JPH0580777A - 車室内騒音の能動消音装置 - Google Patents
車室内騒音の能動消音装置Info
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- JPH0580777A JPH0580777A JP3241455A JP24145591A JPH0580777A JP H0580777 A JPH0580777 A JP H0580777A JP 3241455 A JP3241455 A JP 3241455A JP 24145591 A JP24145591 A JP 24145591A JP H0580777 A JPH0580777 A JP H0580777A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 エンジン振動等に起因する車室内騒音を２次
音を用いて能動的に消音する場合に、広いエンジン回転
域にわたり常に同等の優れた消音効果を得る。 【構成】 エンジン３の回転信号１００をクランク角セ
ンサ４で検出し、これに比例した正弦波基準信号１０２
を生成する。マイクロプロセッサ５はクランク角割込み
信号１０４を受信し、そのタイミングに同期して基準信
号１０２をサンプリングし且つ基準信号１０２をフィル
タリングすることでマイクロフォン１で検出される音圧
信号を打ち消すための２次音制御信号１０３を生成し、
この出力信号１０３をスピーカ２に出力する。 【発明の効果】 エンジン回転数の低速回転から高速回
転及び急変化時においても安定した消音効果が得られ
る。
音を用いて能動的に消音する場合に、広いエンジン回転
域にわたり常に同等の優れた消音効果を得る。 【構成】 エンジン３の回転信号１００をクランク角セ
ンサ４で検出し、これに比例した正弦波基準信号１０２
を生成する。マイクロプロセッサ５はクランク角割込み
信号１０４を受信し、そのタイミングに同期して基準信
号１０２をサンプリングし且つ基準信号１０２をフィル
タリングすることでマイクロフォン１で検出される音圧
信号を打ち消すための２次音制御信号１０３を生成し、
この出力信号１０３をスピーカ２に出力する。 【発明の効果】 エンジン回転数の低速回転から高速回
転及び急変化時においても安定した消音効果が得られ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動車の車室内騒音を能
動的に消音する装置に関する。
動的に消音する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車のエンジン振動等に起因す
る車室内の騒音（こもり音）を能動的に打ち消すための
音（２次音）を生成する装置が提案されている。この種
の従来の車室内騒音の能動消音装置としては、例えば特
公表１−５０１３４４号（英国特許８６２４０５３）に
示されているようなものがある。
る車室内の騒音（こもり音）を能動的に打ち消すための
音（２次音）を生成する装置が提案されている。この種
の従来の車室内騒音の能動消音装置としては、例えば特
公表１−５０１３４４号（英国特許８６２４０５３）に
示されているようなものがある。
【０００３】この従来例は、閉空間に配置された複数の
ラウドスピーカ（２次音発生用スピーカ）、車室内の所
定の位置の音圧を検出するマイクロフォン、エンジンの
回転に同期した信号を生成する基準信号生成回路、閉空
間内の音圧レベルを最小にするための適応フィルタ係数
を最急降下法の一種である最小平均自乗アルゴリズム
（以下、ＬＭＳアルゴリズムと呼ぶ）を用いて設定更新
し、この適応フィルタにより前記基準信号をフィルタリ
ングして２次音生成の適応信号処理を行う制御回路を備
え、この制御回路から生じる２次音制御信号により各ラ
ウドスピーカを駆動制御する。
ラウドスピーカ（２次音発生用スピーカ）、車室内の所
定の位置の音圧を検出するマイクロフォン、エンジンの
回転に同期した信号を生成する基準信号生成回路、閉空
間内の音圧レベルを最小にするための適応フィルタ係数
を最急降下法の一種である最小平均自乗アルゴリズム
（以下、ＬＭＳアルゴリズムと呼ぶ）を用いて設定更新
し、この適応フィルタにより前記基準信号をフィルタリ
ングして２次音生成の適応信号処理を行う制御回路を備
え、この制御回路から生じる２次音制御信号により各ラ
ウドスピーカを駆動制御する。
【０００４】図４は、上記の従来の車室内騒音の能動消
音装置の一例を示す全体構成図である。本例では車室内
