・レ
ギュレータ方式を採用した場合、上記〜の雑音対策
の組合せを必要とするが、現実には車載用機器のように
狭い空間に多くの回路・機構を実装する必要がある場合
には、各回路ブロックの配置設計やシールド設計に関し
制約条件が多く、満足のいく結果が得られない場合が多
い問題点があった。
【００３２】この他に、モータドライブ回路への電源供
給にシリーズ・レギュレータを使う方式では、モータを
駆動するための電源は、大きい電力・電流を扱うことか
ら大きい熱損失を許容する半導体素子が必要であり、ま
た、このような素子は形状が大きいことから回路実装空
間、部品コストが余分に必要となる等の問題点があっ
た。
給にシリーズ・レギュレータを使う方式では、モータを
駆動するための電源は、大きい電力・電流を扱うことか
ら大きい熱損失を許容する半導体素子が必要であり、ま
た、このような素子は形状が大きいことから回路実装空
間、部品コストが余分に必要となる等の問題点があっ
た。
【００３３】回路実装空間、部品コスト、熱損失の観点
から考えれば、特開昭６４−８８６１２号公報等に開示
された、レギュレータ回路をスイッチング・レギュレー
タとシリーズ・レギュレータに択一的に切り換える直流
安定化電源が好ましいが、雑音の弊害と無関係に入力電
圧レベルに応じて切換えている為に、上記のような雑音
対策を必要とする等の問題点があった。
から考えれば、特開昭６４−８８６１２号公報等に開示
された、レギュレータ回路をスイッチング・レギュレー
タとシリーズ・レギュレータに択一的に切り換える直流
安定化電源が好ましいが、雑音の弊害と無関係に入力電
圧レベルに応じて切換えている為に、上記のような雑音
対策を必要とする等の問題点があった。
【００３４】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、機器内部の発熱や消費電力が問
題となる動作状態ではスイッチング方式の安定化電源の
もつ高効率という特長を発揮させ、一方、スイッチング
方式の弊害である雑音が問題になるが発熱や消費電力が
特に問題とならない動作状態については本質的に雑音問
題の生じないようにできる直流安定化電源を得ることを
目的とする。
ためになされたもので、機器内部の発熱や消費電力が問
題となる動作状態ではスイッチング方式の安定化電源の
もつ高効率という特長を発揮させ、一方、スイッチング
方式の弊害である雑音が問題になるが発熱や消費電力が
特に問題とならない動作状態については本質的に雑音問
題の生じないようにできる直流安定化電源を得ることを
目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】この発明の直流安定化電
源は、入・出力端間に挿入されたシリーズトランジスタ
と、機器の動作モードに応じて、シリーズトランジスタ
をスイッチングさせてチョッパー方式の直流安定化を行
う状態と、シリーズトランジスタを線形増幅器として動
作させる線形制御方式の直流安定化を行う状態と切替え
る切替手段を備えたものである。
源は、入・出力端間に挿入されたシリーズトランジスタ
と、機器の動作モードに応じて、シリーズトランジスタ
をスイッチングさせてチョッパー方式の直流安定化を行
う状態と、シリーズトランジスタを線形増幅器として動
作させる線形制御方式の直流安定化を行う状態と切替え
る切替手段を備えたものである。
【００３６】また、情報記録担体をモータにより移動さ
せる駆動機構を有する電子機器の直流安定化電源であ
る。
せる駆動機構を有する電子機器の直流安定化電源であ
る。
【００３７】また、出力電圧値に応じてパルス信号を生
成するパルス変換器を有し、パルス変換器出力をシリー
ズトランジスタに加えてチョッパー方式の直流安定化を
行い、さらにパルス変換器出力パルスを平滑化する平滑
回路を機器の特定の動作モードに応じて動作させて線形
制御方式の直流安定化を行うようにしたものである。
成するパルス変換器を有し、パルス変換器出力をシリー
ズトランジスタに加えてチョッパー方式の直流安定化を
行い、さらにパルス変換器出力パルスを平滑化する平滑
回路を機器の特定の動作モードに応じて動作させて線形
制御方式の直流安定化を行うようにしたものである。
【００３８】また、切替手段の作用で第二の制御ループ
を動作させて線形制御の直流安定化動作状態とし、第一
の制御ループを動作させることでチョッパー方式の直流
安定化動作状態とするようにしたものである。
を動作させて線形制御の直流安定化動作状態とし、第一
の制御ループを動作させることでチョッパー方式の直流
安定化動作状態とするようにしたものである。
【００３９】さらに、チョッパー方式又は線形制御方式
の直流安定化動作を行う状態が選択されるのと併せて両
状態で出力電圧を切替える手段を設けたものである。
の直流安定化動作を行う状態が選択されるのと併せて両
状態で出力電圧を切替える手段を設けたものである。
【００４０】
【作用】この発明によれば、機器内部の発熱や消費電力
が問題となるモード時には、その問題を緩和するために
チョッパー方式の直流安定化動作を行い、機器の回路に
対する雑音が問題になるが、発熱や消費電力が特に問題
とならないモード時には、雑音を発生しない線形制御方
式の直流安定化動作を行うように切替手段により切替
え、シリーズトランジスタを両方式に共通に用いる。
が問題となるモード時には、その問題を緩和するために
チョッパー方式の直流安定化動作を行い、機器の回路に
対する雑音が問題になるが、発熱や消費電力が特に問題
とならないモード時には、雑音を発生しない線形制御方
式の直流安定化動作を行うように切替手段により切替
え、シリーズトランジスタを両方式に共通に用いる。
【００４１】また、単に情報記録担体を移動させる動作
状態では、雑音に弱い機器の回路例えばチューナの動作
を継続している事から、チョッパー方式から線形制御方
式を選択する意味が大きい。
状態では、雑音に弱い機器の回路例えばチューナの動作
を継続している事から、チョッパー方式から線形制御方
式を選択する意味が大きい。
【００４２】また、チョッパー方式では従来と同様に動
作させ、線形制御方式の場合には、パルス変換器出力パ
ルスを平滑化回路により平滑してシリーズトランジスタ
をＯＮする信号に用いている。
作させ、線形制御方式の場合には、パルス変換器出力パ
ルスを平滑化回路により平滑してシリーズトランジスタ
をＯＮする信号に用いている。
【００４３】また、パルス変換器から出力電圧値に応じ
たパルス信号を生成し、切替手段により第一の制御ルー
