JPH0557781B2 - - Google Patents
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- JPH0557781B2 JPH0557781B2 JP63218231A JP21823188A JPH0557781B2 JP H0557781 B2 JPH0557781 B2 JP H0557781B2 JP 63218231 A JP63218231 A JP 63218231A JP 21823188 A JP21823188 A JP 21823188A JP H0557781 B2 JPH0557781 B2 JP H0557781B2
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- signal
- frequency
- pilot
- sin
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Links
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
この発明は、たとえばテレビジヨン装置のステ
レオ復号器で使用されるような、制御発振器に結
合された周波数制御信号発生装置に関するもので
ある。
レオ復号器で使用されるような、制御発振器に結
合された周波数制御信号発生装置に関するもので
ある。
〈従来の技術〉
普通のベースバンド合成オーデイオ・ステレオ
信号は、左右両チヤンネル信号の和（Ｌ＋Ｒ）、
この（Ｌ＋Ｒ）信号の最高周波数よりも高い周波
数ωpを有するパイロツト信号および左右両チヤ
ンネル信号の差である差信号（Ｌ−Ｒ）から成る
主信号を含んでいる。この差信号は、周波数2ωp
を中心とする両側波帯振幅変調抑圧搬送波の形を
とつている。パイロツト信号は、抑圧搬送波を復
調して（Ｌ−Ｒ）オーデイオ情報を取出すために
必要である。
信号は、左右両チヤンネル信号の和（Ｌ＋Ｒ）、
この（Ｌ＋Ｒ）信号の最高周波数よりも高い周波
数ωpを有するパイロツト信号および左右両チヤ
ンネル信号の差である差信号（Ｌ−Ｒ）から成る
主信号を含んでいる。この差信号は、周波数2ωp
を中心とする両側波帯振幅変調抑圧搬送波の形を
とつている。パイロツト信号は、抑圧搬送波を復
調して（Ｌ−Ｒ）オーデイオ情報を取出すために
必要である。
復調された（Ｌ−Ｒ）信号は、名目上パイロツ
ト信号に相当する成分を含み、また（Ｌ＋Ｒ）信
号の最高信号周波数は名目上このパイロツト信号
周波数に比較的接近している。
ト信号に相当する成分を含み、また（Ｌ＋Ｒ）信
号の最高信号周波数は名目上このパイロツト信号
周波数に比較的接近している。
この様なステレオ復号器では、たとえば、パイ
ロツト信号に同期した周波数2ωpを有し（Ｌ−
Ｒ）信号の復調に使用される信号を発生させるた
めに、位相ロツクループ回路を使用することがで
きる。
ロツト信号に同期した周波数2ωpを有し（Ｌ−
Ｒ）信号の復調に使用される信号を発生させるた
めに、位相ロツクループ回路を使用することがで
きる。
トツド・クリストフア（Todd Christopher）
氏の米国特許出願第882384号（米国特許第
4731844号）「合成信号からパイロツト信号を消去
する装置」には、ベースバンドの合成オーデイ
オ・ステレオ復号をサンプリングして順次供給さ
れるデジタル・ワードから成るデジタル信号を生
成するようにしたステレオ復号器が開示されてい
る。（Ｌ−Ｒ）信号を復調するPLLは電圧制御水
晶発振器（VCXO）を具えている。このVCXO
の出力信号は、たとえばパイロツト信号の整数倍
に等しい周波数を持つている。パイロツト信号の
位相または周波数に対するVCXO出力信号の位
相または周波数誤差を表わす位相および周波数誤
差信号が生成される。たとえば、上記トツド氏方
式の装置におけるこの周波数誤差信号はデジタ
ル・ワードで表わされる。
氏の米国特許出願第882384号（米国特許第
4731844号）「合成信号からパイロツト信号を消去
する装置」には、ベースバンドの合成オーデイ
オ・ステレオ復号をサンプリングして順次供給さ
れるデジタル・ワードから成るデジタル信号を生
成するようにしたステレオ復号器が開示されてい
る。（Ｌ−Ｒ）信号を復調するPLLは電圧制御水
晶発振器（VCXO）を具えている。このVCXO
の出力信号は、たとえばパイロツト信号の整数倍
に等しい周波数を持つている。パイロツト信号の
位相または周波数に対するVCXO出力信号の位
相または周波数誤差を表わす位相および周波数誤
差信号が生成される。たとえば、上記トツド氏方
式の装置におけるこの周波数誤差信号はデジタ
ル・ワードで表わされる。
〈発明が解決しようとする課題〉
このデジタル周波数誤差信号から、VCXO出
力信号の周波数と位相を制御するためにこの
VCXOの周波数制御端子に印加するためのアナ
ログ周波数制御信号を発生させることが望まし
い。
力信号の周波数と位相を制御するためにこの
VCXOの周波数制御端子に印加するためのアナ
ログ周波数制御信号を発生させることが望まし
い。
〈発明の概要〉
この発明の一態様を実施する場合、パイロツト
信号成分を含んだベースバンドの合成オーデイオ
信号に応答するステレオ復号器装置は、第１の制
御信号に応動する可制御発振器を具えている。こ
の発振器は、上記第１の制御信号に応じて制御さ
れる周波数を持つ発振信号を発生する。パイロツ
ト信号成分とこの発振信号との間の位相差を表わ
す値を持つたデジタル・ワードを形成する位相誤
差表示信号を発生される。一つのキヤパシタンス
に対して所定の期間に亙つて第１の電流が供給さ
れる。このキヤパシタンスに対して第１の電流を
供給する上記所定期間の時間幅を変えてそのキヤ
パシタンスに上記第１の制御信号を発生させるた
めの第２の制御信号が生成される。
信号成分を含んだベースバンドの合成オーデイオ
信号に応答するステレオ復号器装置は、第１の制