の騒音を４個のマイクロフォン１で検出し、２個のスピ
ーカ２で消音制御のための２次音を発生するシステムと
してある。
音装置の一例を示す全体構成図である。本例では車室内
の騒音を４個のマイクロフォン１で検出し、２個のスピ
ーカ２で消音制御のための２次音を発生するシステムと
してある。
【０００５】マイクロフォン１で検出された音圧（騒音
検出）信号１０１はＡ／Ｄ変換器９によりアナログ−デ
ジタル変換されてコントロールユニット１３におけるマ
イクロプロセッサ５に入力される。一方、エンジン３に
あるクランク角センサ４からは回転信号１００が正弦波
基準信号生成回路６に入力される。この基準信号生成回
路６は、エンジンのクランク軸回転に同期した周波数、
例えば４気筒エンジンならエンジン回転数の２倍の周波
数を持つ基準信号の正弦波を生成する。
検出）信号１０１はＡ／Ｄ変換器９によりアナログ−デ
ジタル変換されてコントロールユニット１３におけるマ
イクロプロセッサ５に入力される。一方、エンジン３に
あるクランク角センサ４からは回転信号１００が正弦波
基準信号生成回路６に入力される。この基準信号生成回
路６は、エンジンのクランク軸回転に同期した周波数、
例えば４気筒エンジンならエンジン回転数の２倍の周波
数を持つ基準信号の正弦波を生成する。
【０００６】基準信号の周波数をエンジン回転数と同期
させるのは、制御対象であるエンジンこもり音がエンジ
ンの回転に伴う燃焼ガス圧の変化、クランクシャフトの
不釣合慣性力などに起因する振動が車室内に伝搬して発
生する騒音であることから、騒音の周波数が基本的にエ
ンジンの回転数及びその整数倍に比例するためである。
特に、その騒音の主成分となるのは、エンジン回転に伴
う燃焼ガス圧に伴う振動で、４気筒エンジンの場合は１
回転につき２回爆発が生じるためエンジン回転数の２倍
の振動数が主な騒音となり易く、これが上記のように４
気筒エンジンならエンジン回転数の２倍の周波数の基準
信号を発生させる理由である。
させるのは、制御対象であるエンジンこもり音がエンジ
ンの回転に伴う燃焼ガス圧の変化、クランクシャフトの
不釣合慣性力などに起因する振動が車室内に伝搬して発
生する騒音であることから、騒音の周波数が基本的にエ
ンジンの回転数及びその整数倍に比例するためである。
特に、その騒音の主成分となるのは、エンジン回転に伴
う燃焼ガス圧に伴う振動で、４気筒エンジンの場合は１
回転につき２回爆発が生じるためエンジン回転数の２倍
の振動数が主な騒音となり易く、これが上記のように４
気筒エンジンならエンジン回転数の２倍の周波数の基準
信号を発生させる理由である。
【０００７】マイクロプロセッサ５は、一定時間間隔お
きに基準信号１０２をサンプリングし、このサンプリン
グ信号（基準信号）に基づきＬＭＳアルゴリズムによる
適応フィルタを用いて出力信号１０３（出力信号１０３
は、マイクロフォン１で検出する音圧レベルが最小とな
るように２次音の正弦波の位相と振幅を調整する２次音
制御信号である）を生成し、この出力信号１０３がＤ／
Ａ変換器１０、パワーアンプ１１を介してラウドスピー
カ２の音響出力となる。このようにして音圧信号１０１
（４個）の二乗の総和が最小になるようような制御がな
される。
きに基準信号１０２をサンプリングし、このサンプリン
グ信号（基準信号）に基づきＬＭＳアルゴリズムによる
適応フィルタを用いて出力信号１０３（出力信号１０３
は、マイクロフォン１で検出する音圧レベルが最小とな
るように２次音の正弦波の位相と振幅を調整する２次音
制御信号である）を生成し、この出力信号１０３がＤ／
Ａ変換器１０、パワーアンプ１１を介してラウドスピー
カ２の音響出力となる。このようにして音圧信号１０１
（４個）の二乗の総和が最小になるようような制御がな
される。
【０００８】なお、適応フィルタの制御対象とする音成
分が単一周波数であれば、高々２タップのディジタルフ
ィルタで１スピーカ分の出力信号が生成できる。このと
きの各フィルタ係数の二乗の和は出力パワーに比例した
量となる。
分が単一周波数であれば、高々２タップのディジタルフ
ィルタで１スピーカ分の出力信号が生成できる。このと
きの各フィルタ係数の二乗の和は出力パワーに比例した
量となる。
【０００９】なお、上記のような出力信号１０３を生成
するとき、制御開始時点から数えてｎ個目のサンプリン
グ時の出力ｙm（ｎ）は次式で示される。
するとき、制御開始時点から数えてｎ個目のサンプリン
グ時の出力ｙm（ｎ）は次式で示される。
【００１０】
