JPH01213036A - 音声デコーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は＆声デコーダに係り、特に受信ディジタル音声
データを復調及び誤り検出、訂正してもとのアナログ音
声信号に変換出力するデコーダに関する。

従来の技術 従来よりディジタル音声データを他の情報信号に多重し
て伝送する方式が種々知られているが、例えば従来の音
声副搬送波の他に、別の副搬送波をＰＧＭ（パルス符号
変調）された音声信号（ディジタル音声データ）で位相
変調して映像信号に周波数分割多重したテレビジョン信
号を伝送する英国の新しいテレビ音声多重放送システム
がある。

このテレビ音声多重放送システムでは第６図に示す如き
テレビジョン信号を送信し、受信する。

同図中、■は映像信号伝送帯域、Ｓｌは映像搬送波より
６ＭＨ２高い副搬送波をアナログ音声信号で周波数変調
（ＦＭ）して得た従来のＦＭ音声副搬送波、Ｓ２は映像
搬送波よりも６．５５２　Ｍ　ＨＺ＾い副搬送波をディ
ジタル音声データで四相差分位相偏移変″１（ＤＰＳに
：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）　して得た新たなＰＧＭ音声副搬送波で
ある。このＰＣＭ、音声副搬送波に関連する音声信号伝
送諸元を次表に示す。

上記のディジタル音声データは第７図に示すフレーム構
成でフレーム単位で時系列的に合成されて伝送される。

第７図中、Ｆ　Ａ　Ｗ　（Ｆｒａｍａ＾１ｉｇｎｍｅｎ
ｔ　Ｗｏｒｄ）は８ビツト固定パターンのフレーム同期
Ｅ　’５、ＣＷ　（Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｗｏｒｄ）は５ビ
ツトのコントロールワードで、それらに続けて１１ピツ
ト・の独立データＷＤと７０４ビツトのディジタル音声
データ（以下、音声データともいう）とが時系列的に合
成されてなる計７２８ビットで１フレームが構成されて
いる。この１フレームは１１ＩＩＳｅＣで伝送されるか
ら、前記衣に示したように符号伝送速度は７２８ｋＢ／
Ｓとなり、データレートは７２８ｋＨ２となる３゜ また、音声データは標本化周波数３２ｋＨｚでＰＣＭし
て得られた量子化ビット数１４ビツトの音声データが、
１０ビツトに準瞬時圧縮され、これに１ビツトのパリテ
ィビットが付加されて１ワードを構成する。第８図はこ
の１ワードの音声データの信号フォーマットを示す。同
図中、Ｄｏ〜Ｄ９は上記１０ビツトの音声データ、Ｐｓ
は１ビストのパリティピッ１〜である。このパリティビ
ットＰｓは次式に基づいて生成された１ビツトである。

Ｄ４　（ＢＤＳ　ｅＤｓ　ｅ）Ｄ７（Ｅ）Ｄ８（ＥＩＤ
ｓ　（ＢＰ＝０Ｐ（ｆ）Ｒ・・Ｐｓ　　　　　　　　　
　　　　　　　■ただし、上式中、Ｐは上位６ビツトＤ
４〜Ｄ９に対する偶数パリティビット、Ｒは前記１４／
１０ビスト準瞬時圧縮情報を示すレンジビットである工
１４／１０ビスト準瞬時圧縮は量子化ビット数１４ビツ
トのＰＣＭ音声データが２の補数表示でコーディングさ
れている場合、レベルが小さい場合はＰＣＭ音声データ
の上位ビットにはＭＳＢ（モースト・シグニフイカント
・ビット）の極性符号ビットと同一の値が連続するので
、ＭＳＢを除く上位ビットをおとし、またレベルが大ぎ
い場合には低いレベルのノイズは識別しにくいので下位
ビットをおとすことによって１０ビツトに圧縮を行なう
もので、この準瞬時圧伸自体は公知であるので、その詳
細な説明は省略する。