御信号に応動する可制御発振器を具えている。こ
の発振器は、上記第１の制御信号に応じて制御さ
れる周波数を持つ発振信号を発生する。パイロツ
ト信号成分とこの発振信号との間の位相差を表わ
す値を持つたデジタル・ワードを形成する位相誤
差表示信号を発生される。一つのキヤパシタンス
に対して所定の期間に亙つて第１の電流が供給さ
れる。このキヤパシタンスに対して第１の電流を
供給する上記所定期間の時間幅を変えてそのキヤ
パシタンスに上記第１の制御信号を発生させるた
めの第２の制御信号が生成される。
〈実施例の説明〉
以下、図面を参照しつつ詳細に説明する。
第１図において、図示されていないテレビジヨ
ン受像機のたとえばFM復調器から得られる合成
オーデイオ・ステレオ信号INAは、合成信号IND
をを発生するアナログ−デジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１０９の入力端子１０９ａに供給される。信
号INDは、パイロツト信号成分PILOTを含むスペ
クトル波形５と同様な周波数構成を持つた信号の
デジタル表示である。信号成分PILOTの周波数
は、BTSC標準では、水平走査周波数Hと等しい
周波数ωpである。
ン受像機のたとえばFM復調器から得られる合成
オーデイオ・ステレオ信号INAは、合成信号IND
をを発生するアナログ−デジタル変換器（Ａ／
Ｄ）１０９の入力端子１０９ａに供給される。信
号INDは、パイロツト信号成分PILOTを含むスペ
クトル波形５と同様な周波数構成を持つた信号の
デジタル表示である。信号成分PILOTの周波数
は、BTSC標準では、水平走査周波数Hと等しい
周波数ωpである。
信号INDは、位相ロツクループ回路（PLL）１
００の信号減算回路１１２の被減数入力端子に、
たとえば導体１１０を介して供給される。一方、
合成されたパイロツト信号成分PSが減算回路１１
２の減数入力端子に、接続１１１を介して与えら
れる。この減算回路１１２は、パイロツト信号成
分が事実上除去された合成信号１１２ａを、その
出力接続１１３に生成する。減算回路１１２は破
線で示す枠内の回路９９に含まれている。回路９
９は通常のPLL中の位相検出器と同様な機能を
果たすものである。
００の信号減算回路１１２の被減数入力端子に、
たとえば導体１１０を介して供給される。一方、
合成されたパイロツト信号成分PSが減算回路１１
２の減数入力端子に、接続１１１を介して与えら
れる。この減算回路１１２は、パイロツト信号成
分が事実上除去された合成信号１１２ａを、その
出力接続１１３に生成する。減算回路１１２は破
線で示す枠内の回路９９に含まれている。回路９
９は通常のPLL中の位相検出器と同様な機能を
果たすものである。
信号１１２ａは低域通過フイルタ（LPF）１
１５にも供給され、このフイルタは合成信号中の
高い周波数成分を実質的に除去して（Ｌ＋Ｒ）信
号を通過させる、すなわち分離する。フイルタ１
１５に供給される信号にはパイロツト信号成分が
含まれていないので、このフイルタ１１５の周波
数遮断特性は、入力にパイロツト信号成分が含ま
れている場合に比べてその厳密さが大幅に緩和さ
れるという点で有利である。
１５にも供給され、このフイルタは合成信号中の
高い周波数成分を実質的に除去して（Ｌ＋Ｒ）信
号を通過させる、すなわち分離する。フイルタ１
１５に供給される信号にはパイロツト信号成分が
含まれていないので、このフイルタ１１５の周波
数遮断特性は、入力にパイロツト信号成分が含ま
れている場合に比べてその厳密さが大幅に緩和さ
れるという点で有利である。
減算回路１１２からの出力信号１１２ａは、ま
た、回路９９内にある乗算回路１２０の１つの入
力に印加される。乗算器１２０の出力は、低域通
過フイルタ１２２、電荷ポンプ１２３（この発明
の一態様を実施している）、電圧制御水晶発振器
（VCXO）１２４、正弦発生器回路１２６および
90度移相器１２８を含む直列結合回路素子に供給
される。
た、回路９９内にある乗算回路１２０の１つの入
力に印加される。乗算器１２０の出力は、低域通
過フイルタ１２２、電荷ポンプ１２３（この発明
の一態様を実施している）、電圧制御水晶発振器
（VCXO）１２４、正弦発生器回路１２６および
90度移相器１２８を含む直列結合回路素子に供給
される。
ユニツト１２２２低域通過フイルタ１２２は、
パイロツト信号成分PILOTの周波数よりも可成
り低い遮断周波数を有し、乗算器１２０のポート
１２０ａに生ずるデジタル出力ワードを低域濾波
して誤差ワード１２２ｂを生成する。この誤差ワ
ード１２２ｂは、後述するように信号成分
PILOTとVCOX１２４の出力信号CKの間の位相
誤差または周波数誤差を表わすものである。次い
で、このデジタル誤差ワード１２２ｂは、パイロ
ツト信号成分PILOTの周期のたとえば2/3ごとに
周期的に、この発明を実施した電荷ポンプ装置１
２３に供給されて、上記周期的な印加期間の相互
の間実質的に一定に保たれる等価アナログ信号１
２３ａを生成する。信号１２３ａは、VCXO１
２４の入力端子に結合されてそのVCXOの出力
周波数を決定する。
パイロツト信号成分PILOTの周波数よりも可成
り低い遮断周波数を有し、乗算器１２０のポート
１２０ａに生ずるデジタル出力ワードを低域濾波
して誤差ワード１２２ｂを生成する。この誤差ワ
ード１２２ｂは、後述するように信号成分
PILOTとVCOX１２４の出力信号CKの間の位相
誤差または周波数誤差を表わすものである。次い
で、このデジタル誤差ワード１２２ｂは、パイロ
ツト信号成分PILOTの周期のたとえば2/3ごとに
周期的に、この発明を実施した電荷ポンプ装置１
２３に供給されて、上記周期的な印加期間の相互
の間実質的に一定に保たれる等価アナログ信号１
２３ａを生成する。信号１２３ａは、VCXO１
２４の入力端子に結合されてそのVCXOの出力
周波数を決定する。
乗算器１２０のポート１２０ａの信号の平均値
が０の場合には、VCXO１２４は、パイロツト
信号成分PILOTの周波数ωpの所定整数Ｎ倍に実
質的等しい周波数を有する出力信号CKを発生す
る。
が０の場合には、VCXO１２４は、パイロツト
信号成分PILOTの周波数ωpの所定整数Ｎ倍に実
質的等しい周波数を有する出力信号CKを発生す
る。
VCXO１２４からの出力信号は正弦波発生器
１２６に印加され、この正弦波発生器１２６は、
パイロツト信号成分PILOTと同一周波数でかつ
同一位相の正弦波信号sin（ωp′ｔ）のデジタル表
示を与える信号１２６ａを生成する。正弦波発生
器１２６は、たとえば、信号CKのパルスをカウ
ントするカウンタとこのカウンタの出力ワードに
結合されたアドレス・ポートを有する読取り専用
メモリ（ROM）とを含むもので、そのROMの
出力ポートに上記信号１２６ａが生成されるよう
になつている。発生器１２６は、信号CKの周波
数と発生器１２６が生成した信号１２６ａの周波
数との比に従つて、たとえば700に等しい前述し
た整数Ｎの値を決める。正弦波発生器１２６の出
力信号１２６ａは移相器１２８に結合され、この
移相器は周知のやり方で、同一周波数を有するが
位相が90度偏移した余弦波信号すなわちcos
（ωp′ｔ）を発生する。
１２６に印加され、この正弦波発生器１２６は、
パイロツト信号成分PILOTと同一周波数でかつ
同一位相の正弦波信号sin（ωp′ｔ）のデジタル表
示を与える信号１２６ａを生成する。正弦波発生
器１２６は、たとえば、信号CKのパルスをカウ
ントするカウンタとこのカウンタの出力ワードに
結合されたアドレス・ポートを有する読取り専用
メモリ（ROM）とを含むもので、そのROMの
出力ポートに上記信号１２６ａが生成されるよう
になつている。発生器１２６は、信号CKの周波
数と発生器１２６が生成した信号１２６ａの周波
数との比に従つて、たとえば700に等しい前述し
た整数Ｎの値を決める。正弦波発生器１２６の出
力信号１２６ａは移相器１２８に結合され、この
移相器は周知のやり方で、同一周波数を有するが
位相が90度偏移した余弦波信号すなわちcos
（ωp′ｔ）を発生する。
標準FMおよびBTSCベースバント合成オーデ
イオ信号Ｃ（ｔ）は次式で表わされる。
イオ信号Ｃ（ｔ）は次式で表わされる。
Ｃ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Psin（ωpｔ）＋Ｄ（ｔ）sin
（2ωpｔ） ……(1) ここで、Ｃ（ｔ）は信号INDに相当し、Ｓ（ｔ）
とＤ（ｔ）は時間変化信号（Ｌ＋Ｒ）と（Ｌ−Ｒ）
信号にそれぞれ相当し、Ｐは振幅、ωpはパイロ
ツト信号成分PILOTのラジアン周波数である。
（2ωpｔ） ……(1) ここで、Ｃ（ｔ）は信号INDに相当し、Ｓ（ｔ）
とＤ（ｔ）は時間変化信号（Ｌ＋Ｒ）と（Ｌ−Ｒ）
信号にそれぞれ相当し、Ｐは振幅、ωpはパイロ
ツト信号成分PILOTのラジアン周波数である。
減算回路１１２に印加される合成パイロツト信
号Psは、減算回路１１２の出力における残留パイ
ロツト信号の振幅を測定し、この残留を増幅し、
その値に正弦波発生器１２６の出力を乗算するこ
とによつて生成される。
号Psは、減算回路１１２の出力における残留パイ
ロツト信号の振幅を測定し、この残留を増幅し、
その値に正弦波発生器１２６の出力を乗算するこ
とによつて生成される。
この合成パイロツト信号Psの振幅Pcがパイロツ
ト信号成分PILOTの振幅Ｐに正確に等しいもの
と仮定する。また、合成パイロツト信号Psは次の
通り、Pcsin（ωp′ｔ）で表わし得るものとする。
すると、減算回路１１２から得られる信号１１２
ａを表わす値C′（ｔ）は、次式となる。
ト信号成分PILOTの振幅Ｐに正確に等しいもの
と仮定する。また、合成パイロツト信号Psは次の
通り、Pcsin（ωp′ｔ）で表わし得るものとする。
すると、減算回路１１２から得られる信号１１２
ａを表わす値C′（ｔ）は、次式となる。
C′（ｔ）＝Ｓ（ｔ）＋Psin（ωpｔ）−Pcsin（ωp′
ｔ）
＋Ｄ（ｔ）sin（2ωpｔ） ……(2) この値C′（ｔ）に乗算器１２０でcos（ωp′ｔ）
を掛け合わせると、次式を得る。
ｔ）
＋Ｄ（ｔ）sin（2ωpｔ） ……(2) この値C′（ｔ）に乗算器１２０でcos（ωp′ｔ）
を掛け合わせると、次式を得る。
C′（ｔ）cos（ωp′ｔ）＝Ｓ（ｔ）cos（ωp′ｔ）
＋
Psin（ωpｔ）cos（ωp′ｔ）−Pcsin（ωp′ｔ）cos
（ωp′ｔ）＋Ｄ（ｔ）sin（2ωpｔ）cos（ωp′ｔ）
……(3) この(3)式の第１項と最終項は正弦波で低域通過
フイルタ１２２中で平均化されて０となる。上記
両項の中間の２つの項、すなわち、Psin（ωpｔ）
cos（ωp′ｔ）−Pcsin（ωp′ｔ）cos（ωp′ｔ）は三
角
式を整理して次式と等価なものとして表わし得
る。
＋
Psin（ωpｔ）cos（ωp′ｔ）−Pcsin（ωp′ｔ）cos
（ωp′ｔ）＋Ｄ（ｔ）sin（2ωpｔ）cos（ωp′ｔ）
……(3) この(3)式の第１項と最終項は正弦波で低域通過
フイルタ１２２中で平均化されて０となる。上記
両項の中間の２つの項、すなわち、Psin（ωpｔ）
cos（ωp′ｔ）−Pcsin（ωp′ｔ）cos（ωp′ｔ）は三
角
式を整理して次式と等価なものとして表わし得
る。
Ｐ／２（sin（ωpｔ−ωp′ｔ）＋sin（ωpｔ＋ωp′
ｔ）
−sin（2ωp′ｔ） ……(4) この右側の２項は比較的周波数の高い正弦波で
あつて低域通過フイルタ１２２中で平均化されて
０になる。正弦波発生器１２６の信号１２６ａの
名目上の出力周波数はωp′に近く設定されている
から、(4)式の第１項の変数（ωpｔ−ωp′ｔ）は０
に近くなる。従つて、周波数ωp′がパイロツト周
波数ωpと異つている限り、乗算器１２０と低域
通過フイルタ１２２は、VCXO１２４に印加さ
れる誤差信号１２２ｂを周期的に負帰還的に変化
させて、正弦波発生器１２６の信号１２６ａをパ
イロツト信号成分PILOTに同期させるように働
く。
ｔ）
−sin（2ωp′ｔ） ……(4) この右側の２項は比較的周波数の高い正弦波で
あつて低域通過フイルタ１２２中で平均化されて
０になる。正弦波発生器１２６の信号１２６ａの
名目上の出力周波数はωp′に近く設定されている
から、(4)式の第１項の変数（ωpｔ−ωp′ｔ）は０
に近くなる。従つて、周波数ωp′がパイロツト周
波数ωpと異つている限り、乗算器１２０と低域
通過フイルタ１２２は、VCXO１２４に印加さ
れる誤差信号１２２ｂを周期的に負帰還的に変化
させて、正弦波発生器１２６の信号１２６ａをパ
イロツト信号成分PILOTに同期させるように働
く。
次に、たとえばωp′とωpは周波数は同一である
が合成パイロツト信号Psとパイロツト信号成分
PILOTの間にΔ度の位相すれがある場合につい
て検討する。この場合には、乗算器１２０の出力
は次の形となる。
が合成パイロツト信号Psとパイロツト信号成分
PILOTの間にΔ度の位相すれがある場合につい
て検討する。この場合には、乗算器１２０の出力
は次の形となる。
C′（ｔ）cos（ωpｔ＋Δ）＝Ｓ（ｔ）cos（ωp′＋
Δ）
＋Psin（ωpｔ）cos（ωpｔ＋Δ）−Pcsin（ωpｔ＋Δ
）
cos（ωpｔ＋Δ）＋Ｄ（ｔ）sin（2ωpｔ）cos（ωpｔ
＋
Δ） ……(5) この式の右辺の第１および第４項は、低域通過
フイルタ１２２の時定数の逆数に比べて比較的高
い周波数の正弦波を表わしているので、そのフイ
ルタ１２２中で平均化されて０になる。中央の２
つの項は下記の等価式で表わされる。
Δ）
＋Psin（ωpｔ）cos（ωpｔ＋Δ）−Pcsin（ωpｔ＋Δ
）
cos（ωpｔ＋Δ）＋Ｄ（ｔ）sin（2ωpｔ）cos（ωpｔ
＋
Δ） ……(5) この式の右辺の第１および第４項は、低域通過
フイルタ１２２の時定数の逆数に比べて比較的高
い周波数の正弦波を表わしているので、そのフイ
ルタ１２２中で平均化されて０になる。中央の２
つの項は下記の等価式で表わされる。
Ｐ／２（sin（2ωpｔ＋Δ）＋sinΔ−sin（2ωpｔ＋
2Δ） ……(6) この第１および第３項は比較的周波数の高い正
弦波信号であつて、PLL１００中の低域通過フ
イルタ１２２中で平均化されて０になる。残りの
Ｐ／2sinΔ項は実質的に直流項であるから、低域
通過フイルタ１２２を通過して、VCXO１２４
に対する位相修正項となる誤差信号１２２ｂとな
る。従つて、周波数誤差または位相誤差が存在す
る限り、乗算器１２０、低域通過フイルタ１２２
および電荷ポンプ装置１２３は信号１２３ａを変
化させる。誤差が全くなければ信号１２３ａは一
定値を維持する。
2Δ） ……(6) この第１および第３項は比較的周波数の高い正
弦波信号であつて、PLL１００中の低域通過フ
イルタ１２２中で平均化されて０になる。残りの
Ｐ／2sinΔ項は実質的に直流項であるから、低域
通過フイルタ１２２を通過して、VCXO１２４
に対する位相修正項となる誤差信号１２２ｂとな
る。従つて、周波数誤差または位相誤差が存在す
る限り、乗算器１２０、低域通過フイルタ１２２
および電荷ポンプ装置１２３は信号１２３ａを変
化させる。誤差が全くなければ信号１２３ａは一
定値を維持する。
信号CKは正弦波発生器１５０の入力端子に結
合され、発生器１５０はラジアン周波数2ωpの正
弦波のデジタル表示である信号１５０ａを発生す
る。正弦波信号１５０ａは乗算器１１６の被乗数
入力ポートに結合される。減算回路１１２から得
られる、合成パイロツト信号Psを差引いた合成信
号INDは乗算器１１６と１３８の各被乗数端子に
結合される。正弦波発生器１５０から得られ、
sin（2ωpｔ）に従つて変化する信号１５０ａがこ
の乗算器１１６の乗数入力端子に供給されて、下
式で表わされる信号（Ｌ−Ｒ）′を生成する。
合され、発生器１５０はラジアン周波数2ωpの正
弦波のデジタル表示である信号１５０ａを発生す
る。正弦波信号１５０ａは乗算器１１６の被乗数
入力ポートに結合される。減算回路１１２から得
られる、合成パイロツト信号Psを差引いた合成信
号INDは乗算器１１６と１３８の各被乗数端子に
結合される。正弦波発生器１５０から得られ、
sin（2ωpｔ）に従つて変化する信号１５０ａがこ
の乗算器１１６の乗数入力端子に供給されて、下
式で表わされる信号（Ｌ−Ｒ）′を生成する。
（Ｌ−Ｒ）′＝Ｓ（ｔ）sin（2ωpｔ）＋Ｄ（ｔ）sin
（2ωpｔ）sin（2ωpｔ） ……(7) ＝Ｓ（ｔ）sin（2ωpｔ）＋Ｄ（ｔ）（１−cos2
（2ωpｔ） ……(8) この信号は低域通過フイルタ１１８に供給され
る。低域通過フイルタ１１８はベースバンドＤ
（ｔ）だけを通過させるので（Ｌ−Ｒ）信号が分
離されることになる。
（2ωpｔ）sin（2ωpｔ） ……(7) ＝Ｓ（ｔ）sin（2ωpｔ）＋Ｄ（ｔ）（１−cos2
（2ωpｔ） ……(8) この信号は低域通過フイルタ１１８に供給され
る。低域通過フイルタ１１８はベースバンドＤ
（ｔ）だけを通過させるので（Ｌ−Ｒ）信号が分
離されることになる。
減算回路１１２からの出力は、乗算器１３８の
中で項sin（ωpｔ）と掛合せられる。従つて、乗算
器１３８の出力信号Ppは次の様に表わし得る。
中で項sin（ωpｔ）と掛合せられる。従つて、乗算
器１３８の出力信号Ppは次の様に表わし得る。
Pp＝Ｓ（ｔ）sin（ωpｔ）＋Psin（ωpｔ）sin（ωp
ｔ）−Pcsin（ωpｔ）sin（ωpｔ）＋Ｄ（ｔ）sin（2ω
p
ｔ）sin（ωpｔ） ……(9) この式中の項Pcsin（ωpｔ）sin（ωpｔ）は前述し
たトツド氏の米国特許願第882384号に詳細に説明
されているように、パイロツト消去信号に相当す
るものである。信号Ppは低域通過フイルタ１３２
に供給され、このフイルタ１３２は2π／ωpに比
べて可成り長い期間に亙つて供給された信号を積
分する。フイルタ１３２の出力信号は乗算器１３
４に供給されそこで正弦波発生器１２６の出力信
号１２６ａと掛合わされて合成パイロツト信号Ps
を生成する。
ｔ）−Pcsin（ωpｔ）sin（ωpｔ）＋Ｄ（ｔ）sin（2ω
p
ｔ）sin（ωpｔ） ……(9) この式中の項Pcsin（ωpｔ）sin（ωpｔ）は前述し
たトツド氏の米国特許願第882384号に詳細に説明
されているように、パイロツト消去信号に相当す
るものである。信号Ppは低域通過フイルタ１３２
に供給され、このフイルタ１３２は2π／ωpに比
べて可成り長い期間に亙つて供給された信号を積
分する。フイルタ１３２の出力信号は乗算器１３
４に供給されそこで正弦波発生器１２６の出力信
号１２６ａと掛合わされて合成パイロツト信号Ps
を生成する。
第２図には、この発明の一態様を実施した、第
１図の電荷ポンプ装置１２３の詳細が示されてい
る。第１図と第２図において同様な数字および記
号は同様な素子および機能を表わしている。
１図の電荷ポンプ装置１２３の詳細が示されてい
る。第１図と第２図において同様な数字および記
号は同様な素子および機能を表わしている。
たとえば２の補数２進ワードで表わされた第１
図の誤差ワードまたは誤差信号１２２ｂが、絶対
値形成段２００の入力ポート２００ａに供給さ
れ、この段は信号１２２ｂの絶対値を表わすワー
ド２００ｂを発生する。信号１２２ｂの符号ビツ
トはフリツプフロツプ２０１のデータ入力端子２
０１ａに供給される。ワード２００ｂは減算（カ
ウントダウン）カウンタとして働くカウンタ２０
２のプリセツト入力ポート２０２ａに供給され
る。タイミング・ユニツト２０３は信号LOAD
を発生させる。この信号LOADは、たとえば第
１図のパイロツト信号成分PILOTの周期のたと
えば３分の２に等しい期間ごとという様に周期的
に発生する。第２図の信号LOADが生ずると、
信号２００ｂの値にカウンタ２０２をプリセツト
するような信号２００ｂがカウンタ２０２に記憶
される。同時に、信号１２２ｂの符号ビツトが別
にフリツプフロツプ２０１に記憶される。信号
LOADが生じた結果、カウンタ２０２の出力信
号２０２ｂは最初は２００ｂに等しい。信号２０
２ｂはゼロ検出器２０７の入力ポートに供給され
る。ゼロ検出器２０７は信号２０２ｂが０でない
限り信号NONZEROを発生する。信号
NONZEROは、カウンタ２０２の可動端子２０
２ｃに供給され、この端子は信号NONZEROが
発生している限りカウンタ２０２が減算（カウン
トダウン）動作をし得るようにする。その結果、
カウンタ２０２の出力信号２０２ｂの値は、
VCXO１２４が発生する信号CKが生ずるごとに
最初のプリセツト値から順次減少することにな
る。カウンタ２０２の出力信号２０２ｂが０にな
ると、信号NONZEROの発生は止まりカウンタ
２０２は次に信号LOADが生ずるまで減算動作
を止める。
図の誤差ワードまたは誤差信号１２２ｂが、絶対
値形成段２００の入力ポート２００ａに供給さ
れ、この段は信号１２２ｂの絶対値を表わすワー
ド２００ｂを発生する。信号１２２ｂの符号ビツ
トはフリツプフロツプ２０１のデータ入力端子２
０１ａに供給される。ワード２００ｂは減算（カ
ウントダウン）カウンタとして働くカウンタ２０
２のプリセツト入力ポート２０２ａに供給され
る。タイミング・ユニツト２０３は信号LOAD
を発生させる。この信号LOADは、たとえば第
１図のパイロツト信号成分PILOTの周期のたと
えば３分の２に等しい期間ごとという様に周期的
に発生する。第２図の信号LOADが生ずると、
信号２００ｂの値にカウンタ２０２をプリセツト
するような信号２００ｂがカウンタ２０２に記憶
される。同時に、信号１２２ｂの符号ビツトが別
にフリツプフロツプ２０１に記憶される。信号
LOADが生じた結果、カウンタ２０２の出力信
号２０２ｂは最初は２００ｂに等しい。信号２０
２ｂはゼロ検出器２０７の入力ポートに供給され
る。ゼロ検出器２０７は信号２０２ｂが０でない
限り信号NONZEROを発生する。信号
NONZEROは、カウンタ２０２の可動端子２０
２ｃに供給され、この端子は信号NONZEROが
発生している限りカウンタ２０２が減算（カウン
トダウン）動作をし得るようにする。その結果、
カウンタ２０２の出力信号２０２ｂの値は、
VCXO１２４が発生する信号CKが生ずるごとに
最初のプリセツト値から順次減少することにな
る。カウンタ２０２の出力信号２０２ｂが０にな
ると、信号NONZEROの発生は止まりカウンタ
２０２は次に信号LOADが生ずるまで減算動作
を止める。
この様にして、信号NONZEROは、デジタル
信号１２２ｂの絶対値を表わす可変幅すなわち可
変時間幅W1を有するパルスを生成する。信号１
２２ｂの値は信号１２２ｂの各ワードのビツトの
重み付けされた値によつて決められる。信号
NONZEROはANDゲート２０４の１入力端子２
０４ａに結合され、またこのゲートはフリツプフ
ロツプ２０１の出力端子から信号PLUSを受入れ
る。信号PLUSは信号１２２ｂが正のとき発生す
る。従つて、信号１２２ｂが正であれば、信号
NONZEROの時間と同一時間幅を有する信号
CHARGEの可変幅出力パルスが発生する。一
方、信号１２２ｂの負のとき生ずる信号MINUS
をフリツプフロツプ２０１が発生していれば、信
号NONZEROが発生しているとき信号CHARGE
と同様な信号DISCHARGEがANDゲート２０５
の出力端子２０５ａに生ずる。
信号１２２ｂの絶対値を表わす可変幅すなわち可
変時間幅W1を有するパルスを生成する。信号１
２２ｂの値は信号１２２ｂの各ワードのビツトの
重み付けされた値によつて決められる。信号
NONZEROはANDゲート２０４の１入力端子２
０４ａに結合され、またこのゲートはフリツプフ
ロツプ２０１の出力端子から信号PLUSを受入れ
る。信号PLUSは信号１２２ｂが正のとき発生す
る。従つて、信号１２２ｂが正であれば、信号
NONZEROの時間と同一時間幅を有する信号
CHARGEの可変幅出力パルスが発生する。一
方、信号１２２ｂの負のとき生ずる信号MINUS