【数１】 ｙm（ｎ）＝Ｗm0・ｘ（ｎ）＋Ｗm1・ｘ（ｎ−１） ここで、ｘは基準信号１００、ｙはスピーカ５への出力
信号、ｗはフィルタ係数、ｍ（＝０，１）はスピーカ番
号（２個ある）である。いま、基準信号１０２の周波数
がｆであり、サンプリング周波数ｆｓが一定とすると、 ｘ（ｎ）＝ｓｉｎ（２πｎ／Ｎ） であるから（なおＮ＝ｆｓ／ｆ）、数１式は次式のよう
に変形される。
信号、ｗはフィルタ係数、ｍ（＝０，１）はスピーカ番
号（２個ある）である。いま、基準信号１０２の周波数
がｆであり、サンプリング周波数ｆｓが一定とすると、 ｘ（ｎ）＝ｓｉｎ（２πｎ／Ｎ） であるから（なおＮ＝ｆｓ／ｆ）、数１式は次式のよう
に変形される。
【００１１】
【数２】 ｙm（ｎ）＝Ｗmｓｉｎ（２πｎ／Ｎ＋φ） 但し、Ｗm 2＝Ｗm0 2＋Ｗm1 2＋２Ｗm0・Ｗm1ｃｏｓ（２π／Ｎ） ｔａｎφm＝Ｗm1ｓｉｎ（２π／Ｎ）／（Ｗm0＋Ｗm1ｃｏｓ（２π／Ｎ）） ここでＷmがフィルタの出力パワー（以下、Ｗパワーも
しくはフィルタ係数と呼ぶ）で２次音の振幅に相当し、
ｓｉｎ（２πｎ／Ｎ＋φ）がその周波数成分に相当す
る。上記フィルタ係数Ｗmは評価関数（音圧二乗の総
和）が最小になるように、音圧信号１０１を取り入れた
ＬＭＳアルゴリズムにより逐次適応修正される（ＬＭＳ
アルゴリズムの詳細は、文献A MultipleError LMS Algo
rithm and Its Application to the Active Control of
Sound and Vibration（IEEE Transactions on Acousti
cs Speech,and Signal Processing,Vol.ASSP-35,NO.10
October 1987掲載に詳しく述べられているのでここでは
説明を略する）。
しくはフィルタ係数と呼ぶ）で２次音の振幅に相当し、
ｓｉｎ（２πｎ／Ｎ＋φ）がその周波数成分に相当す
る。上記フィルタ係数Ｗmは評価関数（音圧二乗の総
和）が最小になるように、音圧信号１０１を取り入れた
ＬＭＳアルゴリズムにより逐次適応修正される（ＬＭＳ
アルゴリズムの詳細は、文献A MultipleError LMS Algo
rithm and Its Application to the Active Control of
Sound and Vibration（IEEE Transactions on Acousti
cs Speech,and Signal Processing,Vol.ASSP-35,NO.10
October 1987掲載に詳しく述べられているのでここでは
説明を略する）。
【００１２】図５に従来の能動消音システムにおける基
準信号１０２に対するサンプリングの方式を示す。この
図に示すように従来は基準信号を一定時間間隔で検出し
て、前記の２次音制御信号生成の適応処理を行っている
が、このような信号処理方式によれば次のような改善す
べき点があった。
準信号１０２に対するサンプリングの方式を示す。この
図に示すように従来は基準信号を一定時間間隔で検出し
て、前記の２次音制御信号生成の適応処理を行っている
が、このような信号処理方式によれば次のような改善す
べき点があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】すなわち、従来は、
基準信号１０２のサンプリングとマイクロフォンによる
音圧信号１０１のサンプリングのタイミングが双方とも
エンジン回転と非同期にして一定時間間隔で行われてい
るが（通常、基準信号１０２のサンプリング及びそれに
伴う２次音制御信号生成のための演算処理の方が音圧信
号１０１のサンプリング及びそれに伴うフィルタ係数の
更新のための演算処理よりも短い時間間隔で行われ
る）、このようにすると双方の演算処理が重なり合う場
合も多々生じるため、同時期になされる計算負荷の増大
が生じる。なお、計算負荷の軽減を図るために、仮りに
音圧信号１０１の時間間隔をより長くしてしまうと、そ
の分、適応フィルタのフィルタ係数の更新機会が減少し
て精度低下が生じるので得策とはいえない。
基準信号１０２のサンプリングとマイクロフォンによる
音圧信号１０１のサンプリングのタイミングが双方とも
エンジン回転と非同期にして一定時間間隔で行われてい
るが（通常、基準信号１０２のサンプリング及びそれに
伴う２次音制御信号生成のための演算処理の方が音圧信
号１０１のサンプリング及びそれに伴うフィルタ係数の
更新のための演算処理よりも短い時間間隔で行われ
る）、このようにすると双方の演算処理が重なり合う場