プを選択すると、そのパルス信号をシリーズトランジス
タに加えて、チョッパー方式の直流安定化動作を行い、
第二の制御ループを選択すると、そのパルス信号を無効
にすると共に出力電圧値に応じてシリーズトランジスタ
の制御信号を線形に制御する。
たパルス信号を生成し、切替手段により第一の制御ルー
プを選択すると、そのパルス信号をシリーズトランジス
タに加えて、チョッパー方式の直流安定化動作を行い、
第二の制御ループを選択すると、そのパルス信号を無効
にすると共に出力電圧値に応じてシリーズトランジスタ
の制御信号を線形に制御する。
【００４４】さらに、直流安定化電源が２つの動作状態
をとるのと併せて出力電圧を切替えることで機器の動作
状態や接続される負荷の性質に応じてそれぞれ最適の出
力電圧を得ることができ、設計の自由度が拡大する。
をとるのと併せて出力電圧を切替えることで機器の動作
状態や接続される負荷の性質に応じてそれぞれ最適の出
力電圧を得ることができ、設計の自由度が拡大する。
【００４５】
【実施例】本発明になる直流安定化電源は、共通のシリ
ーズトランジスタを使って、チョッパー方式で降圧型の
スイッチング・レギュレータと線形動作のシリーズ・レ
ギュレータを機器の動作モードに応じて切替えて選択で
きる構成にしたことを主原理としている。まず、この２
種類の切替動作モードを実現する直流安定化電源の実施
例について以下に説明する。
ーズトランジスタを使って、チョッパー方式で降圧型の
スイッチング・レギュレータと線形動作のシリーズ・レ
ギュレータを機器の動作モードに応じて切替えて選択で
きる構成にしたことを主原理としている。まず、この２
種類の切替動作モードを実現する直流安定化電源の実施
例について以下に説明する。
【００４６】実施例１ ２種類の動作モードを有する直流安定化電源の具体例と
して、図１を用いて説明する。図１において、図１０と
同一符号１〜１５は同一の内容を示し、その説明を省略
する。図１に示す回路は図１０の従来のチョッパー式の
降圧型直流安定化電源に対し、符号２０から２４の要素
が追加されている。
して、図１を用いて説明する。図１において、図１０と
同一符号１〜１５は同一の内容を示し、その説明を省略
する。図１に示す回路は図１０の従来のチョッパー式の
降圧型直流安定化電源に対し、符号２０から２４の要素
が追加されている。
【００４７】図１において、２０はＰＷＭ変換器７の出
力端子と電流設定抵抗Ａ１４の一端との間に接続された
平滑抵抗、２１は一端が電流設定抵抗Ａ１４と平滑抵抗
２０との接続点に接続された平滑コンデンサで、平滑抵
抗２０とで平滑回路として高域カットフィルター回路を
構成している。２２はコレクタが平滑コンデンサ２１の
他端に接続されたエミッタ接地の切替トランジスタ、２
３は切替トランジスタ２２のベース抵抗となる電流設定
抵抗Ｃ、２４は機器のモード指定信号であり、電流設定
抵抗Ｃ２３を介して切替トランジスタ２２のベースに入
力され、ここでは０Ｖ（ローレベル）から５Ｖ（ハイレ
ベル）の値をとる。
力端子と電流設定抵抗Ａ１４の一端との間に接続された
平滑抵抗、２１は一端が電流設定抵抗Ａ１４と平滑抵抗
２０との接続点に接続された平滑コンデンサで、平滑抵
抗２０とで平滑回路として高域カットフィルター回路を
構成している。２２はコレクタが平滑コンデンサ２１の
他端に接続されたエミッタ接地の切替トランジスタ、２
３は切替トランジスタ２２のベース抵抗となる電流設定
抵抗Ｃ、２４は機器のモード指定信号であり、電流設定
抵抗Ｃ２３を介して切替トランジスタ２２のベースに入
力され、ここでは０Ｖ（ローレベル）から５Ｖ（ハイレ
ベル）の値をとる。
【００４８】いま、モード指定信号２４が０Ｖとする
と、切替トランジスタ２２はＯＦＦ状態であり、ＰＷＭ
変換器７から出力されるパルス信号がドライブトランジ
スタＡ１２のベースに与えられる為、図１０に示した従
来のチョッパー方式の電源と全く同一の回路動作とな
る。
と、切替トランジスタ２２はＯＦＦ状態であり、ＰＷＭ
変換器７から出力されるパルス信号がドライブトランジ
スタＡ１２のベースに与えられる為、図１０に示した従
来のチョッパー方式の電源と全く同一の回路動作とな
る。
【００４９】図１の回路の各部の波形を図２に示す。図
２ａにおいて、Ｖ１は誤差増幅器５の出力、Ｖ３はのこ
ぎり波発生器６の出力、図２ｂのＶ２はＰＷＭ変換器７
の出力、図２ｅのＶ５は平滑抵抗２０と平滑コンデンサ
２１との接続点の信号、図２ｃのＶ４はシリーズトラン
ジスタ８のコレクタ電圧である。上記モード指定信号２
４が０Ｖのときのスイッチング動作状態については図２
ａ，ｂ，ｃおよびｅの左半分が対応しているが、この場
合は回路が図１０とほとんど同一であるので、各部の波
形も図１１（図１１の左半分に対応）と同様になる。な
お、図２ｅは平滑抵抗２０と平滑コンデンサ２１との接
続点の信号Ｖ５の波形であり、この信号Ｖ５は電流設定
抵抗Ａ１４を介してドライブトランジスタＡ１２のベー
スに入力される。
２ａにおいて、Ｖ１は誤差増幅器５の出力、Ｖ３はのこ
ぎり波発生器６の出力、図２ｂのＶ２はＰＷＭ変換器７
の出力、図２ｅのＶ５は平滑抵抗２０と平滑コンデンサ
２１との接続点の信号、図２ｃのＶ４はシリーズトラン
ジスタ８のコレクタ電圧である。上記モード指定信号２
４が０Ｖのときのスイッチング動作状態については図２
ａ，ｂ，ｃおよびｅの左半分が対応しているが、この場
合は回路が図１０とほとんど同一であるので、各部の波
形も図１１（図１１の左半分に対応）と同様になる。な
お、図２ｅは平滑抵抗２０と平滑コンデンサ２１との接
続点の信号Ｖ５の波形であり、この信号Ｖ５は電流設定
抵抗Ａ１４を介してドライブトランジスタＡ１２のベー
スに入力される。
【００５０】一方、モード指定信号２４が５Ｖのときは
切替トランジスタ２２がＯＮとなり、ＰＷＭ変換器７の
出力のＰＷＭ波（Ｖ２；図２ｂ）に対し平滑抵抗２０と
平滑コンデンサ２１とで構成される高域カットフィルタ
ー（積分回路）が有効に作用するようになる。
切替トランジスタ２２がＯＮとなり、ＰＷＭ変換器７の
出力のＰＷＭ波（Ｖ２；図２ｂ）に対し平滑抵抗２０と
平滑コンデンサ２１とで構成される高域カットフィルタ
ー（積分回路）が有効に作用するようになる。
【００５１】この結果、フィルターの出力、すなわち図
１の信号Ｖ５はＰＷＭ変換器７出力のパルスを平均化し
たアナログ信号となる（図２ｅ右半分参照）。ＰＷＭ変
換器７の出力はその動作原理から電源の出力電圧Ｖo と
基準電圧４の差に応じたデューティのパルスであるか
ら、これを平滑化した信号Ｖ５のレベルも出力電圧Ｖo
