JPH0554724B2 - - Google Patents
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- JPH0554724B2 JPH0554724B2 JP8930086A JP8930086A JPH0554724B2 JP H0554724 B2 JPH0554724 B2 JP H0554724B2 JP 8930086 A JP8930086 A JP 8930086A JP 8930086 A JP8930086 A JP 8930086A JP H0554724 B2 JPH0554724 B2 JP H0554724B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000010420 art technique Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、直流電圧によつて利得を制御するこ
とができる利得可変形増幅器に関する。
とができる利得可変形増幅器に関する。
背景技術
典型的な先行技術の等価回路は、第４図に示さ
れている。振幅変調受信機などにおいて高周波ま
たは中間周波増幅を行なうために、この利得可変
形増幅器が用いられる。信号電圧viは、入力端子
１からトランジスタＱ３に与えられて信号電流Ii
に変換される。この信号電流Iiは、入力端子２，
３に与えられる直流電圧によつて制御される差動
トランジスタＱ１，Ｑ２に分流される。トランジ
スタＱ２には直列抵抗Rcが接続され、このトラ
ンジスタＱ２のコレクタは出力端子４となつてい
る。第４図において参照符re１，re２は、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２の等価エミツタ抵抗であり、
vn１，vn２はそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ２
の雑音電圧を等価的に示す。
れている。振幅変調受信機などにおいて高周波ま
たは中間周波増幅を行なうために、この利得可変
形増幅器が用いられる。信号電圧viは、入力端子
１からトランジスタＱ３に与えられて信号電流Ii
に変換される。この信号電流Iiは、入力端子２，
３に与えられる直流電圧によつて制御される差動
トランジスタＱ１，Ｑ２に分流される。トランジ
スタＱ２には直列抵抗Rcが接続され、このトラ
ンジスタＱ２のコレクタは出力端子４となつてい
る。第４図において参照符re１，re２は、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２の等価エミツタ抵抗であり、
vn１，vn２はそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ２
の雑音電圧を等価的に示す。
端子２，３とトランジスタＱ１，Ｑ２のベース
に与えられる電圧Vcを制御することによつて、
電流Iiを分流し、抵抗Rcに流れる出力電流Ioを減
衰させ、利得を変化している。
に与えられる電圧Vcを制御することによつて、
電流Iiを分流し、抵抗Rcに流れる出力電流Ioを減
衰させ、利得を変化している。
このような先行技術では、トランジスタＱ１，
Ｑ２の雑音電圧vn１，vn２によつてＳ／Ｎ比が
劣化するという問題がある。すなわち、差動トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２全体として発生する雑音電圧
vnは vn＝√12＋22 ……(1) となり、このときの出力雑音電圧Vonは第1a式で
示されるとおりである。
Ｑ２の雑音電圧vn１，vn２によつてＳ／Ｎ比が
劣化するという問題がある。すなわち、差動トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２全体として発生する雑音電圧
vnは vn＝√12＋22 ……(1) となり、このときの出力雑音電圧Vonは第1a式で
示されるとおりである。
Von＝Rc／re1＋re2・vn ……（1a）
このＳ／Ｎ比の劣化は、雑音電圧vnに対する