をフリツプフロツプ２０１が発生していれば、信
号NONZEROが発生しているとき信号CHARGE
と同様な信号DISCHARGEがANDゲート２０５
の出力端子２０５ａに生ずる。
この発明の一特徴に従つて、信号CHARGEは
アナログ・スイツチASW1とASW2の対応する制
御端子に供給されて、スイツチASW1が、電流源
IS３で発生した電流i3を、両スイツチASW1，
ASW2の実線で示すワイパアーム位置で示される
ようにキヤパシタＣ４に供給するようにする。電
流i3あ信号CHARGEのパルス時間幅W1の期間中
だけキヤパシタＣ４を充電する。電流源IS３は、
第２図には示されていないがMOS技法を使用す
る普通の方法で作ることができる。
アナログ・スイツチASW1とASW2の対応する制
御端子に供給されて、スイツチASW1が、電流源
IS３で発生した電流i3を、両スイツチASW1，
ASW2の実線で示すワイパアーム位置で示される
ようにキヤパシタＣ４に供給するようにする。電
流i3あ信号CHARGEのパルス時間幅W1の期間中
だけキヤパシタＣ４を充電する。電流源IS３は、
第２図には示されていないがMOS技法を使用す
る普通の方法で作ることができる。
パルス時間幅W1を外れた期間で電流i3がキヤ
パシタＣ４に供給されないときは、この発明の別
の特徴に従つて、スイツチASW２が、両スイツ
チASW１とASW２の破線で示すワイパアーム位
置で示されるように、この電流i3を電圧＋VREF
へ流す。この様に、電流源IS３は電流i3を連続的
に供給して、それが飽和状態になつたり不所望な
動作モードで動作することがないようにする。更
に、電流i3の流通がスイツチASW１のスイツチ
動作によつて中断されることが無いので、電流i3
はたとえば信号CHARGEの前縁LEが発生した直
後でもその所要レベルにある点で都合がよい。
パシタＣ４に供給されないときは、この発明の別
の特徴に従つて、スイツチASW２が、両スイツ
チASW１とASW２の破線で示すワイパアーム位
置で示されるように、この電流i3を電圧＋VREF
へ流す。この様に、電流源IS３は電流i3を連続的
に供給して、それが飽和状態になつたり不所望な
動作モードで動作することがないようにする。更
に、電流i3の流通がスイツチASW１のスイツチ
動作によつて中断されることが無いので、電流i3
はたとえば信号CHARGEの前縁LEが発生した直
後でもその所要レベルにある点で都合がよい。
同様にして、信号DISCHARGEがスイツチ
ASW３とASW４の制御端子に供給される。これ
ら両スイツチはスイツチASW１，ASW２とそれ
ぞれ同様に働く。スイツチASW３は、信号
DISCHARGEのパルス幅W2の期間中、破線で示
す状態で、電流源IS３と同様な電流シンクIS４で
生成される電流i4をキヤパシタＣ４に供給してキ
ヤパシタＣ４を放電させる。スイツチASW３が
導通状態のときはスイツチASW４は非導通であ
り、また互いにその逆の関係をとる。
ASW３とASW４の制御端子に供給される。これ
ら両スイツチはスイツチASW１，ASW２とそれ
ぞれ同様に働く。スイツチASW３は、信号
DISCHARGEのパルス幅W2の期間中、破線で示
す状態で、電流源IS３と同様な電流シンクIS４で
生成される電流i4をキヤパシタＣ４に供給してキ
ヤパシタＣ４を放電させる。スイツチASW３が
導通状態のときはスイツチASW４は非導通であ
り、また互いにその逆の関係をとる。
こうして信号LOADが発生した直後、キヤパ
シタＣ４は、もし信号１２２ｂが正であれば充電
され、もし信号１２２ｂが負であれば放電し、ま
た信号１２２ｂが０であればそのままである。信
号１２３ａがたとえば正のときキヤパシタＣ４に
発生する信号１２３ａのレベルの増大または減少
は、誤差信号１２２ｂの値に比例する。この様
に、周波数制御信号１２３ａは、信号LOADの
周期的な発生に従う誤差信号１２２ｂの周期的な
累積によつて、発生する。周波数制御信号１２３
ａは第１図のVCXO１２４の周波数制御端子に
供給され、VCXO１２４はこの信号１２４ａに
よつて制御される周波数の信号CKを発生する。
シタＣ４は、もし信号１２２ｂが正であれば充電
され、もし信号１２２ｂが負であれば放電し、ま
た信号１２２ｂが０であればそのままである。信
号１２３ａがたとえば正のときキヤパシタＣ４に
発生する信号１２３ａのレベルの増大または減少
は、誤差信号１２２ｂの値に比例する。この様
に、周波数制御信号１２３ａは、信号LOADの
周期的な発生に従う誤差信号１２２ｂの周期的な
累積によつて、発生する。周波数制御信号１２３
ａは第１図のVCXO１２４の周波数制御端子に
供給され、VCXO１２４はこの信号１２４ａに
よつて制御される周波数の信号CKを発生する。
MOS入力トランジスタを持つているVCXO１
２４のような回路の実例は、たとえば1987年８月
31日付のフイリマン（P.D.Filliman）氏による米
国特許出願第91167号「発振器」（米国特許第
4797634号）に詳しく開示されている。
２４のような回路の実例は、たとえば1987年８月
31日付のフイリマン（P.D.Filliman）氏による米
国特許出願第91167号「発振器」（米国特許第
4797634号）に詳しく開示されている。
VCXO１２４は信号１２３ａに応動する入力
段を持つている。この入力段にはMOSトランジ
スタ１２４ｃがあつて、そのゲート電極は端子１
２４ｂに接続されており、この端子１２４ｂから
VCXO１２４に対して信号１２３ａが供給され
る。トランジスタ１２４ｃのゲートの入力インピ
ーダンスは高いので、第２図のキヤパシタＣ４の
充電状態は、信号CHARGEもDISCHARGEも発
生していない期間中、ほぼ同一に維持される。こ
うして、VCXOが第１図のパイロツト信号成分
PILOTに位相ロツクされていれば、VCXO１２
４の位相は実質的に安定に維持される。
段を持つている。この入力段にはMOSトランジ
スタ１２４ｃがあつて、そのゲート電極は端子１
