JPH0582088B2 - - Google Patents
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- JPH0582088B2 JPH0582088B2 JP63307992A JP30799288A JPH0582088B2 JP H0582088 B2 JPH0582088 B2 JP H0582088B2 JP 63307992 A JP63307992 A JP 63307992A JP 30799288 A JP30799288 A JP 30799288A JP H0582088 B2 JPH0582088 B2 JP H0582088B2
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- 101100258032 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) STE24 gene Proteins 0.000 description 4
- 229940028444 muse Drugs 0.000 description 2
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Landscapes
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、衛星放送受信機等のAFC（自動周波
数制御回路）装置に関する。
数制御回路）装置に関する。
従来の技術
近年、衛星放送受信機の選局回路は位相同期ル
ープを用いた周波数シンセサイザ方式が一般的と
なりつつある。これによりIGHz帯における選局
回路の局部発振周波数は高精度に安定化されてい
るが、衛星放送では12GHz帯から1GHz帯に周波
数変換するための局部発振器の周波数ドリフトは
2MHz程度あるので、AFCは不可欠である。我国
で放送されている衛星放送では平均値AFCが採
用されている。これは変調信号である映像信号の
平均直流電圧が変調時の中心周波数となるように
制御する方式である。
ープを用いた周波数シンセサイザ方式が一般的と
なりつつある。これによりIGHz帯における選局
回路の局部発振周波数は高精度に安定化されてい
るが、衛星放送では12GHz帯から1GHz帯に周波
数変換するための局部発振器の周波数ドリフトは
2MHz程度あるので、AFCは不可欠である。我国
で放送されている衛星放送では平均値AFCが採
用されている。これは変調信号である映像信号の
平均直流電圧が変調時の中心周波数となるように
制御する方式である。
一方、従来のテレビ放送として高品位（ハイビ
ジヨン）放送が静止衛星を用いて行なわれること
が計画されており、これにはキードAFC方式が
採用されることが検討されている。
ジヨン）放送が静止衛星を用いて行なわれること
が計画されており、これにはキードAFC方式が
採用されることが検討されている。
以下、図面を参照しながらAFC装置に関して
述べる。AFC装置は、第３図に示すように構成
されるのが一般的である。第３図で、１はFM信
号の入力端子、２は周波数変換用の混合器、３は
FM復調器、４は周波数誤差検出器、５はPLL周
波数制御回路、６は局部発振器である。
述べる。AFC装置は、第３図に示すように構成
されるのが一般的である。第３図で、１はFM信
号の入力端子、２は周波数変換用の混合器、３は
FM復調器、４は周波数誤差検出器、５はPLL周
波数制御回路、６は局部発振器である。
第３図は、衛星放送受信機の一般的な構成例で
あるが、AFCに関連しない機能、例えばAGC等
は簡便のため省略している。
あるが、AFCに関連しない機能、例えばAGC等
は簡便のため省略している。
さて、入力端子１に印加されたFM信号は周波
数混合器２によつて周波数変換されて中間周波数
帯の信号となり、FM復調器３に入力される。
FM復調器３は入力信号のFM復調を行ない、出
力する。FM復調器３の復調特性は一般に第４図
に示すようになる。第４図によれば、FM信号の
周波数が高くなれば復調出力の電位は高くなり、
周波数変化が電圧変化として出力されることが判