利得が高いためである。
利得が高いためである。
この問題を解決するための他の先行技術は、第
５図に示されている。この先行技術では、前述の
出力雑音電圧Vonを下げるためにトランジスタＱ
１，Ｑ２のエミツタに抵抗Ｒをそれぞれ挿入して
いる。第５図では、第４図の先行技術に対応する
部分には同一の参照符を付す。この先行技術によ
れば、出力端子４における出力雑音電圧Von1は、
第２式で示されるとおりとなる。但し、vnは、
第１式で示されるとおりである。
５図に示されている。この先行技術では、前述の
出力雑音電圧Vonを下げるためにトランジスタＱ
１，Ｑ２のエミツタに抵抗Ｒをそれぞれ挿入して
いる。第５図では、第４図の先行技術に対応する
部分には同一の参照符を付す。この先行技術によ
れば、出力端子４における出力雑音電圧Von1は、
第２式で示されるとおりとなる。但し、vnは、
第１式で示されるとおりである。
Von1＝Rc／2R＋er1＋re2・vn ……(2)
これによつて雑音電圧vnに対する利得を低下
して、出力雑音電圧Von1を低下し、Ｓ／Ｎ比を
改善することができる。
して、出力雑音電圧Von1を低下し、Ｓ／Ｎ比を
改善することができる。
発明が解決すべき問題点
このような第５図に示された先行技術では、抵
抗Ｒを差動トランジスタＱ１，Ｑ２のエミツタに
挿入することによつて、歪みが増加するという新
たな問題が生じる。この歪は、トランジスタＱ３
に流れる電流Iiに対する抵抗Rcを流れる出力電流
Io、つまり端子２，３に与えられる電圧Vcによ
るオフセツト電流Icが電流Iiによつてどのように
変化するかを考えればよい。
抗Ｒを差動トランジスタＱ１，Ｑ２のエミツタに
挿入することによつて、歪みが増加するという新
たな問題が生じる。この歪は、トランジスタＱ３
に流れる電流Iiに対する抵抗Rcを流れる出力電流
Io、つまり端子２，３に与えられる電圧Vcによ
るオフセツト電流Icが電流Iiによつてどのように
変化するかを考えればよい。
ここで電圧Vcにより差動トランジスタＱ１，
Ｑ２に流れる電流比をＪとすると、電流比Ｊは第
３式で示される。
Ｑ２に流れる電流比をＪとすると、電流比Ｊは第
３式で示される。
Ｊ＝Ii1／Ii ……(3)
∴Ii1＝Ｊ・Ii ……(4)
Ii2＝（１−Ｊ）・Ii ……(5)
また電流Icは第６式で表わされる。
Ic＝Vc／2R＋re1＋re2 ……(6)
re1＝K1／Ii1 ……(7)
re2＝K2／Ii2 ……(8)
Ii1＋Ii2＝Ii ……(9)
K1、K2はトランジスタＱ１，Ｑ２によつて決
まる定数であり、通常は25℃において約26ｍＶで
ある。参照符Ii１，Ii２は差動トランジスタＱ１，
Ｑ２に流れる電流である。したがつて第10式が成
立する。
まる定数であり、通常は25℃において約26ｍＶで
ある。参照符Ii１，Ii２は差動トランジスタＱ１，
Ｑ２に流れる電流である。したがつて第10式が成
立する。
Ic／Ii＝Vc／（2R＋re1＋re2）・Ii
＝Vc／（2R＋K1／Ii1＋K2／Ii2）・Ii
＝Vc／2R＋Ii＋K1／Ｊ＋K2／１−Ｊ ……(10)
この第10式によれば、抵抗Ｒを挿入することに
よつて電流Icは電流Iiによつて影響を受け、換言
すると、歪みを生じることになる。
よつて電流Icは電流Iiによつて影響を受け、換言
すると、歪みを生じることになる。
本発明の目的は、Ｓ／Ｎ比を改善し、しかも歪
みの発生を抑制するようにした利得可変形増幅器
を提供することである。
みの発生を抑制するようにした利得可変形増幅器
を提供することである。
問題点を解決するための手段
本発明は、信号電圧を電流に変換するトランジ
スタと、その信号電流を直流電圧によつて制御さ
れる差動トランジスタにより分流制御して利得を
可変する増幅器において、前記差動トランジスタ
の各エミツタにそのトランジスタの等価エミツタ
抵抗と同じ順方向電流に応じて変化する順方向抵
抗を持つダイオードを挿入した事を特徴とする利
得可変形増幅器である。
スタと、その信号電流を直流電圧によつて制御さ
れる差動トランジスタにより分流制御して利得を