と基準電圧４との差に応じた値となる。
１の信号Ｖ５はＰＷＭ変換器７出力のパルスを平均化し
たアナログ信号となる（図２ｅ右半分参照）。ＰＷＭ変
換器７の出力はその動作原理から電源の出力電圧Ｖo と
基準電圧４の差に応じたデューティのパルスであるか
ら、これを平滑化した信号Ｖ５のレベルも出力電圧Ｖo
と基準電圧４との差に応じた値となる。
【００５２】この信号Ｖ５を入力とするドライブトラン
ジスタＡ１２の動作もドライブトランジスタＢ１３と共
に線形増幅動作となり、結果としてシリーズトランジス
タ８も線形動作となる。すなわち、この直流安定化電源
が線形のシリーズ・レギュレータとして動作するように
なる。
ジスタＡ１２の動作もドライブトランジスタＢ１３と共
に線形増幅動作となり、結果としてシリーズトランジス
タ８も線形動作となる。すなわち、この直流安定化電源
が線形のシリーズ・レギュレータとして動作するように
なる。
【００５３】図２ａ，ｂ，ｃおよびｅの右半分は線形動
作時の各部の信号波形を示しており、この図は時間とと
もに負荷電流が減少している状態を示している。線形動
作ではシリーズトランジスタ８のコレクタ部の波形（Ｖ
４）にスイッチング波形は現われず、出力電圧Ｖo とほ
ぼ等しい直流電圧が観測される。
作時の各部の信号波形を示しており、この図は時間とと
もに負荷電流が減少している状態を示している。線形動
作ではシリーズトランジスタ８のコレクタ部の波形（Ｖ
４）にスイッチング波形は現われず、出力電圧Ｖo とほ
ぼ等しい直流電圧が観測される。
【００５４】なお、本実施例では、直流安定化回路の全
ての回路が線形動作を行うわけではない。一部回路はス
イッチング動作を行っているが、それら回路は小信号を
扱う回路である。出力電圧のほとんどが通過する制御素
子、すなわちシリーズトランジスタ８は線形動作をして
おり、雑音の発生量という意味では通常のスイッチング
・レギュレータとは比較にならないくらい小さい。
ての回路が線形動作を行うわけではない。一部回路はス
イッチング動作を行っているが、それら回路は小信号を
扱う回路である。出力電圧のほとんどが通過する制御素
子、すなわちシリーズトランジスタ８は線形動作をして
おり、雑音の発生量という意味では通常のスイッチング
・レギュレータとは比較にならないくらい小さい。
【００５５】実施例２ 次に、２つの動作モードを有する直流安定化電源の他の
一実施例を図３を用いて説明する。図３で図１０，図１
と同一符号１〜１５，２４は同一内容を示す。図３にお
いて、３０は安定化電源の動作モードを切替えるエミッ
タ接地の切替トランジスタＢ、３１は切替トランジスタ
Ｂ３０のベース電流を設定する電流設定抵抗Ｄであっ
て、モード指定信号２４が印加される。この切替トラン
ジスタＢ３０はドライブトランジスタＡ１２に並列接続
されている。３２はドライブトランジスタＢ１３のベー
スに直列に接続されたベース抵抗、３３はレベルシフト
用のツェナーダイオード、３４はエミッタ接地のトラン
ジスタアンプである。誤差増幅器５の出力端子とトラン
ジスタアンプ３４のベース間にはツェナーダイオード３
３が接続され、トランジスタアンプ３４のコレクタはド
ライブトランジスタＢ１３のベースに接続されている。
ここでツェナーダイオード３３の降伏電圧Ｖz は説明の
ためのこぎり波発生器６の出力のピーク電圧（Ｖp とす
る。図２ａ参照）と同等の値とする。
一実施例を図３を用いて説明する。図３で図１０，図１
と同一符号１〜１５，２４は同一内容を示す。図３にお
いて、３０は安定化電源の動作モードを切替えるエミッ
タ接地の切替トランジスタＢ、３１は切替トランジスタ
Ｂ３０のベース電流を設定する電流設定抵抗Ｄであっ
て、モード指定信号２４が印加される。この切替トラン
ジスタＢ３０はドライブトランジスタＡ１２に並列接続
されている。３２はドライブトランジスタＢ１３のベー
スに直列に接続されたベース抵抗、３３はレベルシフト
用のツェナーダイオード、３４はエミッタ接地のトラン
ジスタアンプである。誤差増幅器５の出力端子とトラン
ジスタアンプ３４のベース間にはツェナーダイオード３
３が接続され、トランジスタアンプ３４のコレクタはド
ライブトランジスタＢ１３のベースに接続されている。
ここでツェナーダイオード３３の降伏電圧Ｖz は説明の
ためのこぎり波発生器６の出力のピーク電圧（Ｖp とす
る。図２ａ参照）と同等の値とする。
【００５６】次に、図３の回路の動作について以下に説
明する。いま、モード指定信号２４が０Ｖとすると切替
トランジスタＢ３０はＯＦＦとなる。このときにはチョ
ッパー方式のレギュレータの制御ループとして図１０の
場合と全く同様な回路が存在することになる。誤差増幅
器５の出力電圧がのこぎり波の下限電圧より大きくピー
ク電圧Ｖp より低い範囲で変化するときにはＰＷＭ変換
器７の出力パルスのデューティは１００％未満となる。
電源の負荷が急激に変化したりしない限りこの範囲で十
分安定化動作が行われる。
明する。いま、モード指定信号２４が０Ｖとすると切替
トランジスタＢ３０はＯＦＦとなる。このときにはチョ
ッパー方式のレギュレータの制御ループとして図１０の
場合と全く同様な回路が存在することになる。誤差増幅
器５の出力電圧がのこぎり波の下限電圧より大きくピー
ク電圧Ｖp より低い範囲で変化するときにはＰＷＭ変換
器７の出力パルスのデューティは１００％未満となる。
電源の負荷が急激に変化したりしない限りこの範囲で十
分安定化動作が行われる。
【００５７】一方、トランジスタアンプ３４は、ツェナ
ーダイオード３３（Ｖz はＶp と同等に選ばれている）
をベースに接続しているため、誤差増幅器５の出力電圧
Ｖ１がツェナーダイオード３３の降伏電圧ＶzにＰＮ接
合の順方向電圧（以下Ｖf とする）を加えた電圧を越え
ない限り遮断状態にある。ツェナーダイオード３３の降
伏電圧Ｖz が前述のようにのこぎり波のピーク振幅Ｖp
程度に選ばれているので、以上の説明からトランジスタ
アンプ３４のベース電流は流れず、通常遮断状態とな
る。
ーダイオード３３（Ｖz はＶp と同等に選ばれている）
をベースに接続しているため、誤差増幅器５の出力電圧
Ｖ１がツェナーダイオード３３の降伏電圧ＶzにＰＮ接
合の順方向電圧（以下Ｖf とする）を加えた電圧を越え
ない限り遮断状態にある。ツェナーダイオード３３の降
伏電圧Ｖz が前述のようにのこぎり波のピーク振幅Ｖp
程度に選ばれているので、以上の説明からトランジスタ
アンプ３４のベース電流は流れず、通常遮断状態とな
る。
【００５８】さて、モード指定信号２４が５Ｖのときに