２４ｂに接続されており、この端子１２４ｂから
VCXO１２４に対して信号１２３ａが供給され
る。トランジスタ１２４ｃのゲートの入力インピ
ーダンスは高いので、第２図のキヤパシタＣ４の
充電状態は、信号CHARGEもDISCHARGEも発
生していない期間中、ほぼ同一に維持される。こ
うして、VCXOが第１図のパイロツト信号成分
PILOTに位相ロツクされていれば、VCXO１２
４の位相は実質的に安定に維持される。
第１図は、電圧制御水晶発振器を制御するため
のこの発明を実施した電荷ポンプ装置を含むステ
レオ復号器の要部ブロツク図、第２図はこの発明
を実施した第１図の電荷ポンプ装置の詳細構成を
示す図である。 １０９……Ａ／Ｄ変換器（サンプリング手段）、
１２４……電圧制御水晶発振器（可変制御発振
器）、１２０……乗算器（位相誤差表示信号発生
手段）、IS３……第１電流i3の電流源、Ｃ４……
キヤパシタンス、１２２……低域通過フイルタ、
１２３……電荷ポンプ装置、１２６……正弦波発
生器、｛２０４，２０５……ANDゲート、ASW
１，ASW２，ASW３，ASW４……スイツチ｝
可変制御手段、｛２００……絶対値形成段、２０
２……カウンタ、２０３……タイミング・ユニツ
ト、２０７……ゼロ検出器｝位置誤差表示信号の
第２複数ビツトに応動する手段。
のこの発明を実施した電荷ポンプ装置を含むステ
レオ復号器の要部ブロツク図、第２図はこの発明
を実施した第１図の電荷ポンプ装置の詳細構成を
示す図である。 １０９……Ａ／Ｄ変換器（サンプリング手段）、
１２４……電圧制御水晶発振器（可変制御発振
器）、１２０……乗算器（位相誤差表示信号発生
手段）、IS３……第１電流i3の電流源、Ｃ４……
キヤパシタンス、１２２……低域通過フイルタ、
１２３……電荷ポンプ装置、１２６……正弦波発
生器、｛２０４，２０５……ANDゲート、ASW
１，ASW２，ASW３，ASW４……スイツチ｝
可変制御手段、｛２００……絶対値形成段、２０
２……カウンタ、２０３……タイミング・ユニツ
ト、２０７……ゼロ検出器｝位置誤差表示信号の
第２複数ビツトに応動する手段。
１ 受信信号をFM検波するFM検波手段と、前
記FM検波手段の出力信号に含まれるパルス性雑
音を検出して遮断信号を発生する雑音検出手段
と、前記FM検波手段の出力信号のセパレーシヨ
ン補償をなすセパレーシヨン補償手段と、前記遮
断信号の応答して前記セパレーシヨン補償手段の
出力信号に対してパルス性雑音抑制処理を施して
処理した信号を出力する抑制手段と、前記抑制手
段の出力信号をステレオ復調するステレオ復調手
段とを備えたことを特徴とするFMステレオ受信
機。 ２ 前記セパレーシヨン補償手段は高域ブースト
特性を有する増幅手段からなることを特徴とする
請求項１記載のFMステレオ受信機。
記FM検波手段の出力信号に含まれるパルス性雑
音を検出して遮断信号を発生する雑音検出手段
と、前記FM検波手段の出力信号のセパレーシヨ
ン補償をなすセパレーシヨン補償手段と、前記遮
断信号の応答して前記セパレーシヨン補償手段の
出力信号に対してパルス性雑音抑制処理を施して
処理した信号を出力する抑制手段と、前記抑制手
段の出力信号をステレオ復調するステレオ復調手
段とを備えたことを特徴とするFMステレオ受信
機。 ２ 前記セパレーシヨン補償手段は高域ブースト
特性を有する増幅手段からなることを特徴とする
請求項１記載のFMステレオ受信機。
Claims (1)
- 上記位相誤差表示信号の上記第２の複数ビツト
に応動して、上記第１電流が上記キヤパシタンス
に結合される上記所定期間の長さを変化させて上
記キヤパシタンスに上記アナログの第１制御信号
を生成するように、上記第２制御信号を発生させ
る手段と；を具備して成るステレオ復号装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/091,134 US4817150A (en) | 1987-08-31 | 1987-08-31 | Oscillator frequency control arrangement for a stereo decoder |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6472635A JPS6472635A (en) | 1989-03-17 |
| JPH0557781B2 true JPH0557781B2 (ja) | 1993-08-24 |
Family
ID=22226250
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63218231A Granted JPS6472635A (en) | 1987-08-31 | 1988-08-30 | Stereo decoder |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4817150A (ja) |
| EP (1) | EP0305974B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6472635A (ja) |
| KR (1) | KR960006756B1 (ja) |
| CN (1) | CN1015862B (ja) |
| CA (1) | CA1269451A (ja) |
| DE (1) | DE3883111T2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR960008950B1 (en) * | 1987-11-16 | 1996-07-10 | Sanyo Electric Co | Pll circuit |
| JP2757377B2 (ja) * | 1988-06-28 | 1998-05-25 | ソニー株式会社 | ステレオ復調回路 |