可変する増幅器において、前記差動トランジスタ
の各エミツタにそのトランジスタの等価エミツタ
抵抗と同じ順方向電流に応じて変化する順方向抵
抗を持つダイオードを挿入した事を特徴とする利
得可変形増幅器である。
作 用
本発明に従えば、各差動トランジスタのエミツ
タに直列にダイオードを挿入し、このダイオード
は差動トランジスタの等価エミツタ抵抗と同じ順
方向電流に応じて変化する順方向抵抗を有してい
る。これによつて出力雑音電圧に対する利得を低
下してＳ／Ｎ比を向上することが可能になる。ま
た歪みの発生を抑制することが可能となる。
タに直列にダイオードを挿入し、このダイオード
は差動トランジスタの等価エミツタ抵抗と同じ順
方向電流に応じて変化する順方向抵抗を有してい
る。これによつて出力雑音電圧に対する利得を低
下してＳ／Ｎ比を向上することが可能になる。ま
た歪みの発生を抑制することが可能となる。
実施例
第１図は、本発明の一実施例の電気回路図であ
る。入力端子７には増幅されるべき交流信号が与
えられる。この入力端子７の信号電圧は、トラン
ジスタＱ６によつて電流に変換される。トランジ
スタＱ６には直列に抵抗REが接続される。トラ
ンジスタＱ６による信号電流Iiは、入力端子８，
９に与えられる直流電圧Vcによつて制御される
差動トランジスタＱ４，Ｑ５によつて分流制御さ
れる。差動トランジスタＱ４，Ｑ５のうちの１つ
のトランジスタＱ５には直列に抵抗Rcが接続さ
れる。このトランジスタＱ５と抵抗Rcとの接続
点は、出力端子１０となつている。差動トランジ
スタＱ４，Ｑ５の特性は近似している。差動トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５には、直列にダイオードＤ
１，Ｄ２が順方向に接続される。
る。入力端子７には増幅されるべき交流信号が与
えられる。この入力端子７の信号電圧は、トラン
ジスタＱ６によつて電流に変換される。トランジ
スタＱ６には直列に抵抗REが接続される。トラ
ンジスタＱ６による信号電流Iiは、入力端子８，
９に与えられる直流電圧Vcによつて制御される
差動トランジスタＱ４，Ｑ５によつて分流制御さ
れる。差動トランジスタＱ４，Ｑ５のうちの１つ
のトランジスタＱ５には直列に抵抗Rcが接続さ
れる。このトランジスタＱ５と抵抗Rcとの接続
点は、出力端子１０となつている。差動トランジ
スタＱ４，Ｑ５の特性は近似している。差動トラ
ンジスタＱ４，Ｑ５には、直列にダイオードＤ
１，Ｄ２が順方向に接続される。
第２図は第１図に示された実施例の等価回路図
である。参照符re４，re５は、トランジスタＱ
４，Ｑ５の等価エミツタ抵抗をそれぞれ示す。参
照符re６，re７は、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方
向電流に応じて変化する順方向抵抗を示す。参照
符vn１，vn２は、それぞれトランジスタＱ４，
Ｑ５の雑音電圧を示す。
である。参照符re４，re５は、トランジスタＱ
４，Ｑ５の等価エミツタ抵抗をそれぞれ示す。参
照符re６，re７は、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方
向電流に応じて変化する順方向抵抗を示す。参照
符vn１，vn２は、それぞれトランジスタＱ４，
Ｑ５の雑音電圧を示す。
差動トランジスタＱ４，Ｑ５全体として発生す
る雑音電圧vnは、第１式のとおりとなり、この
とき出力端子１０における出力雑音電圧Von２は
第11式で示されるとおりである。
る雑音電圧vnは、第１式のとおりとなり、この
とき出力端子１０における出力雑音電圧Von２は
第11式で示されるとおりである。
Von2＝Rc／re4＋re5＋re6＋re7・vn ……(11)
この第11式から出力雑音電圧Von2は、前述の
先行技術に関連して述べた第１式に比べてre６，
re７により雑音電圧vn１，vn２に対する利得が
小さくなる。このようにして出力雑音電圧を低下
してＳ／Ｎ比を向上することができる。
先行技術に関連して述べた第１式に比べてre６，
re７により雑音電圧vn１，vn２に対する利得が
小さくなる。このようにして出力雑音電圧を低下
