JPH05509446A

JPH05509446A - 増幅における歪みの低減のための装置および方法

Info

Publication number: JPH05509446A
Application number: JP3508494A
Authority: JP
Inventors: ケニングトン，ピーター・ブレイクボロー; ビーチ，マーク・アンソニー; ベイトマン，アンドリュー; マックギーハン，ジョゼフ・ピーター
Original assignee: ビーティージー・インターナショナル・リミテッド
Priority date: 1990-04-25
Filing date: 1991-04-25
Publication date: 1993-12-22
Anticipated expiration: 2015-04-24
Also published as: GB9009295D0; ATE157209T1; AU655730B2; GB2244881A; AU7790591A; EP0526557B1; WO1991016760A1; AU4879993A; EP0526557A1; GB9108920D0; JP3035345B2; EP0678976A1; GB2244881B; DE69127361D1; US5157345A; AU651774B2; DE69127361T2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】増幅における歪みの低減のための装置および方法（技術分野）本発明は、増幅器における歪みの低減に関し、特に高電力広帯域リニア増幅器（ｈｉｇｈ　ｐｏｗｅｒ　ｂｒｏａｄｂａｎｄ　１ｉｎｅａｒ　ａｎｐｌｉｆｉｅｒｓ）における歪みを低減するため、フィードフォワード補正ループにおける実時間フィードバック手法の使用に関する。

（背景技術）全てのリニア増幅器は増幅を要求される信号をある程度歪めるものであり、このことは２つ以上の独立チャンネルが増幅される時は特に望ましくない。このような状況においては、干渉を生じ得、基礎となるシステムの劣化動作を結果として生じる望ましくない相互変調積が生成される。この理由により、これら歪み生成はある予め定めたレベルより低く保持されねばならず、この機能を行うため多くの手法が示唆されてきた。

公知のオーディオ増幅器理論に基いて、歪みを取除くため種々のフィードバック手法が開発されている。これらは、一般に増幅器の最終出力周波数で動作する信号フィードバック、および全送信機のベースバンド入力周波数で動作する変調フィードバックの分野で構成されている。これらの方式は、共に２つの共通の問題、即ち、フィードバッターループ利得の高い値における不安定性および劣った広帯域性能から免れない。その結果、これらの手法は一般に単一チャンネルで動作する狭帯域増幅器に限定されてきた。

先行歪み手法（ｐｒｃｄｉｓＬｏｒＬｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）は・先行歪み信号の振幅および位相の重みを適応的に変更することによりフィードバック・システムに固有の不安定の問題を排除するため提示されたが、これらの手法は実時間で動作するものではない。更新プロセスは増幅器におけるパラメータのドリフトを補償するのに充分に頻繁であるが不安定性を回避するほど頻繁でなく行われねばならない。通常、このような手法は、種々の先行歪みパラメータを記憶するため大量のメモリー量およびこれらパラメータを更新するため妥当量の処理電力を必要とする短所を有する。

フィードフォワード手法は、これら手法が、リニア的に増幅された信号に加えられる時相互変調積を打消す遅延したエラー信号を生じることに依存するため、先に述べた全ての問題を克服する。これら歪み成分の打消しの程度は、エラー信号の利得および位相調整の精度に大きく依存している。これら信号は、増幅器の性能を最も高いレベルに維持するために連続的に調整されねばならない。米国特許第４．５８０，１０５号においては、このような調整は、増幅器を通過した後に取出されエラー信号の利得および位相を制御するため使用されるパイロット信号を注入することにより達成される。