は、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではまず、シリーズト
ランジスタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧Ｖo を上昇さ
せようとする。これによって、誤差増幅器５の出力Ｖ１
も上昇し、ついには、Ｖz （ツェナーの降伏電圧）９Ｖ
f （ＰＮ接合順方向電圧）よりも高い電圧になる。
は、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではまず、シリーズト
ランジスタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧Ｖo を上昇さ
せようとする。これによって、誤差増幅器５の出力Ｖ１
も上昇し、ついには、Ｖz （ツェナーの降伏電圧）９Ｖ
f （ＰＮ接合順方向電圧）よりも高い電圧になる。
【００５９】このようになるとトランジスタアンプ３４
のコレクタ電流が発生し、ベース抵抗３２の作用でドラ
イブトランジスタＢ１３のベース部の電位を低下させ
る。すなわち誤差増幅器５からトランジスタアンプ３４
を通りドライブトランジスタＢ１３を経てシリーズトラ
ンジスタ８を線形に制御するループが機能するようにな
る。誤差増幅器５の増幅度が大きければ、上記線形制御
ループの動作状態でも、チョッパー方式の場合とほとん
ど同等のＶo が得られることになる。
のコレクタ電流が発生し、ベース抵抗３２の作用でドラ
イブトランジスタＢ１３のベース部の電位を低下させ
る。すなわち誤差増幅器５からトランジスタアンプ３４
を通りドライブトランジスタＢ１３を経てシリーズトラ
ンジスタ８を線形に制御するループが機能するようにな
る。誤差増幅器５の増幅度が大きければ、上記線形制御
ループの動作状態でも、チョッパー方式の場合とほとん
ど同等のＶo が得られることになる。
【００６０】実施例３ これまで、２つの動作モードを有する直流安定化電源の
構成法の実例を説明したが、以下に上記実施例による直
流安定化電源の実際の機器への応用例、さらに動作モー
ドの選択に関わる実施例を示す。図４において、図８と
同一の符号１００〜１０４，１０６〜１０９，１１１〜
１１３は同一の内容を示す。図４におけるＣＤ電源１０
５ａは従来装置のＣＤ電源１０５に取って代わり前記実
施例１あるいは２に説明した直流安定化電源を適用した
ものであり、従来装置の集中制御器１１０に取って代わ
る集中制御器１１０ａはＣＤ電源１０５ａへのモード指
定信号２４の制御線が追加となり、これを扱う機能が追
加されたため図８における集中制御器１１０とわずかに
動作が異なる。
構成法の実例を説明したが、以下に上記実施例による直
流安定化電源の実際の機器への応用例、さらに動作モー
ドの選択に関わる実施例を示す。図４において、図８と
同一の符号１００〜１０４，１０６〜１０９，１１１〜
１１３は同一の内容を示す。図４におけるＣＤ電源１０
５ａは従来装置のＣＤ電源１０５に取って代わり前記実
施例１あるいは２に説明した直流安定化電源を適用した
ものであり、従来装置の集中制御器１１０に取って代わ
る集中制御器１１０ａはＣＤ電源１０５ａへのモード指
定信号２４の制御線が追加となり、これを扱う機能が追
加されたため図８における集中制御器１１０とわずかに
動作が異なる。
【００６１】すなわち図１あるいは図３の回路に共通の
モード指定信号２４をハイレベル＝５Ｖにすれば線形方
式の安定化電源となり、ローレベル＝０Ｖにすればチョ
ッパー方式となる。
モード指定信号２４をハイレベル＝５Ｖにすれば線形方
式の安定化電源となり、ローレベル＝０Ｖにすればチョ
ッパー方式となる。
【００６２】図８を用いた従来例のチューナ・ＣＤ一体
機では、ＣＤプレーヤを再生状態で使用するときもロー
ディング・イジェクト動作をさせるときもＣＤ電源１０
５はチョッパー方式で動作している。
機では、ＣＤプレーヤを再生状態で使用するときもロー
ディング・イジェクト動作をさせるときもＣＤ電源１０
５はチョッパー方式で動作している。
【００６３】本発明による図４の一体機では次のような
動作モードの選択が行われる。（ｉ）ローディング・イ
ジェクト動作時は線形方式の動作モード、これ以外はチ
ョッパー方式の動作モードを選択する。また別の実施例
としては次のような動作モード選択が行われる。（ii）
チューナが受信中でかつイジェクト動作を行う際だけ線
形方式の動作モードが選択され、これ以外はチョッパー
方式の動作モードが選択される。
動作モードの選択が行われる。（ｉ）ローディング・イ
ジェクト動作時は線形方式の動作モード、これ以外はチ
ョッパー方式の動作モードを選択する。また別の実施例
としては次のような動作モード選択が行われる。（ii）
チューナが受信中でかつイジェクト動作を行う際だけ線
形方式の動作モードが選択され、これ以外はチョッパー
方式の動作モードが選択される。
【００６４】従来例で、チューナ受信中にチョッパー式
のレギュレータを動作させると受信信号にノイズが混入
したり、受信品位が低下する危険性があると説明した。
この意味では上記（ii）の方法で対策が可能となる。集
中制御器１１０ａがチューナ部とＣＤプレーヤ部を総合
して制御する場合は、きょう体内部にディスクが存在す
るか否かを判定できるのでこのようなモード切替えは可
能である。
のレギュレータを動作させると受信信号にノイズが混入
したり、受信品位が低下する危険性があると説明した。
この意味では上記（ii）の方法で対策が可能となる。集
中制御器１１０ａがチューナ部とＣＤプレーヤ部を総合
して制御する場合は、きょう体内部にディスクが存在す
るか否かを判定できるのでこのようなモード切替えは可
能である。
【００６５】一方上記（ｉ）の方法はモード切替えの規
則を単純化したもので、チューナが受信中か否かという
ことに関わらずローディング・イジェクト動作では無条
件に線形動作モードを選択すれば従来例の問題は解決す
る。また、ＣＤプレーヤ部の操作機能として、単にディ
スクをきょう体内にローディングさせるだけで再生動作
は開始しないといった機能を有し、以前チューナを受信
中であればチューナの受信を継続させるという仕様を有
する場合には上記（ｉ）の方法が適切となる。
則を単純化したもので、チューナが受信中か否かという
ことに関わらずローディング・イジェクト動作では無条
件に線形動作モードを選択すれば従来例の問題は解決す
る。また、ＣＤプレーヤ部の操作機能として、単にディ
スクをきょう体内にローディングさせるだけで再生動作