してＳ／Ｎ比を向上することができる。
差動トランジスタＱ４，Ｑ５の等価エミツタ抵
抗re４，re５は次のとおりとなる。
抗re４，re５は次のとおりとなる。
re4＝K4／Ii4 ……(12)
re5＝K5／Ii5 ……(13)
K4、K5は、トランジスタＱ４，Ｑ５によつて
定まる定数であり、前述のように25℃において通
常約26ｍＶである。
定まる定数であり、前述のように25℃において通
常約26ｍＶである。
ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電流に応じて変
化する順方向抵抗re６，re７は、次のように表わ
される。
化する順方向抵抗re６，re７は、次のように表わ
される。
re6＝K6／Ii4 ……(14)
re7＝K7／Ii5 ……(15)
ここでK6、K7は、ダイオードＤ１，Ｄ２によ
つて定まる値であり、トランジスタの場合と同じ
値である。
つて定まる値であり、トランジスタの場合と同じ
値である。
入力端子８，９に与えられる電圧Vcによるオ
フセツト電流Icは次のようになる。
フセツト電流Icは次のようになる。
Ic＝Vc／re4＋re5＋re6＋re7
＝Vc／K4／Ii4＋K5／Ii5＋K6／Ii4＋K7／Ii5……(16)
ここでトランジスタＱ４，Ｑ５に流れる電流比
を前述の先行技術で述べた第３式、第４式および
第５式と同様におくと、電流Iiに対する電流Icは
次のとおりである。
を前述の先行技術で述べた第３式、第４式および
第５式と同様におくと、電流Iiに対する電流Icは
次のとおりである。
Ic／Ii＝Vc／K4＋K6／Ｊ＋K5＋K7／１−Ｊ ……(17)
この第17式から、電流Icは電流Iiによつて影響
を受けず、したがつて歪みを生じないことがわか
る。このようにして歪みの発生を抑制することが
可能となる。
を受けず、したがつて歪みを生じないことがわか
る。このようにして歪みの発生を抑制することが
可能となる。
本発明に従う利得可変形増幅器は、第３図にお
ける受信機において用いることができる。この受
信機ではアンテナ１２からの高周波信号が高周波
増幅回路１３において増幅され、高周波増幅自動
利得制御回路１４を介して混合回路１５に与えら
れる。混合回路１５には、局部発信回路１６から
の局部発信信号が与えられる。こうして得られる
中間周波信号は、中間周波増幅自動利得制御回路
１７において増幅され、このようにしてスーパー
へテロダイン方式で受信が行なわれる。回路１７
からの出力は、検波回路１８によつて検波され、
増幅回路１９によつて増幅され、スピーカ２０に
よつて音響化される。検波回路１８からの出力
は、ローパスフイルタ２１に与えられて音響信号
が遮断され、受信電界強度に対応した直流電圧が
ライン２２に導出される。このライン２２からの
電圧は、自動利得制御増幅回路２３において増幅
され、ライン２４を介して回路１４，１７に与え
られる。第１図および第２図に示された実施例
は、この回路１４，１７において使用され、入力
端子８，９にはライン２４からの直流電圧が与え
られ、これによつて自動利得制御が達成される。
ける受信機において用いることができる。この受
信機ではアンテナ１２からの高周波信号が高周波
増幅回路１３において増幅され、高周波増幅自動
利得制御回路１４を介して混合回路１５に与えら
れる。混合回路１５には、局部発信回路１６から
の局部発信信号が与えられる。こうして得られる
中間周波信号は、中間周波増幅自動利得制御回路
１７において増幅され、このようにしてスーパー
へテロダイン方式で受信が行なわれる。回路１７
からの出力は、検波回路１８によつて検波され、
増幅回路１９によつて増幅され、スピーカ２０に
よつて音響化される。検波回路１８からの出力
は、ローパスフイルタ２１に与えられて音響信号
が遮断され、受信電界強度に対応した直流電圧が
ライン２２に導出される。このライン２２からの
電圧は、自動利得制御増幅回路２３において増幅
され、ライン２４を介して回路１４，１７に与え
られる。第１図および第２図に示された実施例
は、この回路１４，１７において使用され、入力
