JPH0557783B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

産業上の利用分野 本発明は音声デコーダに係り、特にモノラルと
ステレオのいずれかのモードのデイジタル音声信
号を受信し、復調する音声デコーダに関する。 従来の技術 従来よりデイジタル音声データを他の情報信号
に多重して伝送する方式が種々知られているが、
例えば従来の音声副搬送波の他に、別の副搬送波
をPCM（パルス符号変調）された音声信号（デイ
ジタル音声データ）で位相変調して映像信号に周
波数分割多重したテレビジヨン信号を伝送する英
国の新しいテレビ音声多重放送システムがある。 このテレビ音声多重放送システムでは第４図に
示す如きテレビジヨン信号を送信し、受信する。
同図中、Ｉは映像信号伝送帯域、Ｓ１は映像搬送
波より6MHz高い副搬送波をアナログ音声信号で
周波数変調（FM）して得た従来のFM音声副搬
送波、Ｓ２は映像搬送波よりも6.552MHz高い副
搬送波をデイジタル音声データで４相差分位相偏
移変調（DPSK：Differential Phase Shift
Keying）して得た新たなPCM音声副搬送波であ
る。このPCM音声副搬送波に関連する音声信号
伝送諸元を次表に示す。

【表】 上記のデイジタル音声データは第５図に示すフ
レーム構成でフレーム単位で時系列的に合成され
て伝送される。第５図中、FAW（Frame
Alignment Word）は８ビツト固定パターンのフ
レーム同期信号、CW（Control Word）は５ビツ
トのコントロールワードで、それらに続けて11ビ
ツトの独立データWDと704ビツトのデイジタル
音声データ（以下、音声データともいう）とが時
系列的に合成されてなる計728ビツトで１フレー
ムが構成されている。この１フレームは1msecで
伝送されるから、前記表に示したように符号伝送
速度は728kB／ｓとなり、データレートは728K
Hzとなる。 また、音声データは標本化周波数32KHzで
PCMして得られた量子化ビツト数14ビツトの音
声データが、10ビツトに準瞬時圧縮され、これに
１ビツトのパリテイビツトが付加されて１ワード
を構成する。第６図はこの１ワードの音声データ
の信号フオーマツトを示す。同図中、D₀〜D₉は
上記10ビツトの音声データ、P_sは１ビツトのパリ
テイビツトである。このパリテイビツトP_sは次式
に基づいて生成された１ビツトである。 D₄D₅D₆D₇D₈D₉Ｐ＝０ (1) ＰＲ＝P_s (2) ただし、上式中、Ｐは上位６ビツトD₄〜D₉に対
する偶数パリテイビツト、Ｒは前記14/10ビツト
準瞬時圧縮情報を示すレンジビツトである。 14/10ビツト準瞬時圧縮は量子化ビツト数14ビ
ツトのPCM音声データが２の補数表示でコーデ
イングされている場合、レベルが小さい場合は
PCM音声データの上位ビツトにはMSB（モース
ト・シグニフイカント・ビツト）の極性符号ビツ
トと同一の値が連続するので、MSBを除く上位
ビツトをおとし、またレベルが大きい場合には低
いレベルのノイズは識別しにくいので下位ビツト
をおとすことによつて10ビツトに圧縮を行なうも
ので、この準瞬時圧伸自体は公知であるので、そ
の詳細な説明は省略する。 また、音声データはバースト誤り保護として16
ビツトのインターリーブを行ない、16行44列のマ
トリクス構成となつており、更に同一値（１又は
０）の連続低域のためにＭ系列PN（Pseudo
Random Noise）信号によりスクランブルがか
けられている。 上記の各処理の施された音声データ又は第５図
にWAで示したように、１ワード11ビツトの音声
データが計64ワード（32ワード／チヤンネル）時
系列的に合成される。 上記の音声データとしては左，右２チヤンネ
ルのステレオ音声データ、バイリンガル音声デ
ータ（モノラル２チヤンネル）、モノラル音声
データ１チヤンネルとデータ（352kB／ｓ）及び
データ（704kB／ｓ）の４種類が規定されてお
り、その種類の識別は第５図のコントロールワー
ドCWの２ビツト目と３ビツト目の計２ビツトで
行なうように規定されている。 発明が解決しようとする課題 上記ののモノラル音声データ１チヤンネルと
データとが伝送される場合、モノラル音声データ
は左（Ｌ）チヤンネルと右（Ｒ）チヤンネルのう
ち、Ｌチヤンネルの音声データとして伝送される
だけであつた。このため、従来はＬ，Ｒ両チヤン
ネル出力端子を有する受信機側では受信復調して
得たＬチヤンネルの出力モノラル音声信号をその
ままＬチヤンネル出力端子からだけ得るようにし
ていた。しかし、その場合は左，右のスピーカの
うち左側のスピーカからしか音が聞こえないので
違和感があつた。 そこで、従来、外部に混合回路を設けてＬチヤ
ンネルモノラル音声信号をＲチヤンネル出力端子
へ出力することも考えられているが、この場合は
回路が若干複雑で高価となるという問題点があつ
た。 本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、回
路を複雑にすることなく両チヤンネルからモノラ
ル音声信号を得ることができる音声デコーダを提
供することを目的とする。 課題を解決するための手段 本発明の音声デコーダは、左チヤンネル音声デ
ータと右チヤンネル音声データとを一定周期で交
互に振り分けて出力する音声デコーダにおいて、
デイジタル音声データがモノラル音声データか否
かを検出するモード検出回路と、切換出力手段と
を具備したものである。 上記切換出力手段は左，右チヤンネルの一方の
チヤンネルでしか伝送されないモノラル音声デー
タを、左チヤンネル出力端子と右チヤンネル出力
端子へ一定周期で交互に振り分けて出力する。 作 用 モノラル音声データは左，右チヤンネルのうち
一方のチヤンネルで伝送された音声データである
ため、他方のチヤンネルの音声データは存在しな
い。 しかして、本発明によれば、上記切換出力手段
により、一方のチヤンネルの音声データ（すなわ
ちモノラル音声データ）は、他方のチヤンネルの
音声データとしても重複して出力される。この切
換出力手段の動作はステレオ音声データ入力時と
同様で、しかもモード検出回路は従来から存在す
る回路であるので、簡単な回路の追加で実現でき
る。 実施例 第１図は本発明になる音声デコーダを有するテ
レビジヨン受像機の要部の一実施例のブロツク系
統図を示す。同図中、アンテナ１で受信された前
記テレビ音声多重放送信号はUHFチユーナ２で
中間周波信号（IF信号）に変換された後、出力
端子３を介して映像検波回路（図示せず）へ出力
される一方、プリアンプ４を通してフイルタ回路
５に供給される。フイルタ回路５は中心周波数
32.948MHzの映像中間周波信号と中心周波数
39.5MHzの音声中間周波信号とを夫々濾波し、映
像中間周波検波器６に供給する。これにより、映
像中間周波検波器６からは中心周波数6MHzの
FM音声副搬送波（第４図にＳ１で示す）、中心
周波数6.552MHzのPCM音声副搬送波（第４図に
Ｓ２で示す）とが取り出される。FM音声副搬送
波は帯域フイルタ（BPF）１６−１に供給され、
ここで不要周波数成分が除去された後、FM復調
器１６−２に供給されFM復調された後出力端子
７へ出力され、PCM音声副搬送波は帯域フイル
タ（BPF）８に供給され、ここで不要周波数成
分が除去された後４相DPSK復調器９に供給され
る。 ４相DPSK復調器９及び差動変換器１１の構成
は公知であり、グレイコード２進数を自然２進数
に変換した後並直列変換を行なつて復調データを
得る。また、４相DPSK復調器９の出力信号から
クロツク発生器１１によりクロツク再生が行なわ
れ、728kHzと5824kHz（＝728kHz×８）の２種類
のクロツクパルスが並列に取り出される。 上記の復調データは音声デコーダ１２内のフレ
ーム同期回路１３に供給され、また２種類のクロ
ツクパルスは音声デコーダ１２内のタイミングク
ロツク発生器１４に供給される。 フレーム同期回路１３は例えば第３図に示す回
路構成とされており、第５図にFAWで示したフ
レーム同期信号を検出する。第３図において、フ
レーム同期パターン検出回路４１はタイミングク
ロツク発生器１４よりのクロツクパルスとフレー
ムカウンタ４２よりのフレーム位置パルスが供給
されると共に復調データが入力データとして供給
され、予め設定されているフレーム同期パターン
と復調データとが一致するか否か判定し、不一致
の場合はAND回路４４を通して同期回数カウン
タ４５がクリアされると共に、非同期回数カウン
タ４６が１つの計数を行なう。また、一致の場合
はAND回路４３を通して同期回数カウンチ４５
が１つ計数を行なうと同時に、非同期回数カウン
タ４６がクリアされる。カウンタ４５，４６は
夫々予め所定値が設定されて、この所定値に計数
値が達した時点でフリツプフロツプ４７をセツト
又はリセツトする。これにより、出力端子４８に
は同期信号が取り出され、出力端子４９には非同
期であることを示す信号が出力される。非同期の
場合は復調データを１ビツトずつ順次シフトして
入力し、一致／不一致の判定を行ない、一致した
場合はフレームカウンタ４２を初期化して次のフ
レーム同期パターン位置で判定を行なう。同期し
ている場合は、常にフレーム同期パターン位置で
判定を行なう。 第１図に戻つて説明するに、タイミングクロツ
ク発生器１４より取り出されたタイミングクロツ
クはフレーム同期回路１３の他にデスクランブル
回路１５、RAMコントローラ１７、エラー検出
及びエラー訂正回路１９及び出力レジスタ２１に
夫々供給される。 デスクランブル回路１５により復調データは送
信側のスクランブル処理と同様の処理を施されて
スクランブルされる前のもとのデータとされた後
RAM２４にシリアルに供給され、ここでRAM
コントローラ１７よりのアドレス信号によりイン
ターリーブが施された音声データの本来の配列位
置に対応したアドレスに書込まれる。このデータ
書込みは第２図の５４で示す期間で行なわれる。 RAM２４には第５図WAで示した704ビツトの
音声データのみが書込まれるが、RAM２４は第
１図に示すRAMコントローラ１７により第２図
に示す如き時分割処理動作を行なう。すなわち、
RAM２４は第２図に５１で示すデータレートの
１／４の期間で音声データの１ビツト（例えばD₀）
を読み出し、次に第２図に５２で示す期間でレン
ジ情報を得るために必要な音声データの１ビツト
（例えばD₄）を読み出す。 次にRAM２４は第２図に５３で示す期間は音
声データの１ビツト（例えばD₁）を読み出し、
その後の第２図に５４で期間でデインターリーブ
したアドレスに音声データの１ビツトを書込む。
以下、上記と同様の動作を周期的に繰り返す。 RAM２４からデインターリーブされて読み出
されたデータはスケール検出回路１８により受信
パリテイP_sと逆算してD₄〜D₉から生成した偶数
パリテイＰによるパリテイチエツクを行ない、そ
の結果をエラー検出及びエラー訂正回路１９に供
給してエラー検出及び多数決判断によるエラー訂
正が行なわれる。また、スケール検出回路１８に
より上記偶数パリテイＰと受信パリテイP_sとから
レンジ情報Ｒを得て伸長回路２０に供給し、ここ
でエラー検出及びエラー訂正回路１９よりの音声
データに基づいて正しい値の量子化ビツト数14ビ
ツトの音声データに伸長される。 一方、前記差動変換器１０よりの第５図に示す
如き信号フオーマツトのデータは、本発明の要部
をなす音声デコーダ１２内のモード検出回路２２
に供給され、ここで第５図のコントロールワード
CWの第２ビツト目と第３ビツト目の計２ビツト
からなるモード識別信号の値により、その１フレ
ーム中の音声データの種類（モード）が検出され
る。 出力レジスタ２１は上記のモード検出回路２２
よりのモード検出信号に基づき、伸長回路２０よ
り供給される量子化ビツト数14ビツトのデイジタ
ル音声データがステレオ音声データのときは一定
周期で左チヤンネル音声データと右チヤンネル音
声データとが交互に時系列的に合成されているの
で交互に振り分けて出力する。 また、出力レジスタ２１は上記モード検出信号
に基づき、上記デイジタル音声信号がモノラル音
声データのときには、モノラル音声データが左チ
ヤンネル音声データのみであるので、その左，右
チヤンネルの出力端子へ交互に振り分けて出力す
る。従つて、左チヤンネルのモノラル音声データ
は右チヤンネル音声データとしても１回ずつ重複
して用いられることになる。 なお、出力レジスタ２１かＤ／Ａ変換器２５へ
はモードの別に関係なくクロツクおよび左，右チ
ヤンネル識別信号が供給される。 出力レジスタ２１よりの量子化ビツト数14ビの
音声データはＤ／Ａ変換器２５によりアナログ信
号の再生音声信号に変換され、かつ、各チヤンネ
ル別に低域フイルタ（LPF）２７，２８及びミ
ユート／スイツチ回路２６−１，２６−２を通し
て出力端子２９，３０へ出力される。従つて、本
実施例によれば、モノラル音声データ入力時にも
出力端子２９及び３０には夫々同一の左チヤンネ
ルモノラル音声信号が同時に出力されることにな
る。 なお、制御回路２３はミユート／スイツチ回路
２６−１，２６−２の動作を所定数以上のエラー
発生時にミユーテイングするよう制御する。 なお、本発明の上記の英国のテレビ音声多重放
送システムにおける音声デコーダに適用する場合
に限られるものではなく、モノラル音声データが
片チヤンネルでしか伝送されないデイジタル音声
データをデコードする音声デコーダすべてに適用
することができることは勿論である。 発明の効果 上述の如く、本発明によれば、モノラル音声デ
ータを他方のチヤンネル出力端子にも振り分けて
出力るようにしたので、左，右両チヤンネル出力
端子からモノラル音声信号を出力させることがで
き、違和感の無いモノラル音再生行なうことがで
き、また、モノラル音声データはステレオ音声デ
ータと同様にして切換出力されるので、混合回路
のようなモノラル音声データを他方のチヤンネル
出力端子からも取り出すための回路を追加するこ
とを不要にできる等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる音声デコーダを有するテ
レビジヨン受像機の要部の一実施例のブロツク系
統図、第２図は第１図のRAMの処理動作を模式
的に示す図、第３図は第１図中のフレーム同期回
路の一例の回路系統図、第４図はテレビ音声多重
放送信号の一例の周波数スペクトラム図、第５図
は１フレームの信号フオーマツトの一例を示す
図、第６図は音声データの一例の信号フオーマツ
トを示す図である。 １３……フレーム同期回路、１４……タイミン
グクロツク発生器、１７……RAMコントロー
ラ、２１……出力レジスタ、２２……モード検出
回路、２４……ランダム・アクセス・メモリ
（RAM）、２５……Ｄ／Ａ変換器、２９……左チ
ヤンネル出力端子、３０……右チヤンネル出力端
子。

【特許請求の範囲】

１ 互いに直交した２つの偏波を使用する直交偏
波デイジタル無線方式において、前記２つの偏波
信号を入力とし、一方の偏波信号から交差偏波干
渉を除去した信号を出力する一対の交差偏波干渉
除去回路と、その信号を復調してベースバンド信
号及び識別再生されたデータ信号を出力する一対
の復調器と、該復調器と接続され搬送再生波を前
記復調器に出力する一対の搬送波再生器と、該搬
送波再生器に接続され搬送波非同期時に発振動作
をする一対の発振器と、自偏波と異なる異偏波側
の前記発振器出力を入力とし、前記交差偏波干渉
除去回路に初期値を与えるための一対のリセツト
信号発生器とを具備し、異偏波側の搬送波非同時
期に異偏波側の前記発振器の出力により、前記リ
セツト信号発生器を断続的に制御することによ
り、前記交差偏波干渉除去回路に断続的に初期値
を与えることを特徴とする交差偏波干渉除去装
置。 ２ 互いに直交した２つの偏波を使用する直交偏
波デイジタル無線方式において、前記２つの偏波
信号をそれぞれ入力とし、その入力信号を復調し
てベースバンド信号及び識別再生されたデータ信
号を出力する一対の第１の復調器と、２つの前記
ベースバンド信号を入力とし、交差偏波干渉除去
したベースバンド信号をそれぞれ、出力する一対
の交差偏波干渉除去回路と、該交差偏波干渉除去