る。
数混合器２によつて周波数変換されて中間周波数
帯の信号となり、FM復調器３に入力される。
FM復調器３は入力信号のFM復調を行ない、出
力する。FM復調器３の復調特性は一般に第４図
に示すようになる。第４図によれば、FM信号の
周波数が高くなれば復調出力の電位は高くなり、
周波数変化が電圧変化として出力されることが判
る。
周波数誤差検出器４の役割は、中間周波数の中
心周波数（f0）からの誤差が所定の値よりも大き
いかどうか、また周波数誤差の方向が高い方が低
い方かを判定することである。第４図において、
周波数誤差の許容限界の所定値をΔfとすれば、
FM復調器３の出力電圧は周波数誤差の許容限界
においてVH、VLと考えることができる。
心周波数（f0）からの誤差が所定の値よりも大き
いかどうか、また周波数誤差の方向が高い方が低
い方かを判定することである。第４図において、
周波数誤差の許容限界の所定値をΔfとすれば、
FM復調器３の出力電圧は周波数誤差の許容限界
においてVH、VLと考えることができる。
そこで、周波数誤差検出器４として第５図に示
すような構成が考えられる。８及び９はコンパレ
ータICであり、１２，１３は基準電位である。
第５図に示すように、基準電位をそれぞれVH、
VLに選んでおけば、復調出力電圧がVH及びVLに
おいて、コンパレータIC８，９がオンするので、
周波数検出器の出力AFC１，AFC２は第６図に
示すような入出力特性を有する。第６図によれ
ば、中間周波数が中心周波数（f0）に比べ所定の
周波数誤差（Δf）よりも低くなればAFC１，
AFC２ともに低レベルであり、高くなればとも
に高レベルとなることが判る。
すような構成が考えられる。８及び９はコンパレ
ータICであり、１２，１３は基準電位である。
第５図に示すように、基準電位をそれぞれVH、
VLに選んでおけば、復調出力電圧がVH及びVLに
おいて、コンパレータIC８，９がオンするので、
周波数検出器の出力AFC１，AFC２は第６図に
示すような入出力特性を有する。第６図によれ
ば、中間周波数が中心周波数（f0）に比べ所定の
周波数誤差（Δf）よりも低くなればAFC１，
AFC２ともに低レベルであり、高くなればとも
に高レベルとなることが判る。
これらの周波数検出器の出力を第２図にPLL
周波数制御回路５に入力することにより局部発振
器６の発振周波数を制御すれば、常に中間周波数
が所定の周波数誤差以内になるようにできるの
で、AFC機能を達成できる。
周波数制御回路５に入力することにより局部発振
器６の発振周波数を制御すれば、常に中間周波数
が所定の周波数誤差以内になるようにできるの
で、AFC機能を達成できる。
衛星放送受信機においては、周波数誤差は約
300kHz程度に選ばれることが一般的であり、
AFCの周波数精度を良好に保つためには、復調
器の復調出力の温度ドリフト等をそれ以下に小さ
くすることが必要である。
300kHz程度に選ばれることが一般的であり、
AFCの周波数精度を良好に保つためには、復調
器の復調出力の温度ドリフト等をそれ以下に小さ
くすることが必要である。
さて、ハイビジヨン放送におけるキードAFC
は、第７図に示すようなパルス幅を有するキーパ
ルスを作り、そのパルスの期間は変調信号の電位
を一定に保ち、変調されたFM信号の周波数もそ
の期間では一定とする方式を用いている。
は、第７図に示すようなパルス幅を有するキーパ
ルスを作り、そのパルスの期間は変調信号の電位
を一定に保ち、変調されたFM信号の周波数もそ
の期間では一定とする方式を用いている。
そこで、従来は、キードAFCの周波数誤差検
出器４として、第８図に示すような構成とするの
が一般的であつた。第８図で、７〜１３までは第
４図と同じ構成であり、復調信号はアナログスイ
ツチ１５、ホールド用コンデンサ１６よりなるサ
ンプルホールド回路１７を介してコンパレータ
IC８，９に入力する構成である。サンプルホー
ルド回路１７は、第７図に示したキーパルスをキ
ーパルス入力端子１４に印加し、このパルスが低
レベルの時にアナログスイツチ１７を閉じること
により復調出力の電圧レベルまでホールド用コン
デンサ１６を充電し、キーパルスが高レベルとな
るアナログスイツチ１５，１７が開くので、復調
出力の電圧レベルを保持する。そして、その電圧
レベルと基準電位VH、VLとをコンパレータIC８，
９で比較することにより、周波数誤差検出出力
AFC１，AFC２が得られる。
出器４として、第８図に示すような構成とするの
が一般的であつた。第８図で、７〜１３までは第
４図と同じ構成であり、復調信号はアナログスイ
ツチ１５、ホールド用コンデンサ１６よりなるサ
ンプルホールド回路１７を介してコンパレータ
IC８，９に入力する構成である。サンプルホー
ルド回路１７は、第７図に示したキーパルスをキ
ーパルス入力端子１４に印加し、このパルスが低
レベルの時にアナログスイツチ１７を閉じること
により復調出力の電圧レベルまでホールド用コン
デンサ１６を充電し、キーパルスが高レベルとな
るアナログスイツチ１５，１７が開くので、復調
出力の電圧レベルを保持する。そして、その電圧
レベルと基準電位VH、VLとをコンパレータIC８，
９で比較することにより、周波数誤差検出出力
AFC１，AFC２が得られる。
発明が解決しようとする課題
しかしながら上記のような構成では、キーパル
スのデユーテイ比が高品位テレビジヨンでは約
1000倍と大きいため、アナログスイツチやコンパ
レータICの漏れ電流によつてホールドされてい
る復調電圧のレベルが変化し、正確な復調出力値
での比較が困難であるため、周波数誤差検出の周
波数精度が悪いという課題を有していた。
スのデユーテイ比が高品位テレビジヨンでは約
1000倍と大きいため、アナログスイツチやコンパ
レータICの漏れ電流によつてホールドされてい
る復調電圧のレベルが変化し、正確な復調出力値
での比較が困難であるため、周波数誤差検出の周
波数精度が悪いという課題を有していた。
本発明は、上記課題に鑑み、周波数精度が良
く、キーパルスの有無により自動的に平均値
AFC及びキードAFCを切替えつつ動作するAFC
装置を提供することを目的とするものである。
く、キーパルスの有無により自動的に平均値
AFC及びキードAFCを切替えつつ動作するAFC
装置を提供することを目的とするものである。
課題を解決するための手段
上記課題を解決するために、本発明のAFC装
置は、カツトオフ周波数を２種類に切替える制御
端子を有する低域通過フイルタを介してFM復調
器の出力と第１の基準電圧とを入力する第１のコ
ンパレータと、低域通過フイルタを介してFM復
調器の出力と第２の基準電圧とを入力する第２の
コンパレータと、キーパルスにより第１のコンパ
レータの出力を保持する第１のラツチと、キーパ
ルスにより第２のコンパレータの出力を保持する
第２のラツチと、キーパルスを積分してキーパル
スの有無を判定する判定回路とを備え、判定回路
の出力を低域通過フイルタの制御端子に接続し、
キーパルスが入力されない時には低域通過フイル
タのカツトオフ周波数を低くしてFM復調器の出
力信号の交流成分を平滑化して直流成分を取出
し、コンパレータに入力するとともに、第１及び
第２のラツチをイネーブル状態とし、キーパルス
が入力される時には低域通過フイルタのカツトオ
フ周波数を高くしてキーパルスの期間よりも小さ
な時定数を有するように設定してFM復調器の出
力信号に含まれる雑音成分のみを平滑化して、コ
ンパレータに入力するとともに、第１及び第２の
ラツチをキーパルスの期間のみにおいてイネーブ
ル状態とし、キーパルスの期間以外ではホールド
状態として得られる第１及び第２のラツチの出力
信号を用いて、電圧制御発振器を含む位相同期ル
ープによる周波数シンセサイザ選局回路の局部発
振周波数を徴調する構成を備えたものである。
置は、カツトオフ周波数を２種類に切替える制御
端子を有する低域通過フイルタを介してFM復調
器の出力と第１の基準電圧とを入力する第１のコ
ンパレータと、低域通過フイルタを介してFM復
調器の出力と第２の基準電圧とを入力する第２の
コンパレータと、キーパルスにより第１のコンパ
レータの出力を保持する第１のラツチと、キーパ
ルスにより第２のコンパレータの出力を保持する
第２のラツチと、キーパルスを積分してキーパル
スの有無を判定する判定回路とを備え、判定回路
の出力を低域通過フイルタの制御端子に接続し、
キーパルスが入力されない時には低域通過フイル
タのカツトオフ周波数を低くしてFM復調器の出
力信号の交流成分を平滑化して直流成分を取出
し、コンパレータに入力するとともに、第１及び
第２のラツチをイネーブル状態とし、キーパルス
が入力される時には低域通過フイルタのカツトオ
フ周波数を高くしてキーパルスの期間よりも小さ
な時定数を有するように設定してFM復調器の出
力信号に含まれる雑音成分のみを平滑化して、コ
ンパレータに入力するとともに、第１及び第２の
ラツチをキーパルスの期間のみにおいてイネーブ
ル状態とし、キーパルスの期間以外ではホールド
状態として得られる第１及び第２のラツチの出力
信号を用いて、電圧制御発振器を含む位相同期ル
ープによる周波数シンセサイザ選局回路の局部発
振周波数を徴調する構成を備えたものである。
作 用
本発明は、上記した構成によつて、FM復調器
出力と所定の周波数誤差だけ中間周波数が高くず
れた時のFM復調出力電圧に等しい第１の基準電
圧とを第１のコンパレータで電圧比較し、中間周
波数が所定の周波数誤差以上に中心周波数より高
くずれていれば高レベルの出力を出力する。また
FM復調出力と所定の周波数誤差以上に中間周波
数が低くずれた時のFM復調出力電圧に等しい第
２の基準電圧とを第２のコンパレータで電圧比較
し、中間周波数が所定の周波数誤差以上に中心周
波数より低くずれていれば低レベルの出力を出力
する。
出力と所定の周波数誤差だけ中間周波数が高くず
れた時のFM復調出力電圧に等しい第１の基準電
圧とを第１のコンパレータで電圧比較し、中間周
波数が所定の周波数誤差以上に中心周波数より高
くずれていれば高レベルの出力を出力する。また
FM復調出力と所定の周波数誤差以上に中間周波
数が低くずれた時のFM復調出力電圧に等しい第
２の基準電圧とを第２のコンパレータで電圧比較
し、中間周波数が所定の周波数誤差以上に中心周
波数より低くずれていれば低レベルの出力を出力
する。
キーパルスが入力されない場合は、低域通過フ
イルタのカツトオフ周波数は低くなりFM復調器
の出力信号の交流成分は平滑化されて直流成分が
取り出される。この直流成分はFMの変調信号で
ある映像信号で平均値となるので、この電圧値と
基準電圧とをコンパレータで比較することによ
り、平均値AFCが可能となる。さてキーパルス
が入力されない時はラツチはイネーブル状態であ
り、コンパレータの出力はそのままラツチから出
力される。この周波数誤差検出出力を用いて
PLL周波数シンセサイザ回路により局部発振周
波数を徴調すれば、AFCは平均値AFC方式とな
る。
イルタのカツトオフ周波数は低くなりFM復調器
の出力信号の交流成分は平滑化されて直流成分が
取り出される。この直流成分はFMの変調信号で
ある映像信号で平均値となるので、この電圧値と
基準電圧とをコンパレータで比較することによ
り、平均値AFCが可能となる。さてキーパルス
が入力されない時はラツチはイネーブル状態であ
り、コンパレータの出力はそのままラツチから出
力される。この周波数誤差検出出力を用いて
PLL周波数シンセサイザ回路により局部発振周
波数を徴調すれば、AFCは平均値AFC方式とな
る。
また、キーパルスが入力される場合は、低域通
過フイルタのカツトオフ周波数は高くなりキーパ
ルスの期間よりも小さな時定数に設定される。こ
のためFM復調器の出力信号に含まれる雑音成分
のみが平滑化されてコンパレータに入力され、コ
ンパレータにおいて第１及び第２の基準電圧と比
較されて、その出力をラツチに入力される。キー
パルスの期間ではラツチはイネーブルとなつてお
り、ラツチに入力されたデータはそのまま出力さ
れる。キーパルスの期間以外ではラツチはホール
ド状態となり以前に入力された状態を保持する。
このようにしてキーパルス毎にAFCのための周
波数誤差検出データが更新されるので、キーパル
スの期間での中間周波数が所定の周波数誤差以内
になるようにPLL周波数シンセサイザ回路によ
り局部発振周波数を徴調すれば、AFCはキード
AFC方式となる。
過フイルタのカツトオフ周波数は高くなりキーパ
ルスの期間よりも小さな時定数に設定される。こ
のためFM復調器の出力信号に含まれる雑音成分
のみが平滑化されてコンパレータに入力され、コ
ンパレータにおいて第１及び第２の基準電圧と比
較されて、その出力をラツチに入力される。キー
パルスの期間ではラツチはイネーブルとなつてお
り、ラツチに入力されたデータはそのまま出力さ
れる。キーパルスの期間以外ではラツチはホール
ド状態となり以前に入力された状態を保持する。
このようにしてキーパルス毎にAFCのための周
波数誤差検出データが更新されるので、キーパル
スの期間での中間周波数が所定の周波数誤差以内
になるようにPLL周波数シンセサイザ回路によ
り局部発振周波数を徴調すれば、AFCはキード
AFC方式となる。
本発明の周波数誤差検出器によれば、キーパル
ス期間の周波数誤差の情報はデイジタル的な論理
値に変換されており、サンプルホールドはデータ
のラツチにより行なわれるので、ICの漏れ電流
等によるホールド電位の変化に伴なう周波数誤差
検出の精度劣化は全く生じないことになる。
ス期間の周波数誤差の情報はデイジタル的な論理
値に変換されており、サンプルホールドはデータ
のラツチにより行なわれるので、ICの漏れ電流
等によるホールド電位の変化に伴なう周波数誤差
検出の精度劣化は全く生じないことになる。
実施例
以下、本発明の一実施例について、図面を参照
しながら説明する。第１図は本発明の一実施例に
おけるAFC装置を示すものである。第１図で７
〜１４までは第８図の従来例における周波数誤差
検出器と同等である。３３はキーパルス入力端
子、１４はＤラツチ２０，２１を駆動するための
TTLレベルに増幅されたキーパルスの入力端子、
１８はキーパルス判定回路の出力端子で、キーパ
ルスがあるときはハイインピーダンス、ない時は
ローインピーダンスとなる。トランジスタ３２，
４７，４８，４９及び抵抗３４〜３４、キヤパシ
タンス４２，４５より成るパルス増幅回路は第７
図に示すキーパルスを入力してキーパルスの有無
の判定信号Ｂ及びTTLレベルのキーパルス信号
Ａを作る。
しながら説明する。第１図は本発明の一実施例に
おけるAFC装置を示すものである。第１図で７
〜１４までは第８図の従来例における周波数誤差
検出器と同等である。３３はキーパルス入力端
子、１４はＤラツチ２０，２１を駆動するための
TTLレベルに増幅されたキーパルスの入力端子、
１８はキーパルス判定回路の出力端子で、キーパ
ルスがあるときはハイインピーダンス、ない時は
ローインピーダンスとなる。トランジスタ３２，
４７，４８，４９及び抵抗３４〜３４、キヤパシ
タンス４２，４５より成るパルス増幅回路は第７
図に示すキーパルスを入力してキーパルスの有無
の判定信号Ｂ及びTTLレベルのキーパルス信号
Ａを作る。
キーパルスが入力端子３３に入力される時は、
トランジスタ３２がオフであり、出力端子１８は
ハイインピーダンスとなつており、低域通過フイ
ルタは抵抗３０及びキヤパシタンス１６により構
成されるが、この時のフイルタの時定数はキーパ
ルスのパルス幅（例えばMUSE方式では17μsに
定められている）よりも小さくして、FM復調器
３の出力信号がキーパルス幅で充分応答できるよ
うに設定する必要があり、低域通過フイルタは復
調出力に含まれる高周波ノイズ成分の除去にのみ
効果がある。これによりキードAFCの対ノイズ
特性が改善される。
トランジスタ３２がオフであり、出力端子１８は
ハイインピーダンスとなつており、低域通過フイ
ルタは抵抗３０及びキヤパシタンス１６により構
成されるが、この時のフイルタの時定数はキーパ
ルスのパルス幅（例えばMUSE方式では17μsに
定められている）よりも小さくして、FM復調器
３の出力信号がキーパルス幅で充分応答できるよ
うに設定する必要があり、低域通過フイルタは復
調出力に含まれる高周波ノイズ成分の除去にのみ
効果がある。これによりキードAFCの対ノイズ
特性が改善される。
低域通過フイルタの出力はコンパレータ８及び
９によつて所定の周波数誤差の限界値に相当する
基準電圧１２（VH）及び１３（VL）と電圧比較
される。コンパレータICはキーパルスのパルス
幅に比べて充分速く応答する必要があり、１〜
3μs程度の応答速度が必要である。この速度は、
汎用のコンパレータICで実現できるものである。
コンパレータ８は中間周波数が所定の周波数誤差
（例えば300kHz）以上に中心周波数（例えば
402.78MHz）よりも高くずれた時に出力する。ま
た、コンパレータ９は中間周波数が所定の周波数
誤差以上に中心周波数よりも低くずれた時に出力
する。Ｄラツチ２０，２１は第２図の構成によつ
て実現され、コンパレータ８，９の出力は、Ｄラ
ツチ２０，２１のデータ入力端子にそれぞれ印加
されており、キーパルスは各々のＤラツチのクロ
ツク入力端子に印加されており、キーパルスの入
力毎にデータ入力端子の論理値は入力され保持さ
れる。
９によつて所定の周波数誤差の限界値に相当する
基準電圧１２（VH）及び１３（VL）と電圧比較
される。コンパレータICはキーパルスのパルス
幅に比べて充分速く応答する必要があり、１〜
3μs程度の応答速度が必要である。この速度は、
汎用のコンパレータICで実現できるものである。
コンパレータ８は中間周波数が所定の周波数誤差
（例えば300kHz）以上に中心周波数（例えば
402.78MHz）よりも高くずれた時に出力する。ま
た、コンパレータ９は中間周波数が所定の周波数
誤差以上に中心周波数よりも低くずれた時に出力
する。Ｄラツチ２０，２１は第２図の構成によつ
て実現され、コンパレータ８，９の出力は、Ｄラ
ツチ２０，２１のデータ入力端子にそれぞれ印加
されており、キーパルスは各々のＤラツチのクロ
ツク入力端子に印加されており、キーパルスの入
力毎にデータ入力端子の論理値は入力され保持さ
れる。
Ｄラツチ２０，２１の出力は、それぞれLPF
２３、LPF２４に印加される。LPF２３および
２４は、受信CN比が小さくなり、復調出力に含
まれる雑音が増大し、コンパレータ８，９の出力
が正規のデータから誤まつて出力された時のノイ
ズ除去用の積分回路の役割を果す。このためこの
LPFの時定数はAFC動作にふさわしく充分大き
くすることが望ましく、0.3〜１秒程度に選ぶべ
きである。キーパルスはMUSE方式の場合0.017
秒毎に入力されるので、この周期より10倍程度以
上大きく選べば充分な雑音除去能力が期待でき
る。このようにして得られた中間周波数の中心周
波数に対する周波数誤差検出器出力AFC１及び
AFC２は、第６図に示したような出力特性を有
するので、PLL周波数シンセサイザ回路により、
局部発振周波数を微調すれば、キードAFCを実
現できる。
２３、LPF２４に印加される。LPF２３および
２４は、受信CN比が小さくなり、復調出力に含
まれる雑音が増大し、コンパレータ８，９の出力
が正規のデータから誤まつて出力された時のノイ
ズ除去用の積分回路の役割を果す。このためこの
LPFの時定数はAFC動作にふさわしく充分大き
くすることが望ましく、0.3〜１秒程度に選ぶべ
きである。キーパルスはMUSE方式の場合0.017
秒毎に入力されるので、この周期より10倍程度以
上大きく選べば充分な雑音除去能力が期待でき
る。このようにして得られた中間周波数の中心周
波数に対する周波数誤差検出器出力AFC１及び
AFC２は、第６図に示したような出力特性を有
するので、PLL周波数シンセサイザ回路により、
局部発振周波数を微調すれば、キードAFCを実
現できる。
次にキーパルスが入力端子３３に入力されない
時は、トランジスタ３２はオンであり出力端子１
８はローインピーダンスとなつており、低域通過
フイルタは抵抗３０及びキヤパシタンス１６，３
１より構成され、この時のフイルタの時定数は充
分大きく、FM復調器３の出力信号である映像信
号を積分することにより、その平均値直流電圧を
作りだす。この電圧はコンパレータ８及び９によ
つて所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電
圧１２（VH）及び１３（VL）と電圧比較される。
比較された出力は、それぞれＤラツチ２０，２１
に入力される。キーパルスのない時にはＤラツチ
２０，２１は常にイネーブル状態となつているの
で、電圧比較出力はそのままＤラツチ２０，２１
からそれぞれ出力される。この場合では変調信号
の平均周波数に相当する復調出力信号の平均直流
電圧値と基準電圧とが比較するので、これらの比
較出力を用いてPLL周波数シンセサイザ回路に
より、局部発振周波数を微調すれば、平均値
AFCが実現できる。
時は、トランジスタ３２はオンであり出力端子１
８はローインピーダンスとなつており、低域通過
フイルタは抵抗３０及びキヤパシタンス１６，３
１より構成され、この時のフイルタの時定数は充
分大きく、FM復調器３の出力信号である映像信
号を積分することにより、その平均値直流電圧を
作りだす。この電圧はコンパレータ８及び９によ
つて所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電
圧１２（VH）及び１３（VL）と電圧比較される。
比較された出力は、それぞれＤラツチ２０，２１
に入力される。キーパルスのない時にはＤラツチ
２０，２１は常にイネーブル状態となつているの
で、電圧比較出力はそのままＤラツチ２０，２１
からそれぞれ出力される。この場合では変調信号
の平均周波数に相当する復調出力信号の平均直流
電圧値と基準電圧とが比較するので、これらの比
較出力を用いてPLL周波数シンセサイザ回路に
より、局部発振周波数を微調すれば、平均値
AFCが実現できる。
発明の効果
以上のように、本発明によればキーパルスの有
無を判定してFM復調出力を平滑化する際の低域
通過フイルタのカツトオフ周波数を切替え、かつ
Ｄラツチのクロツク端子にキーパルスを入力する
構成によりキードAFC及び平均値AFCの両方式
に自動的に方式を切替え対応できるので、その実
用的効果は大なるものがある。
無を判定してFM復調出力を平滑化する際の低域
通過フイルタのカツトオフ周波数を切替え、かつ
Ｄラツチのクロツク端子にキーパルスを入力する
構成によりキードAFC及び平均値AFCの両方式
に自動的に方式を切替え対応できるので、その実
用的効果は大なるものがある。
第１図は本発明の一実施例におけるAFC装置
のブロツク図、第２図は同実施例におけるＤラツ
チのブロツク図、第３図は従来例におけるAFC
装置のブロツク図、第４図はそのFM復調器の入
力周波数対復調出力電圧の特性図、第５図は従来
例における周波数誤差検出器のブロツク図、第６
図は従来例における周波数誤差検出器の入出力特
性図、第７図はそのキーパルスの特性図、第８図
はキードAFCに対応した従来例における周波数
誤差検出器のブロツク図である。 ８，９……コンパレータ、２０，２１……Ｄラ
ツチ、２３，２４……誤差検出ノイズ除去用
LPF、１２，１３……比較用基準電圧、１６，
３０……低域通過フイルタ。
のブロツク図、第２図は同実施例におけるＤラツ
チのブロツク図、第３図は従来例におけるAFC
装置のブロツク図、第４図はそのFM復調器の入
力周波数対復調出力電圧の特性図、第５図は従来
例における周波数誤差検出器のブロツク図、第６
図は従来例における周波数誤差検出器の入出力特
性図、第７図はそのキーパルスの特性図、第８図
はキードAFCに対応した従来例における周波数
誤差検出器のブロツク図である。 ８，９……コンパレータ、２０，２１……Ｄラ
ツチ、２３，２４……誤差検出ノイズ除去用
LPF、１２，１３……比較用基準電圧、１６，
３０……低域通過フイルタ。
Claims (1)
- １ カツトオフ周波数を２種類に切替える制御端
子を有する低域通過フイルタを介してFM復調器
の出力と第１の基準電圧とを入力する第１のコン
パレータと、前記低域通過フイルタを介して前記
FM復調器の出力と第２の基準電圧とを入力する
第２のコンパレータと、キーパルスにより前記第
１のコンパレータの出力を保持する第１のラツチ
と、前記キーパルスにより前記第２のコンパレー
タの出力を保持する第２のラツチと、前記キーパ
ルスを積分してキーパルスの有無を判定する判定
回路とを備え、判定回路の出力を前記低域通過フ
イルタの制御端子に接続し、キーパルスが入力さ
れない時には前記低域通過フイルタのカツトオフ
周波数を低くしてFM復調器の出力信号の交流成
分を平滑化して直流成分を取出し、コンパレータ
に入力するとともに、第１及び第２のラツチをイ
ネーブル状態とし、キーパルスが入力される時に
は前記低域通過フイルタのカツトオフ周波数を高