は開始しないといった機能を有し、以前チューナを受信
中であればチューナの受信を継続させるという仕様を有
する場合には上記（ｉ）の方法が適切となる。
【００６６】以下に、上記（ｉ）の原理を図４のチュー
ナ・ＣＤ一体機に応用したときの集中制御器１１ａの処
理に関し図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて具体的に
説明する。図５（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図１２
（ａ）および（ｃ）に示した従来例における集中制御器
１１０の処理に対応し、異なるステップ番号の処理ステ
ップがあらたに追加されている。図１２（ｂ）の処理は
この実施例にも共通であり、その説明を省略する。
ナ・ＣＤ一体機に応用したときの集中制御器１１ａの処
理に関し図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて具体的に
説明する。図５（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図１２
（ａ）および（ｃ）に示した従来例における集中制御器
１１０の処理に対応し、異なるステップ番号の処理ステ
ップがあらたに追加されている。図１２（ｂ）の処理は
この実施例にも共通であり、その説明を省略する。
【００６７】図５（ａ）はディスクのローディングを含
むＣＤの再生開始処理を示し、ステップＳ１０１でロー
ディング動作に先立って直流安定化電源の動作モードを
線形モードにする処理が追加されている。また、ローデ
ィング動作終了後、ＣＤ再生動作に先立ってステップＳ
１２１で動作モードをチョッパー動作モードにする処理
が追加されている。
むＣＤの再生開始処理を示し、ステップＳ１０１でロー
ディング動作に先立って直流安定化電源の動作モードを
線形モードにする処理が追加されている。また、ローデ
ィング動作終了後、ＣＤ再生動作に先立ってステップＳ
１２１で動作モードをチョッパー動作モードにする処理
が追加されている。
【００６８】図５（ｂ）はチューナ受信中のイジェクト
動作に関する集中制御器１１０ａの処理を示しており、
ステップＳ３０１で、イジェクト動作に先立って直流安
定化電源の動作モードを線形モードにする処理が追加さ
れている点が従来例の場合と異なる。
動作に関する集中制御器１１０ａの処理を示しており、
ステップＳ３０１で、イジェクト動作に先立って直流安
定化電源の動作モードを線形モードにする処理が追加さ
れている点が従来例の場合と異なる。
【００６９】実施例４ 本発明の主旨は直流安定化電源に２つの動作モードを持
たせることにあるが、この発明のもう１つの目的はこの
モードの切替えと併せ安定化電源の出力電圧も切替え、
動作モードに応じた最適の電圧を得ることにある。例と
して上記実施例３に説明したようにローディング・イジ
ェクト動作時とそれ以外の動作で電源の動作モードを切
替える場合を挙げる。実施例３ではローディング・イジ
ェクト動作時には線形の動作モードが選択されることを
示したが、線形方式であるため、ローディング・イジェ
クト時にローディングモータに流れる比較的大きな消費
電流がほぼそのまま電源入力端１００（図４参照）に発
生する。一方直流モータは機械的出力を同一に保ったま
まで巻線仕様を変更し、例えば低電圧・大電流のモー
タ、あるいは高電圧、低電流のモータといった選択の自
由度を有する。この性質を利用し、高電圧・低電流のモ
ータを使用し、ローディング・イジェクト時は電源の出
力電圧を高めることで消費電流を減らすことが可能とな
る。
たせることにあるが、この発明のもう１つの目的はこの
モードの切替えと併せ安定化電源の出力電圧も切替え、
動作モードに応じた最適の電圧を得ることにある。例と
して上記実施例３に説明したようにローディング・イジ
ェクト動作時とそれ以外の動作で電源の動作モードを切
替える場合を挙げる。実施例３ではローディング・イジ
ェクト動作時には線形の動作モードが選択されることを
示したが、線形方式であるため、ローディング・イジェ
クト時にローディングモータに流れる比較的大きな消費
電流がほぼそのまま電源入力端１００（図４参照）に発
生する。一方直流モータは機械的出力を同一に保ったま
まで巻線仕様を変更し、例えば低電圧・大電流のモー
タ、あるいは高電圧、低電流のモータといった選択の自
由度を有する。この性質を利用し、高電圧・低電流のモ
ータを使用し、ローディング・イジェクト時は電源の出
力電圧を高めることで消費電流を減らすことが可能とな
る。
【００７０】以下に動作モードの切替えと同時に出力電
圧も切替える直流安定化電源の実施例を図６を用いて説
明する。図６において、図１０，図１，図３と同一の符
号１〜１５，２４，３０，３１は同一内容である。図６
は図１０と比べ、実施例２（図３）で説明したのと同様
なモード指定信号２４を入力する切替トランジスタＢ３
０、そのベースの電流設定抵抗Ｄ３１が追加され、ドラ
イブトランジスタＢ１３のエミッタと出力端３との間に
さらに新たに４０のツェナーダイオードＡ、４１のダイ
オードＡが加わったものである。
圧も切替える直流安定化電源の実施例を図６を用いて説
明する。図６において、図１０，図１，図３と同一の符
号１〜１５，２４，３０，３１は同一内容である。図６
は図１０と比べ、実施例２（図３）で説明したのと同様
なモード指定信号２４を入力する切替トランジスタＢ３
０、そのベースの電流設定抵抗Ｄ３１が追加され、ドラ
イブトランジスタＢ１３のエミッタと出力端３との間に
さらに新たに４０のツェナーダイオードＡ、４１のダイ
オードＡが加わったものである。
【００７１】この回路において、モード指定信号２４が
０Ｖのときは切替トランジスタＢ３０はＯＦＦ状態であ
り、図１０に示した従来のチョッパー方式と同一の制御
ループ（第一の制御ループ）が存在する。今、チョッパ
ー方式の動作での目標出力電圧を７Ｖとし、ツェナーダ
イオードＡ４０の降伏電圧をＶz ２で表わしこれが４Ｖ
であるとする。またダイオードＡ４１の順方向電圧をＶ
f とする。
０Ｖのときは切替トランジスタＢ３０はＯＦＦ状態であ
り、図１０に示した従来のチョッパー方式と同一の制御
ループ（第一の制御ループ）が存在する。今、チョッパ
ー方式の動作での目標出力電圧を７Ｖとし、ツェナーダ
イオードＡ４０の降伏電圧をＶz ２で表わしこれが４Ｖ
であるとする。またダイオードＡ４１の順方向電圧をＶ
f とする。
【００７２】チョッパー方式の動作において、Ｖc が５
Ｖとすると、ドライブトランジスタＢ１３のエミッタ部
の電位はほぼ５Ｖ−Ｖf （約4.３Ｖ）となる。よってツ
ェナーダイオードＡ４０とダイオードＡ４１の直列回路
の両端の電圧はＶo −５Ｖ＋Ｖf となり、具体的には約
2.７Ｖとなる。ツェナーダイオードＡ４０の降伏電圧は
４Ｖであるから、ツェナーダイオードＡ４０は遮断状態
となり、チョッパー方式の制御ループに全く影響を与え
ていないことになる。
Ｖとすると、ドライブトランジスタＢ１３のエミッタ部
の電位はほぼ５Ｖ−Ｖf （約4.３Ｖ）となる。よってツ
ェナーダイオードＡ４０とダイオードＡ４１の直列回路
の両端の電圧はＶo −５Ｖ＋Ｖf となり、具体的には約
2.７Ｖとなる。ツェナーダイオードＡ４０の降伏電圧は
４Ｖであるから、ツェナーダイオードＡ４０は遮断状態
となり、チョッパー方式の制御ループに全く影響を与え
ていないことになる。
【００７３】一方、モード指定信号２４が５Ｖになる
と、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではシリーズトランジ
スタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧が上昇していく。出
力電圧Ｖo が９Ｖになると、ツェナーダイオードＡ４０
とダイオードＡ４１の直列回路の両端の電圧は９Ｖ−５
Ｖ＋Ｖf ＝４Ｖ＋Ｖf となり、ツェナーダイオードＡ４
０に電流が流れるようになる。
と、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではシリーズトランジ
スタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧が上昇していく。出
力電圧Ｖo が９Ｖになると、ツェナーダイオードＡ４０
とダイオードＡ４１の直列回路の両端の電圧は９Ｖ−５
Ｖ＋Ｖf ＝４Ｖ＋Ｖf となり、ツェナーダイオードＡ４
０に電流が流れるようになる。
【００７４】さらに出力電圧Ｖo が上昇するとツェナー
ダイオードＡ４０を流れる電流が上昇して電流設定抵抗
Ｂ１５にかかる電圧が上昇するためにドライブトランジ
スタＢ１３のベース・エミッタ間電圧が減少し、その分
ドライブトランジスタＢ１３のエミッタ電流が減少し、
同時にシリーズトランジスタ８のコレクタ電流も減少
し、出力電圧の上昇を止める。すなわちダイオードＡ４
１、ツェナーダイオードＡ４０、ドライブトランジスタ
Ｂ１３、シリーズトランジスタ８の一巡の回路が第二の
制御ループを構成している。以上のようにモード指定信
号がハイレベルのときには目標出力電圧が９Ｖの線形方
式の直流安定化電源として動作することになり、チョッ
パー方式の動作時（Ｖo ＝７Ｖ）とは異なった出力電圧
となる。
ダイオードＡ４０を流れる電流が上昇して電流設定抵抗
Ｂ１５にかかる電圧が上昇するためにドライブトランジ
スタＢ１３のベース・エミッタ間電圧が減少し、その分
ドライブトランジスタＢ１３のエミッタ電流が減少し、
同時にシリーズトランジスタ８のコレクタ電流も減少
し、出力電圧の上昇を止める。すなわちダイオードＡ４
１、ツェナーダイオードＡ４０、ドライブトランジスタ
Ｂ１３、シリーズトランジスタ８の一巡の回路が第二の
制御ループを構成している。以上のようにモード指定信
号がハイレベルのときには目標出力電圧が９Ｖの線形方
式の直流安定化電源として動作することになり、チョッ
パー方式の動作時（Ｖo ＝７Ｖ）とは異なった出力電圧
となる。
【００７５】実施例５ 実施例４では直流安定化電源の動作モードの切替えと同
時に出力電圧も切替える一例を挙げたが、以下に別の方
法の実施例を挙げる。図７は前述の図１あるいは図３の
回路の誤差増幅器５の周辺に追加して出力電圧切替えを
可能にする回路である。図７において図１０，図１，図
３と同一符号３〜５，２４は同一の内容である。
時に出力電圧も切替える一例を挙げたが、以下に別の方
法の実施例を挙げる。図７は前述の図１あるいは図３の
回路の誤差増幅器５の周辺に追加して出力電圧切替えを
可能にする回路である。図７において図１０，図１，図
３と同一符号３〜５，２４は同一の内容である。
【００７６】図７において、５０は分割抵抗Ａ、５１は
分割抵抗Ａ５０との分圧点が誤差増幅器５の（＋）入力
端子に接続された分割抵抗Ｂ、５２は切替トランジスタ
Ｃであり、これらは出力端３と接地間に直列接続され、
５３は切替トランジスタＣ５２のベース抵抗を構成して
モード指定信号２４を入力する電流設定抵抗Ｅである。
モード指定信号２４が０Ｖの時は切替トランジスタＣ５
２はＯＦＦ状態となり、出力電圧Ｖo はそのまま誤差増
幅器５の（＋）入力端子に伝わる。この場合図１，図３
と同様の状態となる。
分割抵抗Ａ５０との分圧点が誤差増幅器５の（＋）入力
端子に接続された分割抵抗Ｂ、５２は切替トランジスタ
Ｃであり、これらは出力端３と接地間に直列接続され、
５３は切替トランジスタＣ５２のベース抵抗を構成して
モード指定信号２４を入力する電流設定抵抗Ｅである。
モード指定信号２４が０Ｖの時は切替トランジスタＣ５
２はＯＦＦ状態となり、出力電圧Ｖo はそのまま誤差増
幅器５の（＋）入力端子に伝わる。この場合図１，図３
と同様の状態となる。
【００７７】一方モード指定信号２４が５Ｖ、すなわち
線形方式の動作モードが選択されると、切替トランジス
タＣ５２がＯＮとなり、出力電圧Ｖo は分割抵抗Ａ５０
とＢ５１で分割されて誤差増幅器５に伝わり、目標出力
電圧が両分割抵抗Ａ，Ｂ，５０，５１の分割比の逆数倍
の値に変わる。なお、出力電圧の切替え方法自体は他の
方法もあり、例えば基準電圧４を切替え２種類用意する
方法であってもよい。
線形方式の動作モードが選択されると、切替トランジス
タＣ５２がＯＮとなり、出力電圧Ｖo は分割抵抗Ａ５０
とＢ５１で分割されて誤差増幅器５に伝わり、目標出力
電圧が両分割抵抗Ａ，Ｂ，５０，５１の分割比の逆数倍
の値に変わる。なお、出力電圧の切替え方法自体は他の
方法もあり、例えば基準電圧４を切替え２種類用意する
方法であってもよい。
【００７８】以上の実施例では、チューナとＣＤプレー
ヤの一体機を例として挙げたが、ほとんど同様にディジ
タルオーディオテープデッキとチューナの一体機にも適
用できるし、その他情報記録担体をローディング・イジ
ェクトする機能を有する機器にも適用が可能であること
は明白である。また、実施例ではシリーズトランジスタ
として単一のバイポーラ型の素子を利用したが、これは
ＦＥＴでも同様の効果が得られるし、ダーリントン接続