端子８，９にはライン２４からの直流電圧が与え
られ、これによつて自動利得制御が達成される。
本発明は、受信機の自動利得制御のために用い
られるだけでなく、その他の用途において広範囲
に実施することができる。
られるだけでなく、その他の用途において広範囲
に実施することができる。
効 果
以上のように本発明によれば、差動トランジス
タのエミツタに、そのトランジスタの等価エミツ
タ抵抗と同じ順方向電流に応じて変化する順方向
抵抗を有するダイオードを挿入したので、Ｓ／Ｎ
比を改善し、しかも歪みの発生を抑制することが
可能となる。
タのエミツタに、そのトランジスタの等価エミツ
タ抵抗と同じ順方向電流に応じて変化する順方向
抵抗を有するダイオードを挿入したので、Ｓ／Ｎ
比を改善し、しかも歪みの発生を抑制することが
可能となる。
第１図は本発明の一実施例の電気回路図、第２
図は第１図に示された実施例の等価回路図、第３
図は本発明に従う利得可変形増幅器が関連して実
施される受信機のブロツク図、第４図は先行技術
の等価回路図、第５図は他の先行技術の等価回路
図である。 ７，８，９……入力端子、１０……出力端子、
Ｑ４，Ｑ５……差動トランジスタ、Ｑ６……トラ
ンジスタ、Ｄ１，Ｄ２……ダイオード、RE，Rc
……抵抗。
図は第１図に示された実施例の等価回路図、第３
図は本発明に従う利得可変形増幅器が関連して実
施される受信機のブロツク図、第４図は先行技術
の等価回路図、第５図は他の先行技術の等価回路
図である。 ７，８，９……入力端子、１０……出力端子、
Ｑ４，Ｑ５……差動トランジスタ、Ｑ６……トラ
ンジスタ、Ｄ１，Ｄ２……ダイオード、RE，Rc
……抵抗。
Claims (1)
- １ 信号電圧を電流に変換するトランジスタと、
その信号電流を直流電圧によつて制御される差動
トランジスタにより分流制御して利得を可変する
増幅器において、前記差動トランジスタの各エミ
ツタにそのトランジスタの等価エミツタ抵抗と同
じ順方向電流に応じて変化する順方向抵抗を持つ
ダイオードを挿入したことを特徴とする利得可変
形増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8930086A JPS62258509A (ja) | 1986-04-17 | 1986-04-17 | 利得可変形増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8930086A JPS62258509A (ja) | 1986-04-17 | 1986-04-17 | 利得可変形増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62258509A JPS62258509A (ja) | 1987-11-11 |
| JPH0554724B2 true JPH0554724B2 (ja) | 1993-08-13 |
Family
ID=13966817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8930086A Granted JPS62258509A (ja) | 1986-04-17 | 1986-04-17 | 利得可変形増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62258509A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2110947B1 (en) * | 2008-04-18 | 2012-07-04 | St Microelectronics S.A. | Variable gain RF amplifier |
-
1986
- 1986-04-17 JP JP8930086A patent/JPS62258509A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62258509A (ja) | 1987-11-11 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |