JP2712934B2

JP2712934B2 - 直流安定化電源

Info

Publication number: JP2712934B2
Application number: JP3253753A
Authority: JP
Inventors: 正紀庭山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-10-01
Filing date: 1991-10-01
Publication date: 1998-02-16
Anticipated expiration: 2013-02-16
Also published as: JPH0595670A; DE4233078C2; DE4233078A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、機器に適用される、い
わゆるスイッチング方式の直流安定化電源のノイズ対策
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電子機器では内部回路の電源としてスイ
ッチング方式の直流安定化電源（以下、スイッチング・
レギュレータと称す。）を採用することが多い。スイッ
チング・レギュレータはその原理から効率よく所望の電
源を構成でき、機器の消費電力あるいは発熱の低減に大
きな効果を発揮する。

【０００３】以下、図８〜図１１を用いてチューナとコ
ンパクトディスクプレーヤ（以下、ＣＤプレーヤと称
す。）を同一きょう体に内蔵させた車載用チューナ・Ｃ
Ｄ一体機を例として従来技術を説明する。

【０００４】図８はスイッチング・レギュレータを採用
した車載用チューナ・ＣＤ一体機に関する電源給電を中
心としたブロック図である。図８において、１００は車
のバッテリー電源の本機器への電源入力端であり、通常
１３Ｖ程度の電圧が入力される。１０１はチューナ回路
１０２へ安定化した直流電源を供給するチューナ電源、
１０２はチューナ回路、１０３は機器外部のアンテナ、
１０４はアンテナ入力端で、チューナ回路１０２に接続
されている。

【０００５】１０５はＣＤプレーヤブロックに第一の安
定化された電源（ここでは説明のため７Ｖとする）を供
給するＣＤ電源であり、スイッチング方式の電源回路と
なっている。この電源の出力は図示しないディスクに回
転駆動力を与えるスピンドルモータ回路の電源等に充て
られている。

【０００６】１０６はＣＤプレーヤブロックに第二の安
定化された電源（ここでは説明のため５Ｖとする）を供
給するＣＤ５Ｖ電源である。ＣＤ５Ｖ電源は線形増幅器
を使った通常の安定化電源（いわゆるシリーズ・レギュ
レータと称されるもの）である。１０７はＣＤプレーヤ
の回路ブロックの代表として挙げたディジタル信号処理
回路で、ディスクから読取った信号の復調や誤りを訂正
する回路であり（詳細動作の説明は省略する。）、ＣＤ
５Ｖ電源１０６からの給電で動作する。

【０００７】１０８はディスクをローディング・イジェ
クトする機構の駆動源としてのローディングモータであ
り、１０９はローディングモータ１０８を正・逆転制御
するモータドライブ回路であり、ＣＤ電源１０５の出力
を電源として動作する。

【０００８】１１０はマイクロプロセッサ等で構成さ
れ、チューナ動作とＣＤプレーヤ動作を集中的に制御す
る集中制御器である。１１１はチューナ電源１０１の出
力をＯＮ／ＯＦＦ指令するチューナ電源制御線、１１２
はＣＤ電源１０５の出力をＯＮ／ＯＦＦ指令するＣＤ電
源制御線で、説明のためＶc なる信号名を与える。１１
３はローディングモータ１０８の動作を指令するローデ
ィング制御線であり、これら制御線はいずれも集中制御
器１１０から出力される。

【０００９】図９は、チューナ・ＣＤプレーヤ一体機の
ディスクのローディング機構を概略説明する図であり、
図８と同一符号は同一内容を示す。図９において、２０
０はチューナ・ＣＤ一体機のきょう体、２０１はコンパ
クトディスク（以下ディスクと略す）、２０２は操作面
である。ディスク２０１は、トレイ部２０３に載せられ
てきょう体２００の内・外に搬送される。

【００１０】ローディングモータ１０８の回転は、ベル
ト２０４、平ギア２０５、トレイ部２０３に固定された
ラック部２０６を通じてトレイ部２０３に伝えられ、ロ
ーディングモータ１０８の回転方向に応じ、トレイ部２
０３をきょう体２００内部側、あるいは外部側へと移動
させることが可能となっている。２０７はディスククラ
ンプ機構であり、再生動作時にディスク２０１を図示し
ないターンテーブルに保持するための機構である（詳細
説明略）。

【００１１】図１０は図８におけるＣＤ電源１０５の具
体的構成例を示す図である。図８，図９と同一符号は同
一内容を示す。図１０に示すスイッチング・レギュレー
タは、いわゆるチョッパー方式の降圧型レギュレータ
（出力電圧が入力電圧より低い）である。図１０におい
て、１は電源入力端でＶi なる電圧（平均１３Ｖで、１
０Ｖから１６Ｖ程度まで変動する）が入力され、２はレ
ギュレータの出力のＯＮ／ＯＦＦを制御するＣＤ電源制
御線１１２が入力される電源ＯＮ／ＯＦＦ端であり、Ｖ
c なる信号が加えられる。この例では、正規動作を行わ
せるときＶc ＝５Ｖ、出力停止を命じるときＶc ＝０Ｖ
とする。３は本電源の出力端でＶo なる電圧を出力す
る。

【００１２】４は基準電圧、５は誤差増幅器で、基準電
圧４と出力電圧Ｖo の差を検出・増幅し、６はのこぎり
波発生器、７はのこぎり波発生器６からののこぎり波の
信号Ｖ３と誤差増幅器５の出力Ｖ１の大小比較を行うこ
とでＰＷＭ変換を行うＰＷＭ変換器である。８はエミッ
タが電源入力端１に、コレクタがチョーク９を介して出
力端３に接続されたシリーズトランジスタ、９はチョー
ク、１０はダイオード、１１はチョーク９と出力端３と
の接続点と接地間に接続された平滑コンデンサで、これ
らはチョッパー方式のスイッチング・レギュレータで基
本となる回路要素である。