合も多々生じるため、同時期になされる計算負荷の増大
が生じる。なお、計算負荷の軽減を図るために、仮りに
音圧信号１０１の時間間隔をより長くしてしまうと、そ
の分、適応フィルタのフィルタ係数の更新機会が減少し
て精度低下が生じるので得策とはいえない。
【００１４】また、基準信号の一波形において、図５
（ａ）のように低速回転時は細かいサンプリング、図５
（ｂ）のように高速回転時は粗いサンプリングとなるの
で、低速回転時は適応フィルタを用いた２次音制御信号
生成のための適応信号処理の演算が必要以上に行われ、
反面、高速回転時は過少となる。このため、広いエンジ
ン回転域にわたって充分な消音効果を得ることが期待で
きない等の問題があった。
（ａ）のように低速回転時は細かいサンプリング、図５
（ｂ）のように高速回転時は粗いサンプリングとなるの
で、低速回転時は適応フィルタを用いた２次音制御信号
生成のための適応信号処理の演算が必要以上に行われ、
反面、高速回転時は過少となる。このため、広いエンジ
ン回転域にわたって充分な消音効果を得ることが期待で
きない等の問題があった。
【００１５】本発明は以上の点に鑑みてなされ、その目
的はエンジン回転数が変化しても常に同等の消音効果を
得ることが期待でき、しかも計算負荷の軽減を図り得る
能動消音装置を提供することにある。
的はエンジン回転数が変化しても常に同等の消音効果を
得ることが期待でき、しかも計算負荷の軽減を図り得る
能動消音装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記の問題を解決するた
めに、本発明では、まず、第１に前述したような車室内
騒音検出手段（例えばマイクロフォン）、２次音出力手
段（例えばスピーカ）、基準信号生成手段、適応信号処
理手段（例えば適応形フィルタ付きマイクロプロセッ
サ）等を備えた車室内騒音の能動消音装置において、前
記２次音制御信号生成のための適応信号処理を所定のク
ランク角に同期して実行するよう設定して成る。
めに、本発明では、まず、第１に前述したような車室内
騒音検出手段（例えばマイクロフォン）、２次音出力手
段（例えばスピーカ）、基準信号生成手段、適応信号処
理手段（例えば適応形フィルタ付きマイクロプロセッ
サ）等を備えた車室内騒音の能動消音装置において、前
記２次音制御信号生成のための適応信号処理を所定のク
ランク角に同期して実行するよう設定して成る。
【００１７】さらに、前記２次音制御信号生成のための
適応信号処理は、所定のクランク角に同期して前記基準
信号をサンプリングして実行するよう設定したものを提
案する。
適応信号処理は、所定のクランク角に同期して前記基準
信号をサンプリングして実行するよう設定したものを提
案する。
【００１８】
【作用】本発明では、車室内の消音のための２次音制御
信号が所定のクランク角に同期して生成されるので、こ
の適応信号処理がエンジンの高回転域から低回転域いず
れの範囲及びエンジン回転の急変化時でも常に均等な回
数で実行される。従って、より広い回転域にわたって精
度の良い車室内消音がなされる。
信号が所定のクランク角に同期して生成されるので、こ
の適応信号処理がエンジンの高回転域から低回転域いず
れの範囲及びエンジン回転の急変化時でも常に均等な回
数で実行される。従って、より広い回転域にわたって精
度の良い車室内消音がなされる。
【００１９】また、上記の適応信号処理はクランク角に
同期して行われるが、このように同期タイミングを固定
すれば、これに対して適応信号処理のために用いるフィ
ルタ係数の更新の演算を上記の適応信号処理とタイミン
グをずらして非同期にすることが容易であり（具体的に
はフィルタ係数の更新をクランク角に非同期の一定時間
間隔で行うか、或いは前記の適応信号処理のクランク角
と異なるクランク角で同期させておくようにしておく）
ことで、双方の演算が重なり合うことなくなされ、計算
負荷の軽減を図り得る。
同期して行われるが、このように同期タイミングを固定
すれば、これに対して適応信号処理のために用いるフィ
ルタ係数の更新の演算を上記の適応信号処理とタイミン
グをずらして非同期にすることが容易であり（具体的に
はフィルタ係数の更新をクランク角に非同期の一定時間
間隔で行うか、或いは前記の適応信号処理のクランク角
と異なるクランク角で同期させておくようにしておく）
ことで、双方の演算が重なり合うことなくなされ、計算
負荷の軽減を図り得る。
【００２０】さらに、上記の適応信号処理に用いる基準
信号（正弦波）を所定のクランク回転角ごとにサンプリ