また、音声データはバースト誤り保護として１６ビツ１
〜のインターリーブを行ない、１６行４４列のマトリク
ス構成となっており、更に同一値（１又はＯ）の連続低
減のためにＭ系列ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ　Ｒａｎｄｏｅ＋
　Ｎｏ１ｓｅ）信号によりスクランブルがかけられてい
る。

上記の各処理の施された音声データは第７図にＷＡで示
したように、１ワード１１ビツトの音声データが側６４
ワード（３２ワード／チヤンネル）時系列的に合成され
る。

発明が解決しようとする課題 上記のようなテレビ音声多重放送信号を受信するテレビ
ジョン受像機側には、ディジタル音声データをもとのア
ナログ音声信号に変換するための音声デコーダが必要に
なる。ここで、上記テレビ音声多重放送信号の受信電界
強疾が低く、テレビジョン受像機での表示画像が識別困
灘になるほどになると、受信ディジタル音声データの復
調音声ら再現が困難で異常音が多くなる。従来はこのよ
うな現象に対して有効な手段を有していなかった。

本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、受信電界強
度低下による異常音の発生を有効に防止し得る音声デコ
ーダを提供することを目的とする１゜課題を解決するた
めの手段 本発明の音声デコーダは単位時間当りのディジタル音声
データの誤り数を目数する計数手段と、計数手段による
副数値に基づいてミューティング又はミューティング解
除を行なうミューティング制御手段とよりなる。

ミューティング制御手段は上記閉数値が第１の設定値以
上になったときはアナログ音声信号の出力端子への伝送
を遮断するミューティングを行ない、ミューティング状
態中に目数値が第２の設定値以下となったときはミュー
ティング状態を解除する。

作用 ディジタル音声データの受信電界強度が低いと上記計数
手段によるＨ１数値が上昇し、上記第１の設定値を越え
る。すると、上記ミューティング制御手段によりミュー
ティングが行なわれるので、誤り数が増大したときはそ
のときの変換後のアナログ音声信号は出力端子へ出力さ
れない。

また、ミューティング状態中に単位時間当りのデータ誤
り数が第２の設定値以下に減少すると、そのときの変換
後のアナログ音声信号は再び出力端子へ出力され始める
。

実施例 第１図は本発明の一実施例のブロック系統図、第２図は
本発明の動作説明用フローチャート、第３図は本発明の
音声デコーダを有するテレビジョン受像機の要部の一例
のブロック系統図を示す。

第１図及び第３図中、同一構成部分には同一符号をイ１
しである。

まｆ１１００について説明するに、アンテナ１で受信さ
れた前記テレビ音声多重放送信号はＵＨＦブ１−す２で
中間周波信号（ＩＦ信号）に変換された後、出力端子３
を介して映像検波回路（図示けず）へ出力される・一方
、プリアンプ４を通してフィルタ回路５に供給される。

フィルタ回路５は中心周波数３２．９４８Ｍ　）−Ｉ　
Ｚの映像中間周波信号と中＝　　７　− 心円波数３９．５Ｍ　）Ｉ　Ｚの音声中間周波信号とを
夫々濾波し、映像中間周波検波器６に供給する。これに
より、映像中間周波数検波器６からは中心周波数６ＭＨ
２のＦＭ音声副搬送波（第６図に８１で示す）と、中心
周波数６−５５２Ｍ　ＨＺのＰＣＭ音声副搬送波（第６
図に８２で示す）とが取り出される。ＦＭ音声副搬送波
は帯域フィルタ（ＢＰＦ）１６−１に供給され、ここで
不要周波成分が除去された後、ＦＭ復調器１６−２に供
給され、ＦＭ復調された後出力端子７へ出力され、Ｐ　
ＣＭ　ｇ声副搬送波は帯域フィルタ（ＢＰＦ）８に供給
され、ここで不要周波数成分が除去された後４相ＤＰＳ
に復調器９に供給される。