英国特許明細書第２　１０７　５４０Ｂ号は、増幅器の出力信号をその入力信号に比較して増幅器の出力信号と組合わされるエラー信号を得ることによりエラー信号が得られるフィードフォワード増幅器について記載している。一方が比較において使用される信号に対し、一方がエラー信号に対するものである２つの補償回路が使用される。この補償回路の出力の振幅および位相は、補償回路における２つの並列の広帯域増幅器の利得を制御する２つの信号により自動的に制御される。全体として、この並列構成が所要の補償を提供する。この構成は、２つの広帯域増幅器が非常に類似したものでなければならず、また有効な補償を得ようとすればその制御信号を得る回路が慎重に制御されねばならないため、構成および動作が難しい。これは、どんな周波数でも困難であるが、特に１００ＭＨｚ以上の周波数において困難である。どんな矛盾でも、単一の周波数あるいは狭い帯域においてのみ達成される望ましくないエラー信号成分の打消しくあるいは、最終的な出力の歪み）をもたらすことになるため、２つの増幅器の利得対周波数の特性は相互に追従しなければならない。組合わされる増幅器の周波数応答（利得と位相の双方における）の完全な平滑さもまた、主エラー増幅器応答が平滑でなければならないと同様に良好でなければならず、これは付加的かつ望ましからざるシステムの拘束要因となる。上記の仕様は英国特許明細書第２　１６７　２５６Ａ吟に示され、これにおいては位相おＪび振幅の制御が単に事例として示される如く引用されでいろ。各振幅および位相の制御が行われるこの示唆は、誤りであるように思われる。米国特許第４，８８５，５５１号は、これも振幅および位相の補償回路を使用し、利得および位相制御が交互に利得および位相を調整するプログラムされたコントロ〜うにより提供される構成について記載しでいる。記述された構成は、個々に位相および利得に依存する信号を提供せず、従って利得および位相の調整は独立的でない。また、連続的な信号を用いるＳ：とにより、位相および利得の調整は比較的冗長となり、多くの用途に対して適さない。

（発明の要約）本発明の第１の特質によれば、増幅器により生じる歪みを低減するための装置が提供され、その構成は増幅器の出力に依存するエラー信号と、歪みのない出力信号を生じるため要求される増幅器に与えられる入力信号を得るための増幅器の入出力に接続されるエラー信号生成装置と、エラー信号を用いることにより増幅器の出力信号における歪みを打消す補正装置とを含み、エラー信号生成装置は、歪みの改善された打消しを生じるように第１および第２の同時に得た制御信号の各々に応答して、エラー信号あるいは増幅器の出力信号、および（または）エラー信号の生成に用いられる信号の振幅および位相を自動的にそれぞれ調整するための独立的に動作する第１および第２の調整装置を含み、前記人力信号または、−れから得られる信号に依存して、第１および第２の制御信号を生じる制御装置を含む４、本発明の第２の特質によれば、増幅器により生じる歪みを低減する方法が提供され、下記のステップを含む。

増幅器の出力信号および歪みのない出力信号を生じることが要求される増幅器に与えられる人力信号に依存するエラー信号を取得し、エラー信号を用いて増幅器に、より生じる歪みを打消し、歪みの実質的に改善さｉ、１ｔ＝打消しを生じるように同時！：″得られた第１お、準びｔδ２の制御信号の各々６一応答して、エラー信号あるいは増幅器の出力信号、および（または）エラー信号の牛成字に用いられる信号の振幅および位相を独立的に自動的に調整し、前記入力信号またはこれから得ら１＋た信号１．′−依存して各制御化列を生成する、−。

と。

同時に得られた装置に応答して振幅および位相の制御のための独立的に動作する調整を行うことにより、本発明は、英国特許明ｌＩＩ！、Ｉ＠第２　１０７　５４０Ｂ科−および同第２　１６７　２５６Ａ号、および米国特許第４．８８５，５５１号に関して先に述べた温度、工、−ジングおよび動作速度の諸問題の取扱い４助り、かつ例えば１００ＭＨｚ以」二で動作する広帯域増幅器に適する高速な調整を可堂にする。

フィードフォワード歪み補正を用いて増幅器のエラー判定ループおよびエラー打消しループの双方における利得および位相の調整を最適化するよう働く多くの実時間フィードバック制御法について本明細書で記載されている。ここで述べた手法は、単一および多数の入力チャンネルおよびエラー判定ループの双方を用いて狭帯域および広帯域の再補正を網羅する。

エネルギの最小化および同位相直角成分（１−Ｑ）ゼｔ７＃＃素手法を含む幾つかの異なる形態の制御システムについて記載される。３こここに建べる制御システムは、エラー判定ループおよびエラー打消しループの両方に適用することができる、。

次に、本発明の幾つかの実施例について添付図面に関して事例として記述する。

（図面の簡単な説明）図１は、フィードバック最適化によるフィードフォワード増幅システムを示１本発明の一実施例のブロック図、図２は、フィードバックの実時間パラメータ調整によるフィードフォワード増幅システムを示す本発明の別の実施例のブロック図、図３は、動作中図２の種々の点における単純化されたスペクトラム、を示ず図、図４は、図２の構成の変更バージョンを示す図、図５および図６は、オフセット周波数法およびディジタル信号プロセッサを用いる実施例のブロック図、および図７は、極座標制御信号がパラメータ調整のため得られる一実施例のブロック図である。

（実施例）図１において、端子１における入力信号は、主増幅器４に対する主経路３および位相および利得調整要素６および７に対する下位経路５の２つの経路間でスプリッタ２により分割される。主増幅器４からの出力信号は、相互変調形態における歪み成分を含む。主増幅器出力のサンプルは、方向性結合器９により得られ、コンバイナ（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）１１へ送られる。コンバイナ１１に対する他の入力は、時間遅延要素８の正しい選択および移相要素６の正しい調整により、サンプルされた電力増幅器出力に対して逆位相となるように構成される（これにより、減算器を形成する）。入力信号の最適の打消しのためには、振幅レベルもまた等しくなければならないためこれは充分ではなく、これは可変利得要素７の正しい調整によって構成される。減算器１１の出力から得られる信号は、理論的には、歪み成分のみを含み、エラー信号を形成する。

先に述べたものと類似の手段により、エラー信号は主増幅器４の出力に存在する歪み成分を打消すために使用される。この場合、方向性結合器９の「通過」経路を通った主増幅器の信号は、時間遅延要素１６により遅らされて、減算器として働く方向性結合器１７の１つの入力へ送られる。方向性結合器１７の他の入力は、時間遅延要素１２、位相および利得調整要素１３．１４、およびエラー増幅器１５を用いて、コンバイナ１１（減算器として働く）から前に得たエラー信号を処理することにより得られる。可変利得および移相要素１３．１４は、結合器１７の出力信号に存在する不要の歪み成分の最大打消しを生じるように調整され、また増幅器１５における位相および振幅のエラーを許容する。

経路５における基準信号は、問題となる周波数における電力増幅器４の特定の利得および位相の異常を補償するため、可変移相要素６および可変利顯素７により位相および振幅が独立的に調整される。次に、利得および位相の重みを付した基準信号が時間遅延さぜられて加算器Ｊ１に対する入力を形成する９゜可変移相要素６および可変利得要素゛７の自動調整は、下記の如く行われる、、減算器１１の後段で方向性結合器１０によりエラ・−信号のサンプルが得られ、７）−ドパツク−ネットワーク１８に対する１つの入力を形成する。基準信号のナンブルは方向性結合器１９を用いて得られ、フィードバック・ネットワークＪ８に与えられる第２の信号を形成する。これら２つの信号の適当な処理は、いが１７述べる如く、可変移相要素６および可変利得要素７に対する２つの制御信号を生じる。

可変位相調整要素１３および可変利得調整要素１４は、更に別のフィードバック・ネットワーク２０により制御される。この制御ネットワークに対する入力は、時間遅延要素１６の後段の方向性結合器２１およびエラー増幅器１５の後段のブＪ向性結合器２２からのものである。これら２つの信号の適当な処理は、位相および振幅の調整要素１３および１４に対して必要な制御信号を生じる。

方向性結合器］０．１９．２１．２２の位置は、同じ情報が得られる位置へ変更することができる。例えば、結合器１９は、時間遅延要素８の後に置くことができ、また結合器２２は増幅器１５、利得調整要素１４、位相調整要素１３または時間遅延要素１２の前に貴くことができる。

本明細書に述べた手法は、単一および複数の両人力信号操作に適用し得る。図１は、単一チャンネル補正システムを示し、エラー判定ループにおける補正が基準信号経路において生じる。補正は、主増幅器前に主増幅器経路に等しく与えることができ、多数の補正もまた増幅器の周波数依存特性を克服するため与えることもできる。本発明は、かかる全ての構成を含む。

図２は、位相および振幅の補正が主信号経路で行われる本発明の別の同様な望ましい実施態様を更に詳細に示している。図１におけると同じ図２における機能を持つ構成要素は同じ参照番号を持ち、図３の（ａ、　）乃至（ｇ）に示されるスペクトラムが現れる点が図２の−（ａ）乃至（ｇ）により示される。

図２に対する入力は、各々がそれ自体のチャンネルにおける多数の入力信号の形態を呈し、このチャンネルは例えば約１００のセルラー電話チャンネル（ｃｅ１１ｕｌａｒ　ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ　ｃｈａｎｎｅｌｓ）の如き多数のチャンネルの１つでもよい。このような信号は、単一の広帯域増幅器４において増幅されて、共通アンテナ（図示せず）へ与えられる。ｎ個の入力信号の内３つのスペクトラムが図３（ａ）、（ｂ）および（Ｃ）に示される。人力信号は、それぞれ２つの経路へスプリッタ２３により分割され、一方の経路は基準経路コンバイナ２６に対する入力を形成し、他方は位相同じ利得の調整の後、主電力増幅器４に対する入力の一部を形成する。各入力信号は、各信号の個々の周波数における電力増幅器４の特定の利得および位相異常を補償するため、可変移相要素２４および可変利得要素２５のグループにより位相および振幅が独立的に調整される。利得および位相が調整された入力信号は、次にコンバイナ２８で加算されて主電力増幅器４に対する入力を形成する。増幅器４の出力スペクトラムは図３（ｄ）に示され、周波数ｆ１より低（そして周波数ｆ７より高い周波数成分を含む。これらの成分は、増幅器４に生じる歪みを表わし、周波数ｒ７の数および周波数スペクトラムにおけるその間隔に依存している。これらは、簡単な形態で図３（ｄ）および図３（Ｃ）に例示としてのみ示される。結合ｇ３１７における増幅器出力からエラー信号を差引くと、図３（Ｃ）の出力信号スペクトラムを得る。

エラー信号は、基準位相における移相調整要素６および利得調整要素７が主増幅器に対する入力経路における構成要素２４．２５のグループにより１換されることを除いて、図１に対して先に述べたと同じ方法で加算器１１から得られる。

更に、位相および振幅成分に対する制御信号は異なる点から得られる。エラー信号は、非常に低いレベルの入力信号成分を持つ図３（ｒ）のスペクトラムを有する。

グループ２４．２５における１対の位相および利得調整要素３２．３３の自動的な調整（ｊ、下記の如（行われる。エラー信号のサンプルは、方向性結合器２２により得られ、スプリッタ４０を介して２つの直角成分ミクサ４２．４３の各々に対する１つの人力を形成する（２つのこのようなミクサおよびこれに接続された回路は各入力信号毎に要求され、１対のみが図２に示される）。第１の入力信号のサンプルは、方向性結合器３４を用いて得られ、スプリッタ３５によりミクサ４３へ、また直角位相成分回路４１へ送られる。回路３５の出力は、ミクサ４２に対する１つの入力を与える。同様に、グループ３６における結合器は、他の対のミクサ、直角位相成分回路および後段の回路に対する信号を与える。

図２におけるネットワークは、汚染されないエラー信号（ｕｎｃｏｎｔａｍｉｎａｔｅｄ　ｅｒｒｏｒ　ｓｉｇｎａｌ）を生じるため加算器１１で正しく打消しを行うように各チャンネル入力信の周波数の位相および振幅が個々に調整されることを可能にする制御信号を与えることを除いて、号図１のフィードバック・ネットワーク１８と同じ機能を有することを示すため１８′で示される。図１において、ネットワーク１８に対する一方の入力信号か基準信号であり、他方の入力信号はエラー信号であるが、図２においてはネットワーク１８′に対する一方のグループの入力信号は主増幅器の入力信号であり、他方は増幅器１５による増幅（および、その関連する構成要素１３．１４による位相および振幅の補正）の後のエラー信号である。このため、ネットワーク１８．１８′は（主経路または基準経路における）増幅器の入力信号およびエラー信号を含む入力信号を使用する。

不要なエラー信号成分（即ち、図２におけるチャンネル入力信号の周波数ｆ。

乃至ｆ、（図３（ｆ））を識別するため、チャンネル入力信号を用いることにより、ネットワーク１８．１８′は要求される制御信号を生じることができる。図２において、結合器３６のグループからの入力信号は、結合器２２からのエラー信号におけるチャンネル入力信号の周波数を選択するため（ミクサにおいて）使用されるものと見做すことができる。これが行われる２つの方法は、最初は同位相（１）および直角成分（Ｑ）法により、次にエネルギ最小化法により、図２に関して説明される。

均衡状態のミクサの、あるいはダイオード・リング変調器の如き位相検出器の出力信号のＤＣ成分は、ミクサ入力信号が直角位相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）にある時ゼロを通る。このＤＣ成分の大きさは入力信号の振幅および相対位相に依存し、相対位相がＤＣ成分の符号を決定する。ミクサ４２．４３の出力は、同時に独立するＱおよびＩを表わし、そのＤＣ成分（図３（ｇ）参照）は低域フィルて３６０°以−Ｌとなり、従って、位相調整要素６，１３およびグループ２４においては、３６０’の遅れ以上と等しい切換え型遅延要素、および３６０″のｆケ相変化までの位相遅延要素の組合わせによって形成することができる３、フィードバック・ネットワーク２０゛の目的はエラー信号のＪ−Ｅ　Ｌｉい振幅および位相を保証することであるため、図２の構成において生じ得る問題は１、結合器１７からの出力信号における周波数ｒ、乃至【、が結合器２１からフィードバック・ネットワーク２０′・＼の入力において高い強さとなるため、これら周波数における小さな残留成分が歪み成分の代わりに検出されることである。この結果、必要な信号に比例しエラー信号（即ち、歪み成分）には比例しない位相および振幅調整要素１３．１４に対する制御信号を生じることになる。この問題は、図４に示される図２の望ましい修正において克服される。ここで、方向性結合器５０は、コンバイナ２６の出力から周波数ｆ、乃至ｆ５を選択してこれらをスプリッタ５６、増幅器５１、遅延回路５２、位相調整要素５３および振幅調整要素５４により、結合器２１から得た信号から結合器５０から得た信号を差引くように構成されるコンバイナ５５へ与える。このように、フィードバック・ネットワーク２０′に与えられるコンバイナ５５の出力における周波数ｆｌ乃至ｆ、の強さは、これら信号の検出が実質的に生じないように低減される。フィードバック・ネットワーク１８′と同じ形態でよい別のフィードバック・ネットワーク５９を用いて、位相調整要素５３および振幅調整要素５４を制御する。このフィードバック・ネットワークに対する入力信号は、それぞれスプリッタ５６、およびスプリッタ５８を介して結合器５７から得られる。しかし、これに代わるものとして、基準信号はコンバイナ２６および増幅器５１または遅延要素８間のどの地点でも得ることができる。別の代替例として、各チャンネルのフィードバック・ネットワークに対する基準信号がスプリッタ２３および結合器３６の各々の間で得られる時、要素５１乃至５４およびフィードバック・ネットワーク５９と対応する別のグループの要素を各入力チャンネル毎に設けることもでき、他の入力は各チャンネル毎に１つずつスプリッタ５８と対応するスプリッタを介して結合器５７から得られる。