ングすれば、常に正弦波の同一位相角の時点でサンプリ
ングを可能にするので、適応信号処理の計算式の簡略化
（詳細は実施例に式として例示してある）を図り、及び
サンプリング精度を高めて２次音制御信号の生成精度を
向上させる。
信号（正弦波）を所定のクランク回転角ごとにサンプリ
ングすれば、常に正弦波の同一位相角の時点でサンプリ
ングを可能にするので、適応信号処理の計算式の簡略化
（詳細は実施例に式として例示してある）を図り、及び
サンプリング精度を高めて２次音制御信号の生成精度を
向上させる。
【００２１】
【実施例】本発明の実施例を図面により説明する。
【００２２】図１は本発明の一実施例に係る能動消音装
置のシステム構成図である。
置のシステム構成図である。
【００２３】図中、図４に示した従来例と同一符号は同
一或いは共通する要素を示す。
一或いは共通する要素を示す。
【００２４】すなわち、本実施例の能動消音装置は、基
本的にはエンジン振動に起因する車室内の騒音を検出す
るマイクロフォン１（４個）と、その騒音を能動的に打
ち消すための２次音を出力するラウドスピーカ２（２
個）と、エンジンのクランク角センサ４と、クランク角
センサ４の回転信号１００に基づき所定周波数（例えば
エンジン回転数の２倍の周波数）の正弦波基準信号１０
２を生成する基準信号生成回路６を有するが、図４の従
来例と異なる点は、コントロールユニット１３における
マイクロプロセッサ５の信号処理機能にある。
本的にはエンジン振動に起因する車室内の騒音を検出す
るマイクロフォン１（４個）と、その騒音を能動的に打
ち消すための２次音を出力するラウドスピーカ２（２
個）と、エンジンのクランク角センサ４と、クランク角
センサ４の回転信号１００に基づき所定周波数（例えば
エンジン回転数の２倍の周波数）の正弦波基準信号１０
２を生成する基準信号生成回路６を有するが、図４の従
来例と異なる点は、コントロールユニット１３における
マイクロプロセッサ５の信号処理機能にある。
【００２５】すなわち、従来は基準信号１０２のサンプ
リングを一定時間間隔ごとにサンプリングしていたのに
対して、本実施例ではマイクロプロセッサ５が所定のク
ランク回転角ごとにクランク角センサ４から送られる割
込み信号１０４を受信し、そのタイミングにより基準信
号１０２をサンプリングしている。
リングを一定時間間隔ごとにサンプリングしていたのに
対して、本実施例ではマイクロプロセッサ５が所定のク
ランク回転角ごとにクランク角センサ４から送られる割
込み信号１０４を受信し、そのタイミングにより基準信
号１０２をサンプリングしている。
【００２６】今、クランク角度１８０°を一周期とする
正弦波を基準信号１０２とすると、４気筒エンジンの場
合、出力信号１０３（２次音制御信号）を生成するため
の基準信号１０２のサンプリングをクランク角４５°ご
とにすれば、これは基準信号１０２の位相角では９０°
ごとにサンプリングすることに相当する。
正弦波を基準信号１０２とすると、４気筒エンジンの場
合、出力信号１０３（２次音制御信号）を生成するため
の基準信号１０２のサンプリングをクランク角４５°ご
とにすれば、これは基準信号１０２の位相角では９０°
ごとにサンプリングすることに相当する。
【００２７】図２に上記基準信号１０２のサンプリング
動作を示す。図２の（ａ），（ｂ）に示すようにエンジ
ン回転数に関係せず低速回転域から高速回転域いずれの
範囲においても常に位相角９０°（クランク角４５°）
おきのサンプリングが行われる。
動作を示す。図２の（ａ），（ｂ）に示すようにエンジ
ン回転数に関係せず低速回転域から高速回転域いずれの
範囲においても常に位相角９０°（クランク角４５°）
おきのサンプリングが行われる。
【００２８】ｎ回目サンプリング時のクランク角度がθ
とすれば、基準正弦波の位相角ΘはΘ＝２θであり、こ
のときの出力ｙm（ｎ）は次式で示される。
とすれば、基準正弦波の位相角ΘはΘ＝２θであり、こ
のときの出力ｙm（ｎ）は次式で示される。
【００２９】
【数３】 ｙm（ｎ）＝Ｗm0ｓｉｎθ＋Ｗm1ｓｉｎ（θ＋９０°） ＝Ｗm0ｓｉｎθ＋Ｗm1ｃｏｓθ ＝Ｗmｓｉｎ（θ＋α） 但し、Ｗm 2＝Ｗm0 2＋Ｗm1 2、ｔａｎα＝（Ｗm0／Ｗm1） ここで出力ｙm（ｎ）は２次音制御信号として、Ｄ／Ａ
変換器１０、ローパスフィルタ１２、パワーアンプ１１
を通してスピーカ２へ出力される。
変換器１０、ローパスフィルタ１２、パワーアンプ１１
を通してスピーカ２へ出力される。
【００３０】図３に本実施例の制御フローチャートを示
す。図３（ａ）はクランク角センサ４の割込み信号１０
４のタイミングに同期する出力計算フローチャートであ
る。ステップ５００にてクランク角センサ４から割込み
信号１０４の入力があった場合、ステップ５０１で基準
信号１０２をサンプリングし、ステップ５０２でサンプ
リングした基準信号１０２を用いて数３式の計算を行
い、ステップ５０３で出力信号１０３のスピーカへの出
力処理を実行する。
す。図３（ａ）はクランク角センサ４の割込み信号１０
４のタイミングに同期する出力計算フローチャートであ
る。ステップ５００にてクランク角センサ４から割込み
信号１０４の入力があった場合、ステップ５０１で基準
信号１０２をサンプリングし、ステップ５０２でサンプ
リングした基準信号１０２を用いて数３式の計算を行
い、ステップ５０３で出力信号１０３のスピーカへの出
力処理を実行する。
【００３１】図５（ｂ）は図５（ａ）とは非同期に一定
時間間隔で行われるＬＭＳアルゴリズムの計算フローチ
ャートで、ステップ５１０でマイクロフォン１からの音
圧信号１０１を入力し、ステップ５１１で音圧信号１０
１を用いてＬＭＳアルゴリズムによりＷパワー（フィル
タ係数Ｗm）の更新を行う。
時間間隔で行われるＬＭＳアルゴリズムの計算フローチ
ャートで、ステップ５１０でマイクロフォン１からの音
圧信号１０１を入力し、ステップ５１１で音圧信号１０
１を用いてＬＭＳアルゴリズムによりＷパワー（フィル
タ係数Ｗm）の更新を行う。
【００３２】本実施例によれば、一回転あたりの基準信
号１０２のサンプリング回数及び２次音制御信号１０３
の生成のための適応信号処理はエンジンの回転数に依存
せず常に所定のクランク角の位置で一定に行われるの
で、低速回転域はもちろん高速回転域，急変化でも必要
なサンプリング数が均等に保障され充分な消音効果を実
現できる。
号１０２のサンプリング回数及び２次音制御信号１０３
の生成のための適応信号処理はエンジンの回転数に依存
せず常に所定のクランク角の位置で一定に行われるの
で、低速回転域はもちろん高速回転域，急変化でも必要
なサンプリング数が均等に保障され充分な消音効果を実
現できる。
【００３３】また、数２式に比較して数３式の計算方法
はマイクロプロセッサ５を用いた実際のシステムでは計
算の負担が少ない簡略化された式となっており（数２の
ように計算式を複雑化するクロスタームが入っていな
い）、さらに２次音制御信号１０３の演算とＷパワーの
更新のための演算、換言すればｙm（ｘ）とＷmとの演算
が重なり合わない構成を採用できるので、この点からも
マイクロプロセッサ５による計算の負担を軽減でき、そ
の結果、消音のための適応信号処理速度を高めることが
できる。
はマイクロプロセッサ５を用いた実際のシステムでは計
算の負担が少ない簡略化された式となっており（数２の
ように計算式を複雑化するクロスタームが入っていな
い）、さらに２次音制御信号１０３の演算とＷパワーの
更新のための演算、換言すればｙm（ｘ）とＷmとの演算
が重なり合わない構成を採用できるので、この点からも
マイクロプロセッサ５による計算の負担を軽減でき、そ
の結果、消音のための適応信号処理速度を高めることが
できる。
【００３４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、消音のた
めの適応信号（２次音制御信号）処理をエンジンのクラ
ンク角に同期させて実行させることで、または併せて基
準信号のサンプリングもエンジンのクランク角に同期さ
せて実行させることで、低速回転域から高速回転域及び
エンジン回転速度の急変化の広い範囲にわたっての均等
の消音効果を実現でき、しかも２次音制御信号生成のた
めの計算の負担も軽減させて適応信号処理の応答速度も
速め、優れた消音効果を奏することができる。
めの適応信号（２次音制御信号）処理をエンジンのクラ
ンク角に同期させて実行させることで、または併せて基
準信号のサンプリングもエンジンのクランク角に同期さ
せて実行させることで、低速回転域から高速回転域及び
エンジン回転速度の急変化の広い範囲にわたっての均等
の消音効果を実現でき、しかも２次音制御信号生成のた
めの計算の負担も軽減させて適応信号処理の応答速度も
速め、優れた消音効果を奏することができる。
【図１】本発明の一実施例に係る能動消音装置の構成
図。
図。
【図２】上記実施例に用いる正弦波基準信号のサンプリ
ング状態を示す波形図。
ング状態を示す波形図。
【図３】上記実施例に用いる制御フローを示す説明図。
【図４】従来の能動消音装置の構成図。