４相ＤＰＳＫ変調器９及び差動変換器１１の構成は公知
であり、グレイコード２進数を自然２進数に変換した後
並直列変換を行なって復調データを得る。また、４相Ｄ
ＰＳＫ復調器９の出力信号からクロック発生器１１によ
りクロック再生が行なわれ、７２８ｋＨｚと５８２４ｋ
Ｈｚ　　（−７２８ｋ）−１ｚＸ８）の２種類のクロッ
クパルスが並列に取り出される。

上記の復調データは音声デコーダ１２内のフレーム同期
回路１３に供給され、また２種類のクロックパルスは音
声デコーダ１２内のタイミングクロック発生器１４に供
給される。

フレーム同期回路１３は例えば第５図に示す回路構成と
されており、第７図にＦＡＷで示したフレーム同期信号
を検出する。、第５図において、フレーム同期パターン
検出回路４１はタイミングクロック発生器１４よりのク
ロックパルスとフレームカウンタ４２よりのフレーム信
号パルスが供給されると共に復調データが入力データと
して供給され、予め設定されているフレーム同期パター
ンと復調データとが一致するか否か判定し、不一致の場
合はＡＮＤ回路４４を通して同期回数カウンタ４５がク
リアされると共に、非同期回数カウンタ４６が１つ目数
を行なう。また、一致の場合はＡＮＤ回路４３を通して
同期回数カウンタ４５が１つ目数を行なうと同時に、非
同期回数カウンタ４６がクリアされる、１カウンタ４５
．４６は夫々予め所定値が設定されて、この所定値にＨ
１数値が達した時点で７リツプフロツブ４７をセット又
はリセットする。これにより、出力端子４８には同期信
号が取り出され、出力端子４つには非同期であることを
示す信号が出力される。非同期の場合は復調データを１
ビツトずつ順次シフトして入力し、一致／不一致の判定
を行い、・−致した場合はフレームカウンタ４２を初期
化して次のフレーム同期パターン位置で判定を行う。同
期している場合は、常にフレーム同期パターン位置で判
定を行う。

第３図に戻って説明するに、タイミングクロック発生器
１４より取り出されたタイミングクロックはフレーム同
期回路１３の他にデスクランブル回路１５、ＲＡＭコン
トローラ１７、エラー検出及び１ラ一訂正回路１９及び
出力レジスタ２１に夫々供給される。

デスクランブル回路１５により復調データは送信側のス
クランブル処理と同様の処理を施されてスクランブルさ
れる前のもとのデータとされた後ＲＡＭ２４にシリアル
に供給され、ここでＲＡＭコントローラ１７よりのアド
レス信号によりその本来の配列位置に対応したアドレス
に書込まれる。

このデータ書込みは第４図の５４で示す期間で行なわれ
る。

ＲＡＭ２４には第７図にＷＡで示した７０４ビツトの音
声データのみが書込まれるが、ＲＡＭ２４はＲＡＭコン
トローラ１７により第４図に示す如き時分割処理動作を
行なう。すなわち、ＲＡＭ２４は第４図に５１で示すデ
ータレートの１／４の期間で音声データの１ビツト（例
えばＤｏ）を読み出し、次に第４図に５２で示す期間で
レンジ情報を得るために必要な音声データの１ビツト（
例えばＤ４　）を読み出す。

次にＲＡＭ２４は第４図に５３で示す期間は音声データ
の１ビツト（例えばＤ＋　）を読み出し、その後の第４
図に５４で期間でデインターリーブしたアドレスに音声
データの１ビツトを書込む。

以下、上記と同様の動作を周期的に繰り返す。

ＲＡＭ２４には音声データはその本来の（インターリー
ブされる前の）サンプル順を示す値に対応したアドレス
に書込まれているから、読み出しアドレスは初期値から
順に１ずつカウントアツプしていけばよい。