くしてキーパルスの期間よりも小さな時定数を有
するように設定してFM復調器の出力信号に含ま
れる雑音成分のみを平滑化して、コンパレータに
入力するとともに、第１及び第２のラツチをキー
パルスの期間のみにおいてイネーブル状態とし、
キーパルスの期間以外ではホールド状態として得
られる第１及び第２のラツチの出力信号を用い
て、電圧制御発振器を含む位相同期ループによる
周波数シンセサイザ選局回路の局部発振周波数を
徴調することを特徴とするAFC装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63307992A JPH02154514A (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | Ａｆｃ装置 |
| US07/356,237 US4955074A (en) | 1988-05-30 | 1989-05-24 | AFC apparatus with selection between average value mode and keyed mode |
| DE89305378T DE68911384T2 (de) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | AFC-Gerät. |
| EP89305378A EP0344991B1 (en) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | AFC apparatus |
| AU35230/89A AU596768B2 (en) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | Afc apparatus |
| CA000600917A CA1322024C (en) | 1988-05-30 | 1989-05-29 | Afc apparatus |
| KR1019890007225A KR920008656B1 (ko) | 1988-05-30 | 1989-05-30 | Afc 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63307992A JPH02154514A (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | Ａｆｃ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02154514A JPH02154514A (ja) | 1990-06-13 |
| JPH0582088B2 true JPH0582088B2 (ja) | 1993-11-17 |
Family
ID=17975603
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63307992A Granted JPH02154514A (ja) | 1988-05-30 | 1988-12-06 | Ａｆｃ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02154514A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04152709A (ja) * | 1990-10-16 | 1992-05-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ａｆｃ装置 |
-
1988
- 1988-12-06 JP JP63307992A patent/JPH02154514A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02154514A (ja) | 1990-06-13 |
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Legal Events
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