【図５】従来の正弦波基準信号のサンプリング状態を示
す波形図。
す波形図。
１…マイクロフォン（車室内騒音検出手段）、２…スピ
ーカ（２次音出力手段）、３…エンジン、４…クランク
角センサ、５…マイクロプロセッサ（適応フィルタ、適
応信号処理回路）、６…正弦波基準発生回路、１００…
クランク角回転信号、１０１…車室内騒音検出信号（音
圧信号）、１０２…正弦波基準信号、１０３…スピーカ
出力信号（２次音制御信号）、１０４…クランク角割込
み信号。
ーカ（２次音出力手段）、３…エンジン、４…クランク
角センサ、５…マイクロプロセッサ（適応フィルタ、適
応信号処理回路）、６…正弦波基準発生回路、１００…
クランク角回転信号、１０１…車室内騒音検出信号（音
圧信号）、１０２…正弦波基準信号、１０３…スピーカ
出力信号（２次音制御信号）、１０４…クランク角割込
み信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斉藤 博之 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 佐藤 憲治 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 長谷川 聡 神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日産 自動車株式会社内
Claims (5)
- 【請求項１】 エンジン振動に起因する車室内の騒音を
検出する手段と、その騒音を能動的に打ち消すための２
次音出力手段と、エンジンのクランク軸回転に同期した
回転信号に基づき所定周波数の基準信号を生成する基準
信号生成手段と、音圧に関する評価関数を最小にするよ
うに前記基準信号をフィルタリングして２次音制御信号
を適応的に生成する適応信号処理手段とを有し、且つ前
記２次音制御信号生成のための適応信号処理を所定のク
ランク角に同期して実行するよう設定して成ることを特
徴とする車室内騒音の能動消音装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記２次音制御信号
生成のための適応信号処理は、所定のクランク角に同期
して前記基準信号をサンプリングして実行するよう設定
したことを特徴とする車室内騒音の能動消音装置。 - 【請求項３】 エンジン振動に起因する車室内の騒音を
検出するマイクロフォンと、その騒音を能動的に打ち消
すための２次音を出力するスピーカと、エンジンのクラ
ンク軸回転に同期した回転信号に基づき所定周波数の基
準信号を生成する基準信号生成回路と、所定のクランク
角に同期して割込み信号を入力し、この割込み信号が入
ると前記基準信号をサンプリングして音圧に関する評価
関数を最小にするように前記サンプリング信号（基準信
号）を所定のプログラムに基づきフィルタリングして２
次音制御信号を生成するマイクロプロセッサとを備えて
成ることを特徴とする車室内騒音の能動消音装置。 - 【請求項４】 請求項１ないし請求項３のいずれか１項
において、前記基準信号のサンプリング及びこの基準信
号をフィルタリングしての前記２次音制御信号の生成
は、所定のクランク角ごとに同期して行うのに対して、
前記フィルタリングするためのフィルタ係数の更新（こ
の更新は最小平均自乗アルゴリズムにより行うものとす
る）及び更新に用いる車室内騒音（音圧）のサンプリン
グは前記クランク回転角と非同期で一定時間間隔ごとに
行うよう設定したことを特徴とする車室内騒音の能動消
音装置。 - 【請求項５】請求項１ないし請求項４のいずれか１項に
おいて、前記所定のクランク角は、前記基準信号の位相
角９０°間隔ごとに相当する角度に設定したことを特徴
とする車室内騒音の能動消音装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3241455A JPH0580777A (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | 車室内騒音の能動消音装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3241455A JPH0580777A (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | 車室内騒音の能動消音装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0580777A true JPH0580777A (ja) | 1993-04-02 |