ＲＡＭ２４からデインターリーブされて読み出されたデ
ータはスケール検出回路１８により受信パリティＰｓと
逆演算してＤ４〜Ｄｓから生成した偶数パリティＰによ
るパリティチエツクを行ない、その結果をエラー検出及
びエラー訂正回路１９に供給してエラー検出及び多数決
判断によるエラー訂正が行なわれる。また、スケール検
出回路１８により上記偶数パリティＰと受信パリティＰ
ｓとからレンジ情報Ｒを得て伸長回路２０に供給し、こ
こでエラー検出及びエラー訂正回路１９よりの音声デー
タに基づいて正しい値の量子化ビット数１４ビツトの音
声データに伸長させる。

この量子化ビット数１４ビツトの音声データは出力レジ
スタ２１に供給され、ここでモード検出回路２２により
前記コントロールワードＣ胃中の所定の２ビツトから判
別された音声モード（例えば、ステレオ、モノラル、バ
イリンガル、データのみ）に応じて切換出力され、更に
Ｄ／Ａ変換器２５に供給され、ここでアナログ信号の再
生音声信号に変換され、かつ、各チャンネル別に低域フ
ィルタ（Ｌ、ＰＦ）２７．２８及びミュート／スイッチ
回路２６−１．２６−２を通して出力端子２９．３０へ
出力される。

かかる構成の音声デコーダ１２において、本実施例は制
御回路２３とミュート／スイッチ回路２６−１．２６−
２を備えている点に特徴を有する。第１図は本発明の要
部をなす制御回路２３の一実施例のブロック系統図を示
す。同図中、入力端子３１に入来した５、８２４Ｍ　Ｈ
Ｚのクロックパルスは１／８分周器３２．１　／７２８
分周器３３を順次に通して１ｋＨｚに分周された後、更
に１／２５６分周器３４により１／２５６分周されて周
期２５６ｗ＋５ｅｃ（前記第７図のＷＡに示したように
、音声データは１１１ＳｅＣの１フレーム伝送期間中６
４サンプル伝送されるから、２５６ｍ５ｅｃでは２５６
倍の１６３８４サンプル伝送される。）のパルスとされ
る。

カウンタ３５はエラー検出及びエラー訂正回路１９より
エラー発生の都度生成出力されるエラーフラグが入力端
子３６を介してそのクロック入力端子に印加されてこれ
を計数する一方、上記の周１１２５６ｍ５ｅｃのパルス
がそのリセット端子に印加されて２５６＋＋＋ｓｅｃ毎
にリゼットされる。

カウンタ３５には計数値４０９６　（第１の設定値）と
４数値２０４８　（第２の設定値）とが予め設定されて
おり、２５６１１ＳＯＣの単位時間当り計数値が第１の
設定値以上となったときはパルスを出力し一τ次段の７
リツプフロツプ３７をセット状態とし、他方、計数値が
第２の設定値以下のときは別の端子よりパルスを出力し
てフリップ７０ツブ３７をリセット状態とする。

第１の設定値は［４０９６Ｊであるから、フリップフロ
ップ３７はエラーフラグが４０９６回以上２５６ｍ５ａ
ｃ内で入来したとぎ、すなわち、エラーの発生率が２５
％（＝４０９６／　１６３８４）以上のとぎセット状態
となる。同様に、フリップフロップ３７はエラーの発生
率が１２．５％（−２０４８／　１６３８４）以下のと
きにリセット状態になる。

フリップフロップ３７のＱ出力信号は出力端子３８を介
して第３図のミュート／スイッチ回路２６−１及び２６
−２に夫々印加され、ハイレベルのとぎ（エラー発生率
２５％以上のとき）ミューティング状態とし、ローレベ
ルのとき（エラー発生率１２．５％以下のとぎ）ミュー
ティング状態を解除する。このように、ミューティング
をかけるときと解除するときとでエラー発生率を変えた
のは（所謂ヒステリシスをもたせたのは）、もし両者を
共に２５％としたときは、受信電界強度が不安定でエラ
ー発生率が２５％の上下を変動するようなときはミュー
ティングが頻繁にオンとオフとを交互に繰り返し、かえ
って再生音に悪影響をもたらすからである。