| JP3383432B2 (ja) | 1994-10-07 | 2003-03-04 | ホーチキ株式会社 | 防災監視装置 |
| DE19746263A1 (de) * | 1997-10-20 | 1999-04-22 | Bayer Ag | Eisenoxidgelbpigmente, Verfahren zur Herstellung von Eisenoxidgelbpigmenten und deren Verwendung |
| DE59811994D1 (de) * | 1998-02-12 | 2004-10-28 | Micronas Gmbh | Trägererzeugungseinrichtung für einen digitalen Demodulator von MPX-Signalen |
| DE10132230C2 (de) * | 2001-06-29 | 2003-08-28 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung eines Taktausgangssignales |
| TWI583206B (zh) * | 2015-07-15 | 2017-05-11 | 盛微先進科技股份有限公司 | 立體聲訊號驅動的裝置和方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52127103A (en) * | 1976-04-19 | 1977-10-25 | Pioneer Electronic Corp | Circuit for generating pilot cancel signal in mpx demodulator |
| DE3130341A1 (de) * | 1980-09-17 | 1982-06-16 | Hitachi, Ltd., Tokyo | Rauschsperre und mit dieser versehener fm-funkempfaenger |
| FR2529733A1 (fr) * | 1982-06-30 | 1984-01-06 | Labo Cent Telecommunicat | Dispositif d'asservissement, en frequence, d'une horloge sur un signal exterieur de frequence moyenne tres precise mais comportant une gigue importante |
| JPS6133575U (ja) * | 1984-07-28 | 1986-02-28 | ソニー株式会社 | クロツク形成回路 |
| US4639680A (en) * | 1985-04-12 | 1987-01-27 | Sperry Corporation | Digital phase and frequency detector |
| AU591496B2 (en) * | 1985-06-26 | 1989-12-07 | Data General Corporation | A charge pump for use in a phase-locked loop |
| US4686560A (en) * | 1986-05-30 | 1987-08-11 | Rca Corporation | Phase locked loop system including analog and digital components |
| US4731844A (en) * | 1986-07-07 | 1988-03-15 | Rca Corporation | Apparatus for cancelling a pilot signal from a composite signal |
-
1987
- 1987-08-31 US US07/091,134 patent/US4817150A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-08-18 CA CA000575077A patent/CA1269451A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-08-30 KR KR1019880011029A patent/KR960006756B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1988-08-30 DE DE88114144T patent/DE3883111T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-08-30 JP JP63218231A patent/JPS6472635A/ja active Granted
- 1988-08-30 EP EP88114144A patent/EP0305974B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-31 CN CN88106458A patent/CN1015862B/zh not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0305974A3 (en) | 1989-09-06 |
| JPS6472635A (en) | 1989-03-17 |
| EP0305974A2 (en) | 1989-03-08 |
| CA1269451A (en) | 1990-05-22 |
| CN1015862B (zh) | 1992-03-11 |
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| DE3883111D1 (de) | 1993-09-16 |
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