Family
ID=17074570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3241455A Pending JPH0580777A (ja) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | 車室内騒音の能動消音装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0580777A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4827322A (en) * | 1982-12-06 | 1989-05-02 | Mitsubishi Benki Kabushiki Kaisha | Power transistor |
| WO1994023420A1 (en) * | 1993-04-07 | 1994-10-13 | Noise Cancellation Technologies, Inc. | Hybrid analog/digital vibration control system |
| US5794179A (en) * | 1995-07-27 | 1998-08-11 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method and apparatus for performing bit-allocation coding for an acoustic signal of frequency region and time region correction for an acoustic signal and method and apparatus for decoding a decoded acoustic signal |
| JPH10228296A (ja) * | 1997-02-17 | 1998-08-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 音響信号分離方法 |
| JP2016019237A (ja) * | 2014-07-10 | 2016-02-01 | パイオニア株式会社 | アクティブノイズコントロール用音響変換装置 |
-
1991
- 1991-09-20 JP JP3241455A patent/JPH0580777A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4827322A (en) * | 1982-12-06 | 1989-05-02 | Mitsubishi Benki Kabushiki Kaisha | Power transistor |
| WO1994023420A1 (en) * | 1993-04-07 | 1994-10-13 | Noise Cancellation Technologies, Inc. | Hybrid analog/digital vibration control system |
| US5794179A (en) * | 1995-07-27 | 1998-08-11 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method and apparatus for performing bit-allocation coding for an acoustic signal of frequency region and time region correction for an acoustic signal and method and apparatus for decoding a decoded acoustic signal |
| JPH10228296A (ja) * | 1997-02-17 | 1998-08-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 音響信号分離方法 |
| JP2016019237A (ja) * | 2014-07-10 | 2016-02-01 | パイオニア株式会社 | アクティブノイズコントロール用音響変換装置 |
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