このようにして、エラー発生率が２５％以上となるよう
な弱受信電界強度下では、ミューティングをかけること
により（オンとすることにより）、再生アナログＢ声信
号中のエラー訂正できない異常音の出力を防止すること
ができる５゜＝　　１５　− 次に本発明の一実施例について更に第２図のフローチャ
ートと共に説明する。第２図において、パリティエラー
の有無が検出され（ステップＰ１）、パリティエラーが
有る場合は前記回路１９内においてエラーフラグを生成
しくステップＰ２）、このエラーフラグを上記カウンタ
３５で計数しくステップＰ３）、その単位時は当りの計
数値に基づきエラー発生率が２５％以上か否か判定され
（ステップＰ４）、２５％以上のときはミュート信号が
オン（すなわち発生出力）される（ステップＰｓ）。

エラー発生率が２５％未満の場合及びパリティエラーが
無い場合は単位時能が経過したか否か判定され（ステッ
プＰ６）、単位時間経過しているときはエラー発生率が
１２．５％以下か否か判定され（ステップＰ７　）　、
１’２．５％以下のとぎはミュート信号オフ（すなわち
発生停止）とされ（ステップｐ８）　、１２．５％より
大で２５％未満のとぎは単位時間経過していないときと
同様に前の状態が保持される（ステップＰ９）。

なお、本発明は第１図の如ぎハードウェア構成に限られ
るものではなく、第２図に示す如き動作をコンピュータ
のソフトウェア処理により実現するようにしてもよい。

また、英国のテレビ音声多重放送システムにおける音声
デコーダに適用する場合に限られるものではなく、ディ
ジタル音声データをデコードする音声デコーダすべてに
本発明を適用することができることは勿論である。

発明の効果 上述の如く、本発明によれば、エラー発生率が所定の第
１の設定値以上のとぎはミューティングを行なうように
したので、受信電界強度が低くディジタル音声データの
エラー発生率が高い場合に生じる異常音の出力を未然に
防止することができ、またミューティング状態中におい
てエラー発生率が第１の設定値よりも小なる第２の設定
値以下となったときにミューティングを解除するように
したので、受信電界強度が不安定でも、ミューティング
のオン／オフの頻繁な繰り返しを防止することができる
等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック系統図、第２図は
本発明の一実施例の動作説明用フローチャート、第３図
は本発明の音声デ二］−ダを有するテレビジョン受像機
の要部の一例のブロック系統図、第４図は第３図のＲＡ
Ｍの処理動作を模式的に示す図、第５図は第３図中のフ
レーム同期回路の一例の回路系統図、第６図はテレビ音
声多重放送信号の一例の周波数スペクトラム図、第７図
は１フレームの信号フォーマットの一例を示す図、第８
図は音声データの一例の信号フォーマットを示す図であ
る。 ２３・・・制御回路、２６−１．２６−２・・・ミュー
ト／スイッチ回路、３１・・・クロックパルス入力端子
、３２・・・１７８分周器、３３・・・１／７２８分周
器、３４・・・１／／２５６分周器、３５・・・カウン
タ、３６・・・エラーフラグ入力端子、３７・・・フリ
ップ７０ツブ、３８・・−出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信したディジタル音声データをもとのアナログ音声信
   号に変換する音声デコーダにおいて、単位時間当りの上
   記ディジタル音声データの誤り数を計数する計数手段と
   、 該計数手段の計数値が第１の設定値以上となったときは
   前記アナログ音声信号の出力端子への伝送を遮断するミ
   ューティングを行ない、該ミューティング状態中に該計
   数値が第２の設定値以下となつたときは該ミューティン
   グ状態を解除するミューティング制御手段とを具備した
   ことを特徴とする音声デコーダ。