【００１３】１２はドライブトランジスタＡ、１３はド
ライブトランジスタＢ、１４と１５はそれぞれ電流設定
抵抗Ａと電流設定抵抗Ｂであり、これらはＰＷＭ変換器
７の出力をシリーズトランジスタ８に伝えるドライブ回
路を構成する。電流設定抵抗Ａ１４はＰＷＭ変換器７の
出力端子とドライブトランジスタＡ１２のベース間に接
続されている。また、シリーズトランジスタ８のベース
と接地間には、ドライブトランジスタＢ１３、電流設定
抵抗Ｂ１５、ドライブトランジスタＡ１２がこの順に直
列接続されている。

【００１４】電源ＯＮ／ＯＦＦ端２（電圧はＶc ）はド
ライブトランジスタＢ１３のベースに接続され、Ｖc が
０ＶのときはドライブトランジスタＢ１３は完全に遮断
状態となり、同時にシリーズトランジスタ８も遮断とな
って、本電源の出力は０Ｖ（ＯＦＦ）となる。

【００１５】Ｖc が５Ｖのときはドライブトランジスタ
Ｂ１３はいわゆるベース接地の増幅器として動作するこ
とになる。この状態で、ＰＷＭ変換器７の出力がローレ
ベルのときはドライブトランジスタＡ１２がＯＦＦとな
り、同時にドライブトランジスタＢ１３、シリーズトラ
ンジスタ８も共にＯＦＦとなる。ＰＷＭ変換器７の出力
がハイレベルのとき、ドライブトランジスタＡ１２がＯ
ＮとなってドライブトランジスタＢ１３に特定のエミッ
タ電流が流れ、この結果シリーズトランジスタ８もＯＮ
となる。

【００１６】図１１ａ〜ｄは、図１０のチョッパー式の
直流安定化電源の各部の波形を示し、本図を用いて図１
０の回路の動作を説明する。この説明では電源ＯＮ／Ｏ
ＦＦ端２の電圧Ｖc は５Ｖの状態とする。図１１ａはの
こぎり波発生器６の出力Ｖ３（実線）と誤差増幅器５の
出力Ｖ１の波形（破線）を示している。本図では時間軸
後半から負荷の電流が低下したため出力電圧Ｖo が上昇
した場合を示している。ＰＷＭ変換器７は図１１ａの２
つの信号の大小比較を行い、図１１ｂに示す信号Ｖ２を
出力する。出力電圧Ｖo が高いときにはＰＷＭ変換器７
の出力Ｖ２のハイデューティが低下することが図１１
ａ，ｂに示されている。

【００１７】出力Ｖ２がハイレベルのときシリーズトラ
ンジスタ８はＯＮとなり、この期間中、図１１ｃに示す
ようにシリーズトランジスタ８のコレクタ部の電圧Ｖ４
は入力電圧Ｖi にほぼ等しくＶI になる。トランジスタ
ＯＮ期間中、チョーク９の電流Ｉc （図１１ｄの破線）
およびシリーズトランジスタ８のコレクタ電流Ｉtr（図
１１ｄ実線）は時間とともに増加する。

【００１８】一方シリーズトランジスタ８がＯＦＦのと
きは、チョーク９の以前の電流を保とうとする性質から
コレクタ電圧Ｖ４が引き下げられ、コレクタ電圧Ｖ４は
ダイオード１０の働きでわずかな負電圧のところでクラ
ンプされる（図１１ｃ）。このＯＦＦ期間中しばらくは
図１１ｄに示すようにチョーク電流Ｉc は時間とともに
減少しつつも出力側に電流を供給し続ける。

【００１９】図１１の時間軸の後半、すなわち出力電圧
Ｖo が上昇したときにはシリーズトランジスタ８のＯＮ
デューティが低下し、これに伴い図１１ｄが示すように
チョーク９を通過して出力端３に出力されるチョーク電
流Ｉc の平均値も低下し、出力電圧ＶO を低下させよう
とする安定化動作が行われる。なお、スイッチング方式
の安定化電源におけるスイッチング周波数としては一般
に２０kHz 〜５０0kHzが選択されるが、近年はスイッチ
ング素子の高速化が進んだこと、小型化のメリットを得
るために１００kHz 以上のスイッチング周波数が選ばれ
ることが多くなっている。

【００２０】以上説明したチョッパー方式のスイッチン
グレギュレータを内蔵した従来のチューナ・ＣＤ一体機
では次のような動作がなされる。以下、図１2(ａ),
（ｂ）および（ｃ）に示したフローチャートを用いて説
明する。

【００２１】新規にディスク２０１の再生を行う場合、
ディスク２０１がトレイ部２０３に載せられる。図１２
（ａ）で、図示しない操作面２０２上の操作キーによる
再生開始操作入力を受けて、ステップＳ１１０で集中制
御器１１０はＣＤ電源制御線１１２（信号名Ｖc ）をハ
イレベル（すなわちＶc を５Ｖとする）とし、これをＣ
Ｄ電源１０５が入力し、スイッチングレギュレータの動
作が行われて出力ＯＮ状態となる。これによりＣＤプレ
ーヤ関連の全ての回路ブロックが通電状態となる。この
時、同時にチューナ電源制御線１１１を通じてチューナ
電源１０１は出力ＯＦＦ状態を指令されている。

【００２２】次にステップＳ１２０で集中制御器１１０
はローディング制御線１１３に特定の信号を出力し、モ
ータドライブ回路を通じてローディングモータ１０８を
駆動し、トレイ部２０３をきょう体２００内部に引込ま
せ、ローディング動作を完結させるローディング動作処
理を行う。

【００２３】ローディング動作終了後、図示しない手段
によりディスク２０１からの信号読取り、再生動作が行
われる。ＣＤプレーヤ部で必要となる電力はほとんどＣ
Ｄ電源１０５から供給されるが、これがスイッチング方
式の電源であるため、電源部からの余分な発熱を最小限
にでき、きょう体２００内部の温度上昇を低く抑えるこ
とが可能となっている。

【００２４】次にディスク再生中に図示しない操作によ
り、チューナ受信が命令入力される場合に関しての集中
制御器１１０の処理について、図１２（ｂ）を用いて説
明する。集中制御器１１０は、ステップＳ２１０で所定
のＣＤプレーヤ部の停止動作を命令・処理し、ディスク
２０１をきょう体２００内部に設置したままステップＳ
２２０で最終的にＣＤ電源１０５を出力ＯＦＦの状態に
する。一方チューナ電源１０１はステップＳ２３０でチ
ューナ電源制御線１１１を通じて出力ＯＮの状態に切替
えられ、チューナ回路１０２が動作可能となる。

【００２５】次にチューナ受信中に図示しないディスク
イジェクト操作が加えられた場合の集中制御器１１０の
処理については図１２（ｃ）を用いて説明する。集中制
御器１１０は、チューナ受信動作を継続しながらも、ス
テップＳ３１０でＣＤ電源１０５を出力ＯＮ状態とす
る。ステップＳ３２０でローディング制御線１１３、モ
ータドライブ回路１０９を通じ、ローディング時とは逆
の回転でローディングモータ１０８を駆動し、トレイ部
２０３すなわちディスク２０１を排出（イジェクト）さ
せるイジェクト処理を行う。トレイ部２０３が特定のイ
ジェクト終了位置まで移動すると、ステップＳ３３０で
集中制御器１１０はＣＤ電源１０５の出力ＯＦＦを命令
する。

【００２６】以上説明したチューナ・ＣＤ一体機の一連
の動作に関し、次の問題が生じる。ディスクのイジェク
ト動作のためにＣＤ電源１０５、すなわちスイッチング
・レギュレータ方式の電源を動作させた場合、この電源
がかなり大きなレベルの高周波雑音を発生する。具体的
には、大振幅のパルス電圧および電流による静電誘導や
電磁誘導により、あるいは配線インピーダンスでの電圧
降下として直接侵入することにより周辺回路に影響を与
える。近年のスイッチング・レギュレータの高周波化に
より、影響が周辺回路に波及しやすい状況になってきて
いる。

【００２７】この雑音もチューナ受信状態でなければ無
視できるが、受信状態のときには同一きょう体内にある
チューナ側回路あるいはアンテナへ雑音混入が生じ、受
信品位の低下が生じる危険性が極めて高い。場合によっ
ては、チューナが全く別のきょう体にあるような音響シ
ステムでさえスイッチング電源のノイズが受信品位を低
下させることがある。

【００２８】この問題の解決、解消のために例えば次の
ような対策が採用される。スイッチング・レギュレータをシールドケースに密
封する。電源入出力部等に雑音除去フィルタを設ける。チューナ部をシールドケースに密封する。チューナ部をスイッチング・レギュレータ部から離
れた位置に位置する。スイッチング・レギュレータのスイッチング周波数
を下げるか、あるいは周波数を変更する。磁束のもれの少ないチョークを使用する。

【００２９】これらの対策の組合せで、容易かつ少ない
部品点数で、また、わずかなコストの増加で雑音問題が
完全に解消すれば良いが、一方、本質的な対策として、
モータドライブ回路への電源供給にスイッチング式の電
源を使わず、通常の線形増幅器を使用したシリーズ・レ
ギュレータを使うことで上記問題を解消する方法があ
る。

【００３０】この方式では、ＣＤプレーヤ部の再生動作
中の主電源としてスイッチング方式の安定化電源を採用
するならば、これとは別にシリーズ・レギュレータを設
け、少なくともチューナ受信中のイジェクト動作時に
は、このシリーズ・レギュレータのみ動作させ、ローデ
ィングモータを駆動することになる。

【００３１】

【発明が解決しようとする課題】従来の直流安定化電源
は以上のように構成されているので、スイッチング・レ
ギュレータ方式を採用した場合、上記〜の雑音対策
の組合せを必要とするが、現実には車載用機器のように
狭い空間に多くの回路・機構を実装する必要がある場合
には、各回路ブロックの配置設計やシールド設計に関し
制約条件が多く、満足のいく結果が得られない場合が多
い問題点があった。

【００３２】この他に、モータドライブ回路への電源供
給にシリーズ・レギュレータを使う方式では、モータを
駆動するための電源は、大きい電力・電流を扱うことか
ら大きい熱損失を許容する半導体素子が必要であり、ま
た、このような素子は形状が大きいことから回路実装空
間、部品コストが余分に必要となる等の問題点があっ
た。

【００３３】回路実装空間、部品コスト、熱損失の観点
から考えれば、特開昭６４−８８６１２号公報等に開示
された、レギュレータ回路をスイッチング・レギュレー
タとシリーズ・レギュレータに択一的に切り換える直流
安定化電源が好ましいが、雑音の弊害と無関係に入力電
圧レベルに応じて切換えている為に、上記のような雑音
対策を必要とする等の問題点があった。

【００３４】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、機器内部の発熱や消費電力が問
題となる動作状態ではスイッチング方式の安定化電源の
もつ高効率という特長を発揮させ、一方、スイッチング
方式の弊害である雑音が問題になるが発熱や消費電力が
特に問題とならない動作状態については本質的に雑音問
題の生じないようにできる直流安定化電源を得ることを
目的とする。

【００３５】

【課題を解決するための手段】この発明の直流安定化電
源は、電源入力端と出力端の間に直列接続で挿入され
るシリーズトランジスタと、送信信号を受信する受信手
段と、移動可能な媒体に対し所定の動作を行う媒体動作
手段と、受信手段及び媒体動作手段に対する動作指令の
種別に基づき、シリーズトランジスタをチョッパー方式
の直流安定化を行う状態か、シリーズトランジスタを線
形制御方式の直流安定化を行う状態かのどちらかに切替
える切替手段を備え、切替手段は、受信手段が受信して
いる際に媒体動作手段に対し媒体の移動動作を指示する
指令を受けた場合、シリーズトランジスタを線形制御方
式の直流安定化を行う状態に切替えるようにしたもので
ある。

【００３６】また、出力電圧値に応じて所定信号を出力
する信号出力手段を設け、切替手段は、チョッパー方式
の直流安定化を行う場合、信号出力手段の出力信号をシ
リーズトランジスタに加えてスイッチングさせ、線形制
御方式の直流安定化を行う場合、出力電圧値に応じてシ
リーズトランジスタの制御信号を線形に制御するように
したものである。

【００３７】さらに、切替手段がチョッパー方式の直流
安定化を行う状態に切替えた場合、第１の電圧を出力
し、線形制御方式の直流安定化動作を行う状態に切替え
た場合、第２の電圧を出力する電圧出力切替手段を設け
たものである。

【００３８】また、電源入力端と電源出力端の間に直列
接続で挿入されるシリーズトランジスタと、出力電圧値
に応じた所定信号を出力する信号出力手段と、この信号
出力手段の出力した信号を平滑化する平滑手段と、機器
の動作モードに基づき、信号出力手段の出力信号をシリ
ーズトランジスタに出力してチョッパー方式の直流安定
化を行う状態か、平滑手段の動作により線形制御方式の
直流安定化を行う状態かのどちらかに切替える切替手段
を備えたものである。

【００３９】

【作用】受信手段が受信している際に媒体動作手段に対
し媒体の移動動作を指示する指令を受けた場合、切替手
段がシリーズトランジスタを線形制御方式の直流安定化
を行う状態に切替えさせる。

【００４０】また、切替手段が、チョッパー方式の直流
安定化を行う場合、信号出力手段の出力信号をシリーズ
トランジスタに加えてスイッチングさせ、線形制御方式
の直流安定化を行う場合、出力電圧値に応じてシリーズ
トランジスタの制御信号を線形に制御させる。

【００４１】また、電圧出力手段は、切替手段がチョッ
パー方式の直流安定化を行う状態に切替えた場合、第１
の電圧を出力させ、切替手段が線形制御方式の直流安定
化動作を行う状態に切替えた場合、第２の電圧を出力さ
せる。

【００４２】さらに、切替手段が、機器の動作モードに
基づき、信号出力手段の出力信号をシリーズトランジス
タに出力してチョッパー方式の直流安定化を行う状態
か、平滑手段の動作により線形制御方式の直流安定化を
行う状態かのどちらかに切替える。

【００４３】

【実施例】本発明になる直流安定化電源は、共通のシリ
ーズトランジスタを使って、チョッパー方式で降圧型の
スイッチング・レギュレータと線形動作のシリーズ・レ
ギュレータを機器の動作モードに応じて切替えて選択で
きる構成にしたことを主原理としている。まず、この２
種類の切替動作モードを実現する直流安定化電源の実施
例について以下に説明する。

【００４４】実施例１２種類の動作モードを有する直流安定化電源の具体例と
して、図１を用いて説明する。図１において、図１０と
同一符号１〜１５は同一の内容を示し、その説明を省略
する。図１に示す回路は図１０の従来のチョッパー式の
降圧型直流安定化電源に対し、符号２０から２４の要素
が追加されている。

【００４５】図１において、２０はＰＷＭ変換器７の出
力端子と電流設定抵抗Ａ１４の一端との間に接続された
平滑抵抗、２１は一端が電流設定抵抗Ａ１４と平滑抵抗
２０との接続点に接続された平滑コンデンサで、平滑抵
抗２０とで平滑回路として高域カットフィルター回路を
構成している。２２はコレクタが平滑コンデンサ２１の
他端に接続されたエミッタ接地の切替トランジスタ、２
３は切替トランジスタ２２のベース抵抗となる電流設定
抵抗Ｃ、２４は受信手段及び媒体動作手段を設けた機器
のモード指定信号であり、電流設定抵抗Ｃ２３を介して
切替トランジスタ２２のベースに入力され、ここでは０
Ｖ（ローレベル）から５Ｖ（ハイレベル）の値をとる。

【００４６】いま、モード指定信号２４が０Ｖとする
と、切替トランジスタ２２はＯＦＦ状態であり、ＰＷＭ
変換器７から出力されるパルス信号がドライブトランジ
スタＡ１２のベースに与えられる為、図１０に示した従
来のチョッパー方式の電源と全く同一の回路動作とな
る。

【００４７】図１の回路の各部の波形を図２に示す。図
２ａにおいて、Ｖ１は誤差増幅器５の出力、Ｖ３はのこ
ぎり波発生器６の出力、図２ｂのＶ２はＰＷＭ変換器７
の出力、図２ｅのＶ５は平滑抵抗２０と平滑コンデンサ
２１との接続点の信号、図２ｃのＶ４はシリーズトラン
ジスタ８のコレクタ電圧である。上記モード指定信号２
４が０Ｖのときのスイッチング動作状態については図２
ａ，ｂ，ｃおよびｅの左半分が対応しているが、この場
合は回路が図１０とほとんど同一であるので、各部の波
形も図１１（図１１の左半分に対応）と同様になる。な
お、図２ｅは平滑抵抗２０と平滑コンデンサ２１との接
続点の信号Ｖ５の波形であり、この信号Ｖ５は電流設定
抵抗Ａ１４を介してドライブトランジスタＡ１２のベー
スに入力される。

【００４８】一方、モード指定信号２４が５Ｖのときは
切替トランジスタ２２がＯＮとなり、ＰＷＭ変換器７の
出力のＰＷＭ波（Ｖ２；図２ｂ）に対し平滑抵抗２０と
平滑コンデンサ２１とで構成される高域カットフィルタ
ー（積分回路）が有効に作用するようになる。

【００４９】この結果、フィルターの出力、すなわち図
１の信号Ｖ５はＰＷＭ変換器７出力のパルスを平均化し
たアナログ信号となる（図２ｅ右半分参照）。ＰＷＭ変
換器７の出力はその動作原理から電源の出力電圧Ｖo と
基準電圧４の差に応じたデューティのパルスであるか
ら、これを平滑化した信号Ｖ５のレベルも出力電圧Ｖo
と基準電圧４との差に応じた値となる。

【００５０】この信号Ｖ５を入力とするドライブトラン
ジスタＡ１２の動作もドライブトランジスタＢ１３と共
に線形増幅動作となり、結果としてシリーズトランジス
タ８も線形動作となる。すなわち、この直流安定化電源
が線形のシリーズ・レギュレータとして動作するように
なる。

【００５１】図２ａ，ｂ，ｃおよびｅの右半分は線形動
作時の各部の信号波形を示しており、この図は時間とと
もに負荷電流が減少している状態を示している。線形動
作ではシリーズトランジスタ８のコレクタ部の波形（Ｖ
４）にスイッチング波形は現われず、出力電圧Ｖo とほ
ぼ等しい直流電圧が観測される。

【００５２】なお、本実施例では、直流安定化回路の全
ての回路が線形動作を行うわけではない。一部回路はス
イッチング動作を行っているが、それら回路は小信号を
扱う回路である。出力電圧のほとんどが通過する制御素
子、すなわちシリーズトランジスタ８は線形動作をして
おり、雑音の発生量という意味では通常のスイッチング
・レギュレータとは比較にならないくらい小さい。

【００５３】実施例２次に、２つの動作モードを有する直流安定化電源の他の
一実施例を図３を用いて説明する。図３で図１０，図１
と同一符号１〜１５，２４は同一内容を示す。図３にお
いて、３０は安定化電源の動作モードを切替えるエミッ
タ接地の切替トランジスタＢ、３１は切替トランジスタ
Ｂ３０のベース電流を設定する電流設定抵抗Ｄであっ
て、モード指定信号２４が印加される。この切替トラン
ジスタＢ３０はドライブトランジスタＡ１２に並列接続
されている。３２はドライブトランジスタＢ１３のベー
スに直列に接続されたベース抵抗、３３はレベルシフト
用のツェナーダイオード、３４はエミッタ接地のトラン
ジスタアンプである。誤差増幅器５の出力端子とトラン
ジスタアンプ３４のベース間にはツェナーダイオード３
３が接続され、トランジスタアンプ３４のコレクタはド
ライブトランジスタＢ１３のベースに接続されている。
ここでツェナーダイオード３３の降伏電圧Ｖzは説明の
ためのこぎり波発生器６の出力のピーク電圧（Ｖp とす
る。図２ａ参照）と同等の値とする。

【００５４】次に、図３の回路の動作について以下に説
明する。いま、モード指定信号２４が０Ｖとすると切替
トランジスタＢ３０はＯＦＦとなる。このときにはチョ
ッパー方式のレギュレータの制御ループとして図１０の
場合と全く同様な回路が存在することになる。誤差増幅
器５の出力電圧がのこぎり波の下限電圧より大きくピー
ク電圧Ｖp より低い範囲で変化するときにはＰＷＭ変換
器７の出力パルスのデューティは１００％未満となる。
電源の負荷が急激に変化したりしない限りこの範囲で十
分安定化動作が行われる。

【００５５】一方、トランジスタアンプ３４は、ツェナ
ーダイオード３３（Ｖz はＶp と同等に選ばれている）
をベースに接続しているため、誤差増幅器５の出力電圧
Ｖ１がツェナーダイオード３３の降伏電圧Ｖz にＰＮ接
合の順方向電圧（以下Ｖf とする）を加えた電圧を越え
ない限り遮断状態にある。ツェナーダイオード３３の降
伏電圧Ｖz が前述のようにのこぎり波のピーク振幅Ｖp
程度に選ばれているので、以上の説明からトランジスタ
アンプ３４のベース電流は流れず、通常遮断状態とな
る。

【００５６】さて、モード指定信号２４が５Ｖのときに
は、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではまず、シリーズト
ランジスタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧Ｖo を上昇さ
せようとする。これによって、誤差増幅器５の出力Ｖ１
も上昇し、ついには、Ｖz （ツェナーの降伏電圧）９Ｖ
f （ＰＮ接合順方向電圧）よりも高い電圧になる。

【００５７】このようになるとトランジスタアンプ３４
のコレクタ電流が発生し、ベース抵抗３２の作用でドラ
イブトランジスタＢ１３のベース部の電位を低下させ
る。すなわち誤差増幅器５からトランジスタアンプ３４
を通りドライブトランジスタＢ１３を経てシリーズトラ
ンジスタ８を線形に制御するループが機能するようにな
る。誤差増幅器５の増幅度が大きければ、上記線形制御
ループの動作状態でも、チョッパー方式の場合とほとん
ど同等のＶo が得られることになる。

【００５８】実施例３これまで、２つの動作モードを有する直流安定化電源の
構成法の実例を説明したが、以下に上記実施例による直
流安定化電源の実際の機器への応用例、さらに動作モー
ドの選択に関わる実施例を示す。図４において、図８と
同一の符号１００〜１０４，１０６〜１０９，１１１〜
１１３は同一の内容を示す。なお、機器には送信信号を
受信する受信手段であるチューナ回路１０２と、移動可
能な媒体、例えばＣＤのディスク（図示せず）に対し、
所定の動作、例えばイジェクト動作を行う媒体動作手段
であるＣＤプレーヤー部（図示せず）とが設けられてい
る。図４におけるＣＤ電源１０５ａは従来装置のＣＤ電
源１０５に取って代わり前記実施例１あるいは２に説明
した直流安定化電源を適用したものであり、従来装置の
集中制御器１１０に取って代わる集中制御器１１０ａは
ＣＤ電源１０５ａへのモード指定信号２４の制御線が追
加となり、これを扱う機能が追加されたため図８におけ
る集中制御器１１０とわずかに動作が異なる。

【００５９】すなわち図１あるいは図３の回路に共通の
モード指定信号２４をハイレベル＝５Ｖにすれば線形方
式の安定化電源となり、ローレベル＝０Ｖにすればチョ
ッパー方式となる。

【００６０】図８を用いた従来例のチューナ・ＣＤ一体
機では、ＣＤプレーヤを再生状態で使用するときもロー
ディング・イジェクト動作をさせるときもＣＤ電源１０
５はチョッパー方式で動作している。

【００６１】本発明による図４の一体機では次のような
動作モードの選択が行われる。（ｉ）ローディング・イ
ジェクト動作時は線形方式の動作モード、これ以外はチ
ョッパー方式の動作モードを選択する。また別の実施例
としては次のような動作モード選択が行われる。（ii）
チューナが受信中でかつイジェクト動作を行う際だけ線
形方式の動作モードが選択され、これ以外はチョッパー
方式の動作モードが選択される。

【００６２】従来例で、チューナ受信中にチョッパー式
のレギュレータを動作させると受信信号にノイズが混入
したり、受信品位が低下する危険性があると説明した。
この意味では上記（ii）の方法で対策が可能となる。集
中制御器１１０ａがチューナ部とＣＤプレーヤ部を総合
して制御する場合は、きょう体内部にディスクが存在す
るか否かを判定できるのでこのようなモード切替えは可
能である。

【００６３】一方上記（ｉ）の方法はモード切替えの規
則を単純化したもので、チューナが受信中か否かという
ことに関わらずローディング・イジェクト動作では無条
件に線形動作モードを選択すれば従来例の問題は解決す
る。また、ＣＤプレーヤ部の操作機能として、単にディ
スクをきょう体内にローディングさせるだけで再生動作
は開始しないといった機能を有し、以前チューナを受信
中であればチューナの受信を継続させるという仕様を有
する場合には上記（ｉ）の方法が適切となる。

【００６４】以下に、上記（ｉ）の原理を図４のチュー
ナ・ＣＤ一体機に応用したときの集中制御器１１ａの処
理に関し図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて具体的に
説明する。図５（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図１２
（ａ）および（ｃ）に示した従来例における集中制御器
１１０の処理に対応し、異なるステップ番号の処理ステ
ップがあらたに追加されている。図１２（ｂ）の処理は
この実施例にも共通であり、その説明を省略する。

【００６５】図５（ａ）はディスクのローディングを含
むＣＤの再生開始処理を示し、ステップＳ１０１でロー
ディング動作に先立って直流安定化電源の動作モードを
線形モードにする処理が追加されている。また、ローデ
ィング動作終了後、ＣＤ再生動作に先立ってステップＳ
１２１で動作モードをチョッパー動作モードにする処理
が追加されている。

【００６６】図５（ｂ）はチューナ受信中のイジェクト
動作に関する集中制御器１１０ａの処理を示しており、
ステップＳ３０１で、イジェクト動作に先立って直流安
定化電源の動作モードを線形モードにする処理が追加さ
れている点が従来例の場合と異なる。

【００６７】実施例４本発明の主旨は直流安定化電源に２つの動作モードを持
たせることにあるが、この発明のもう１つの目的はこの
モードの切替えと併せ安定化電源の出力電圧も切替え、
動作モードに応じた最適の電圧を得ることにある。例と
して上記実施例３に説明したようにローディング・イジ
ェクト動作時とそれ以外の動作で電源の動作モードを切
替える場合を挙げる。実施例３ではローディング・イジ
ェクト動作時には線形の動作モードが選択されることを
示したが、線形方式であるため、ローディング・イジェ
クト時にローディングモータに流れる比較的大きな消費
電流がほぼそのまま電源入力端１００（図４参照）に発
生する。一方直流モータは機械的出力を同一に保ったま
まで巻線仕様を変更し、例えば低電圧・大電流のモー
タ、あるいは高電圧、低電流のモータといった選択の自
由度を有する。この性質を利用し、高電圧・低電流のモ
ータを使用し、ローディング・イジェクト時は電源の出
力電圧を高めることで消費電流を減らすことが可能とな
る。

【００６８】以下に動作モードの切替えと同時に出力電
圧も切替える直流安定化電源の実施例を図６を用いて説
明する。図６において、図１０，図１，図３と同一の符
号１〜１５，２４，３０，３１は同一内容である。図６
は図１０と比べ、実施例２（図３）で説明したのと同様
なモード指定信号２４を入力する切替トランジスタＢ３
０、そのベースの電流設定抵抗Ｄ３１が追加され、ドラ
イブトランジスタＢ１３のエミッタと出力端３との間に
さらに新たに４０のツェナーダイオードＡ、４１のダイ
オードＡが加わったものである。

【００６９】この回路において、モード指定信号２４が
０Ｖのときは切替トランジスタＢ３０はＯＦＦ状態であ
り、図１０に示した従来のチョッパー方式と同一の制御
ループ（第一の制御ループ）が存在する。今、チョッパ
ー方式の動作での目標出力電圧を７Ｖとし、ツェナーダ
イオードＡ４０の降伏電圧をＶz ２で表わしこれが４Ｖ
であるとする。またダイオードＡ４１の順方向電圧をＶ
f とする。

【００７０】チョッパー方式の動作において、Ｖc が５
Ｖとすると、ドライブトランジスタＢ１３のエミッタ部
の電位はほぼ５Ｖ−Ｖf （約4.３Ｖ）となる。よってツ
ェナーダイオードＡ４０とダイオードＡ４１の直列回路
の両端の電圧はＶo −５Ｖ＋Ｖf となり、具体的には約
2.７Ｖとなる。ツェナーダイオードＡ４０の降伏電圧は
４Ｖであるから、ツェナーダイオードＡ４０は遮断状態
となり、チョッパー方式の制御ループに全く影響を与え
ていないことになる。

【００７１】一方、モード指定信号２４が５Ｖになる
と、切替トランジスタＢ３０がＯＮとなり、ドライブト
ランジスタＡ１２があたかも常時ＯＮであるのと同様の
結果となるので、もはやチョッパー方式の制御ループは
切断されたことになる。この状態ではシリーズトランジ
スタ８が常時ＯＮとなり、出力電圧が上昇していく。出
力電圧Ｖo が９Ｖになると、ツェナーダイオードＡ４０
とダイオードＡ４１の直列回路の両端の電圧は９Ｖ−５
Ｖ＋Ｖf ＝４Ｖ＋Ｖf となり、ツェナーダイオードＡ４
０に電流が流れるようになる。

【００７２】さらに出力電圧Ｖo が上昇するとツェナー
ダイオードＡ４０を流れる電流が上昇して電流設定抵抗
Ｂ１５にかかる電圧が上昇するためにドライブトランジ
スタＢ１３のベース・エミッタ間電圧が減少し、その分
ドライブトランジスタＢ１３のエミッタ電流が減少し、
同時にシリーズトランジスタ８のコレクタ電流も減少
し、出力電圧の上昇を止める。すなわちダイオードＡ４
１、ツェナーダイオードＡ４０、ドライブトランジスタ
Ｂ１３、シリーズトランジスタ８の一巡の回路が第二の
制御ループを構成している。以上のようにモード指定信
号がハイレベルのときには目標出力電圧が９Ｖの線形方
式の直流安定化電源として動作することになり、チョッ
パー方式の動作時（Ｖo ＝７Ｖ）とは異なった出力電圧
となる。

【００７３】実施例５実施例４では直流安定化電源の動作モードの切替えと同
時に出力電圧も切替える一例を挙げたが、以下に別の方
法の実施例を挙げる。図７は前述の図１あるいは図３の
回路の誤差増幅器５の周辺に追加して出力電圧切替えを
可能にする回路である。図７において図１０，図１，図
３と同一符号３〜５，２４は同一の内容である。

【００７４】図７において、５０は分割抵抗Ａ、５１は
分割抵抗Ａ５０との分圧点が誤差増幅器５の（＋）入力
端子に接続された分割抵抗Ｂ、５２は切替トランジスタ
Ｃであり、これらは出力端３と接地間に直列接続され、
５３は切替トランジスタＣ５２のベース抵抗を構成して
モード指定信号２４を入力する電流設定抵抗Ｅである。
モード指定信号２４が０Ｖの時は切替トランジスタＣ５
２はＯＦＦ状態となり、出力電圧Ｖo はそのまま誤差増
幅器５の（＋）入力端子に伝わる。この場合図１，図３
と同様の状態となる。

【００７５】一方モード指定信号２４が５Ｖ、すなわち
線形方式の動作モードが選択されると、切替トランジス
タＣ５２がＯＮとなり、出力電圧Ｖo は分割抵抗Ａ５０
とＢ５１で分割されて誤差増幅器５に伝わり、目標出力
電圧が両分割抵抗Ａ，Ｂ，５０，５１の分割比の逆数倍
の値に変わる。なお、出力電圧の切替え方法自体は他の
方法もあり、例えば基準電圧４を切替え２種類用意する
方法であってもよい。

【００７６】以上の実施例では、チューナとＣＤプレー
ヤの一体機を例として挙げたが、ほとんど同様にディジ
タルオーディオテープデッキとチューナの一体機にも適
用できるし、その他情報記録担体をローディング・イジ
ェクトする機能を有する機器にも適用が可能であること
は明白である。また、実施例ではシリーズトランジスタ
として単一のバイポーラ型の素子を利用したが、これは
ＦＥＴでも同様の効果が得られるし、ダーリントン接続
のような複合型素子でも置換えられることは言うまでも
ない。また、モード指定信号２４は、機器の動作状態を
示す。機器の動作状態に対応した信号ならばどのような
もので良く、この発明では広義に解釈される。

【００７７】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。

【００７８】受信手段が受信している際に、媒体動作手
段に対し、媒体の移動動作を指示する指令を受けると、
切替手段が、シリーズトランジスタを線形制御方式の直
流安定化を行う状態に切替えので、雑音が発生しやすい
媒体の移動動作の過程においても良好な受信が行え、受
信手段の受信信号の品質が向上する。

【００７９】また、信号出力手段が出力電圧値に応じて
所定信号を出力するので、出力電圧値のみで切替手段の
切替が行え、切替手段の設計自由度が向上する。

【００８０】さらに、切替手段が動作モードを切替える
のと併せて出力電圧を切替えるように構成したので、設
計の自由度が増大するメリットが得られる。

【００８１】さらにまた、機器の動作モードに基づき、
信号出力手段の出力信号をシリーズトランジスタに出力
してチョッパー方式の直流安定化を行う状態か、平滑手
段の動作により線形制御方式の直流安定化を行う状態か
のどちらかに切替えるように構成したので、単純な構成
の回路を付加するだけで線形制御方式に切替えられ、簡
単な構成で安価にできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例による直流安定化電源の
回路図である。

【図２】図１の直流安定化電源の各部動作波形を示す
タイミング図である。

【図３】この発明の他の一実施例による直流安定化電
源の回路図である。

【図４】この発明による直流安定化電源を機器に応用
した一実施例としてのチューナ・ＣＤ一体機の電源系統
関連のブロック図である。

【図５】この発明を適用したチューナ・ＣＤ一体機の
集中制御器の処理を示すフローチャートである。

【図６】この発明の更に他の一実施例による直流安定
化電源の回路図である。

【図７】この発明の他の実施例を実現するための付加
回路例を示す部分回路図である。

【図８】従来のスイッチング方式の直流安定化電源を
使ったチューナ・ＣＤ一体機の電源系統関連のブロック
図である。

【図９】情報記録担体のローディング機構の構成例を
示す概略斜視図である。

【図１０】従来技術によるチョッパー方式の直流安定
化電源の回路図である。

【図１１】図１０のチョッパー方式の電源回路の各部
の動作波形を示すタイミング図である。

【図１２】従来のチューナ・ＣＤ一体機の集中制御器
の処理を示すフローチャートである。

【符号の説明】

１００電源入力端１０５ａＣＤ電源１電源入力端２電源ＯＮ／ＯＦＦ端３出力端５誤差増幅器６のこぎり波発生器７ＰＷＭ変換器８シリーズトランジスタ９チョーク１０ダイオード１１平滑コンデンサ１２ドライブトランジスタＡ１３ドライブトランジスタＢ１４電流設定抵抗Ａ１５電流設定抵抗Ｂ２０平滑抵抗２１平滑コンデンサ２２切替トランジスタ２３電流設定抵抗Ｃ２４モード指定信号３０切替トランジスタＢ３１電流設定抵抗Ｄ３２ベース抵抗３３ツェナーダイオード３４トランジスタアンプ４０ツェナーダイオードＡ４１ダイオードＡ５０分割抵抗Ａ５１分割抵抗Ｂ５２切替トランジスタＣ５３電流設定抵抗Ｅ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】電源入力端と出力端の間に直列接続で挿
入されるシリーズトランジスタ、送信信号を受信する受信手段、移動可能な媒体に対し所定の動作を行う媒体動作手段、上記受信手段及び上記媒体動作手段に対する動作指令の
種別に基づき、上記シリーズトランジスタをチョッパー
方式の直流安定化を行う状態か、上記シリーズトランジ
スタを線形制御方式の直流安定化を行う状態かのどちら
かに切替える切替手段を備え、上記切替手段は、上記受信手段が受信している際に上記
媒体動作手段に対し媒体の移動動作を指示する指令を受
けた場合、上記シリーズトランジスタを上記線形制御方
式の直流安定化を行う状態に切替えることを特徴とする
直流安定化電源。
【請求項２】出力電圧値に応じて所定信号を出力する
信号出力手段を設け、切替手段は、チョッパー方式の直
流安定化を行う場合、上記信号出力手段の出力信号をシ
リーズトランジスタに加えてスイッチングさせ、線形制
御方式の直流安定化を行う場合、上記出力電圧値に応じ
て上記シリーズトランジスタの制御信号を線形に制御す
ることを特徴とする請求項１記載の直流安定化電源。
【請求項３】切替手段がチョッパー方式の直流安定化
を行う状態に切替えた場合、第１の電圧を出力し、線形
制御方式の直流安定化動作を行う状態に切替えた場合、
第２の電圧を出力する電圧出力切替手段を設けたことを
特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流安定化
電源。
【請求項４】電源入力端と電源出力端の間に直列接続
で挿入されるシリーズトランジスタ、出力電圧値に応じた所定信号を出力する信号出力手段、この信号出力手段の出力した信号を平滑化する平滑手
段、機器の動作モードに基づき、上記信号出力手段の出力信
号を上記シリーズトランジスタに出力してチョッパー方
式の直流安定化を行う状態か、上記平滑手段の動作によ
り線形制御方式の直流安定化を行う状態かのどちらかに
切替える切替手段、を備えた直流安定化電源。