のような複合型素子でも置換えられることは言うまでも
ない。また、モード指定信号２４は、機器の動作状態を
示す。機器の動作状態に対応した信号ならばどのような
もので良く、この発明では広義に解釈される。
ヤの一体機を例として挙げたが、ほとんど同様にディジ
タルオーディオテープデッキとチューナの一体機にも適
用できるし、その他情報記録担体をローディング・イジ
ェクトする機能を有する機器にも適用が可能であること
は明白である。また、実施例ではシリーズトランジスタ
として単一のバイポーラ型の素子を利用したが、これは
ＦＥＴでも同様の効果が得られるし、ダーリントン接続
のような複合型素子でも置換えられることは言うまでも
ない。また、モード指定信号２４は、機器の動作状態を
示す。機器の動作状態に対応した信号ならばどのような
もので良く、この発明では広義に解釈される。
【００７９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、機器内部
で使用される直流安定化電源の動作原理を機器の動作モ
ードに応じてチョッパー方式のスイッチング制御方式と
線形制御方式を選択できるようにしたので、発熱・消費
電力が小さいというスイッチング方式の特長と線形方式
のノイズの出ないという特長を最適に選択できるように
なり、とりわけノイズに敏感な回路と大きな電力を扱う
電源が同居する機器の設計が容易になる。
で使用される直流安定化電源の動作原理を機器の動作モ
ードに応じてチョッパー方式のスイッチング制御方式と
線形制御方式を選択できるようにしたので、発熱・消費
電力が小さいというスイッチング方式の特長と線形方式
のノイズの出ないという特長を最適に選択できるように
なり、とりわけノイズに敏感な回路と大きな電力を扱う
電源が同居する機器の設計が容易になる。
【００８０】また、情報記録担体をモータにより移動さ
せる駆動機構を有する電子機器の直流安定化電源である
場合、チューナ受信中のイジェクト動作時にはシリーズ
・レギュレータのみ動作させ、雑音の問題を除去するの
で、その効果が大きい。
せる駆動機構を有する電子機器の直流安定化電源である
場合、チューナ受信中のイジェクト動作時にはシリーズ
・レギュレータのみ動作させ、雑音の問題を除去するの
で、その効果が大きい。
【００８１】また、チョッパー制御方式では従来と同様
に動作させ、線形制御方式では平滑回路を挿入するよう
に構成したので、単純な回路を付加するだけで線形制御
方式に切替えられ、簡単な構成で安価に実施できる。
に動作させ、線形制御方式では平滑回路を挿入するよう
に構成したので、単純な回路を付加するだけで線形制御
方式に切替えられ、簡単な構成で安価に実施できる。
【００８２】また第一，第二の制御ループを有し、これ
を切替使用してチョッパー制御方式と線形制御方式に切
替えるように構成したので、制御ループを分けている為
に、制御ループの動作を最適に設計し易くなる。
を切替使用してチョッパー制御方式と線形制御方式に切
替えるように構成したので、制御ループを分けている為
に、制御ループの動作を最適に設計し易くなる。
【００８３】さらに、動作モードを切替えるのと併せて
出力電圧を切替えるように構成したので、設計の自由度
が増大するメリットが得られる。
出力電圧を切替えるように構成したので、設計の自由度
が増大するメリットが得られる。
【図１】この発明の一実施例による直流安定化電源の回
路図である。
路図である。
【図２】図１の直流安定化電源の各部動作波形を示すタ
イミング図である。
イミング図である。
【図３】この発明の他の一実施例による直流安定化電源
の回路図である。
の回路図である。
【図４】この発明による直流安定化電源を機器に応用し
た一実施例としてのチューナ・ＣＤ一体機の電源系統関
連のブロック図である。
た一実施例としてのチューナ・ＣＤ一体機の電源系統関
連のブロック図である。
【図５】この発明を適用したチューナ・ＣＤ一体機の集
中制御器の処理を示すフローチャートである。
中制御器の処理を示すフローチャートである。
【図６】この発明の更に他の一実施例による直流安定化
電源の回路図である。
電源の回路図である。
【図７】この発明の他の実施例を実現するための付加回
路例を示す部分回路図である。
路例を示す部分回路図である。
【図８】従来のスイッチング方式の直流安定化電源を使
ったチューナ・ＣＤ一体機の電源系統関連のブロック図
である。
ったチューナ・ＣＤ一体機の電源系統関連のブロック図
である。
【図９】情報記録担体のローディング機構の構成例を示
す概略斜視図である。
す概略斜視図である。
【図１０】従来技術によるチョッパー方式の直流安定化
電源の回路図である。
電源の回路図である。
【図１１】図１０のチョッパー方式の電源回路の各部の
動作波形を示すタイミング図である。
動作波形を示すタイミング図である。
【図１２】従来のチューナ・ＣＤ一体機の集中制御器の
処理を示すフローチャートである。
処理を示すフローチャートである。
１００ 電源入力端 １０５ａ ＣＤ電源 １ 電源入力端 ２ 電源ＯＮ／ＯＦＦ端 ３ 出力端 ５ 誤差増幅器 ６ のこぎり波発生器 ７ ＰＷＭ変換器 ８ シリーズトランジスタ ９ チョーク １０ ダイオード １１ 平滑コンデンサ １２ ドライブトランジスタＡ １３ ドライブトランジスタＢ １４ 電流設定抵抗Ａ １５ 電流設定抵抗Ｂ ２０ 平滑抵抗 ２１ 平滑コンデンサ ２２ 切替トランジスタ ２３ 電流設定抵抗Ｃ ２４ モード指定信号 ３０ 切替トランジスタＢ ３１ 電流設定抵抗Ｄ ３２ ベース抵抗 ３３ ツェナーダイオード ３４ トランジスタアンプ ４０ ツェナーダイオードＡ ４１ ダイオードＡ ５０ 分割抵抗Ａ ５１ 分割抵抗Ｂ ５２ 切替トランジスタＣ ５３ 電流設定抵抗Ｅ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年５月１５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５８】さて、モード指定信号２４が５Ｖのときに
は、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではまず、シリーズト
ランジスタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧Ｖo を上昇さ
せようとする。これによって、誤差増幅器５の出力Ｖ１
も上昇し、ついには、Ｖz （ツェナーの降伏電圧）±Ｖ
f （ＰＮ接合順方向電圧）よりも高い電圧になる。
は、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではまず、シリーズト
ランジスタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧Ｖo を上昇さ
せようとする。これによって、誤差増幅器５の出力Ｖ１
も上昇し、ついには、Ｖz （ツェナーの降伏電圧）±Ｖ
f （ＰＮ接合順方向電圧）よりも高い電圧になる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６６】以下に、上記（ｉ）の原理を図４のチュー
ナ・ＣＤ一体機に応用したときの集中制御器１１０ａの
処理に関し図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて具体的
に説明する。図５（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図１２
（ａ）および（ｃ）に示した従来例における集中制御器
１１０の処理に対応し、異なるステップ番号の処理ステ
ップがあらたに追加されている。図１２（ｂ）の処理は
この実施例にも共通であり、その説明を省略する。
ナ・ＣＤ一体機に応用したときの集中制御器１１０ａの
処理に関し図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて具体的
に説明する。図５（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図１２
（ａ）および（ｃ）に示した従来例における集中制御器
１１０の処理に対応し、異なるステップ番号の処理ステ
ップがあらたに追加されている。図１２（ｂ）の処理は
この実施例にも共通であり、その説明を省略する。
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源を入力とする電源入力端と出力
端の間に直列接続で挿入されるシリーズトランジスタ
と、機器の動作モードに応じて、上記シリーズトランジ
スタをスイッチングさせてチョッパー方式の直流安定化
を行う状態と、上記シリーズトランジスタを線形増幅器
として動作させる線形制御方式の直流安定化を行う状態
とを切替える切替手段を備えたことを特徴とする直流安
定化電源。 - 【請求項２】 情報記録担体をモータにより移動させる
駆動機構を有する電子機器の直流安定化を行うことを特
徴とする請求項１に記載の直流安定化電源。 - 【請求項３】 出力電圧値に応じてパルス信号を生成す
るパルス変換器を有し、このパルス変換器の出力をシリ
ーズトランジスタに加えてチョッパー方式の直流安定化
動作を行い、さらに上記パルス変換器の出力パルスを平
滑化する平滑化回路を機器の特定の動作モードに応じて
動作させて線形制御方式の直流安定化動作を行うことを
特徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流安定化電
源。 - 【請求項４】 出力電圧値に応じてパルス信号を生成す
るパルス変換器と、このパルス変換器の出力をシリーズ
トランジスタに加えてチョッパー方式の直流安定化動作
を行う第一の制御ループと、上記出力電圧値に応じて上
記シリーズトランジスタの制御信号を線形に制御する機
能を有する第二の制御ループと、上記第一の制御ループ
と上記第二の制御ループの選択を行うループ切替手段を
備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれ
か１項に記載の直流安定化電源。 - 【請求項５】 チョッパー方式の直流安定化を行う状態
と線形制御方式の直流安定化動作を行う状態とが選択さ
れるのと併せて上記両状態で出力電圧を切替える出力切
替手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項４
のいずれか１項に記載の直流安定化電源。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP3253753A JP2712934B2 (ja) | 1991-10-01 | 1991-10-01 | 直流安定化電源 |
| DE19924233078 DE4233078C2 (de) | 1991-10-01 | 1992-10-01 | Akustisches Gerät |
| US08/468,915 US5502369A (en) | 1991-10-01 | 1995-06-06 | Stabilized direct current power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3253753A JP2712934B2 (ja) | 1991-10-01 | 1991-10-01 | 直流安定化電源 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0595670A true JPH0595670A (ja) | 1993-04-16 |
| JP2712934B2 JP2712934B2 (ja) | 1998-02-16 |
Family
ID=17255668
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP3253753A Expired - Lifetime JP2712934B2 (ja) | 1991-10-01 | 1991-10-01 | 直流安定化電源 |
Country Status (2)
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| JP (1) | JP2712934B2 (ja) |
| DE (1) | DE4233078C2 (ja) |
Cited By (3)
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1992
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|---|---|
| JP2712934B2 (ja) | 1998-02-16 |
| DE4233078C2 (de) | 1996-09-26 |
| DE4233078A1 (de) | 1993-04-08 |
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