別のコンバイナがグループの出力と接続され、組合わされた出力がコンバイナ５５と接続される、。

フィルタ４４．４．５、増幅器４（う、、４７、積分器４８．４９、ｉｒＪびブネ、り／ぞ最小化法で使用される微分器を、プ；フグラｊ１されたディジタル信号ゾげ（！ツリー集積回路（ＤＳＰ）の形態に構成することもできるいＤ　Ｓ　Ｐのプログラミングについては、Ａ、Ｂ　ａ　ｔ　ｅｍａ　ｎｔ−ｉよびＷ、　Ｙ　ａ　ｔ、　ｅ　ｓの文献［Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ＤｅｓｉｇｎＪ　（Ｐｉｔｍａｎ、Ｌｏｎｄｏｎ、１９８８年発行）に記載されている１、回路４４乃至４９を示ず図２および図４の各部は、ミクサ４２．４３からの信号が最初に濾波され、４次いで増幅された後積分されるため、これら信号を処理するためのフローチャー　１・と相等のものと見做すことができる。これらの機部を実施するためＤＳＰをプログラミングすることは、当業者の日常業務である。上記の文献の第４章は、フィルタがどのように構成できるか、増幅が文献の１８乃至２０ページおよび９６乃至９７ページに記載される如き多重化により実施され、積分が和であり、マイクロプロセッサのアプリケーションにおける周知のプロセスであることを記載している。

広帯域増幅器をリニア化する回路を構成する際に生じる諸問題の１つは、これら回路が歪みを除去するために正確に機能しなければならないことであり、問題は温度およびエージング（ａｇｅｆｎｇ）と共に生じる。ＤＳＰは、ディジタルで機能するためこのような問題はこうむらず、従ってできる限り図１、図２および図４の回路をＤＳＰで置換することが望ましい。しかし、不要なりＣ成分が０３２回路におけるミクサおよびＡ／Ｄコンバータの欠陥から生じ得る。このような不要な成分は、ＤＳＰ入力信号が実際に可聴周波数にあるようして、ミキシングを不要なりＣ成分を生じないソフトウェアで行わせるよう構成することにより除去することができる。また、実時間動作では、ＤＳＰに対する入力周波数は、ＤＳＰ技術における将来の進歩で更に高い周波数を使用できるようになろうが、５ＫＨｚより非常に高くないことが望ましい。このことを念頭に置いて、ＤＳＰ６０（図５に示される）は１つの増幅器補正回路におけるネットワークの１つ以上あるいは更に全てで動作するように多重化が可能であるが、フィードバック・ネットワーク１８．１８′、２０．２０’および５６は各々図５の回路により置換することができる。更に、ＤＳＰ６０は、異なる入力チャンネルと対応するネットワーク１８′の幾つかに対して動作するよう多重化が可能である。実際には、各々が例えば３個のフィードバック・ネットワークとして働く多数のＤＳＰを使用することがよい。

図５の回路の目的は、約１．ＫＨｚより低くなるようにＤＳＰに対する入力信号の周波数を低減することである。図２および図４の回路１８’を一例とすれば、結合器３４からの接続は６１で示され、同じものであり従って１つの接続により伝送することができるスプリッタ４０からの２つの入力は６２で示される。これらの信号は、８６０乃至９００ＭＨｚの帯域幅にあり、この帯域幅内のある特定チャンネルの周波数がｇｃで示される。ミクサ６３．６４は各発振器６５．６６から約ＩＫＨｚだけ異なる周波数ｇ＋およびｇ２の信号を受取る。ミクサ６３．６４の下位の側波帯は、１つのチャンネルに対してその出力周波数が（ｇ−ｇｒ）および（ｇ−ｇｚ）となるようにフィルタ６６．６８により選択される。６１における信号が基準入力と見做され、６２における信号がエラー信号と見做されるならば、エラーはミクサ６３およびフィルタ６７をへてミクサ７０へ送られ、周波数（ｇｒ　ｇｚ）を有するその出力もまたエラー信号を含む。これも周波数（ｇｒ　ｇ２）の基準信号が、ミクサ７２における発振器６５．６６の出力をミキンシングすることにより得られる。周波数（ｇｒ　ｇ２）の２つの信号は、フィルタ７３．７４により選択されてＤＳＰ６０へ与えられ、これはネットワーク１８′に示されるブロックの機能を実施するようにプログラムされている。先に述べたように、ＤＳＰのプログラミングは当業者の日常業務であり、ＢａｔｅｍａｎおよびＹａｔｅｓの文献を参照されたい。この文献もまた、直角成分信号の処理についての第６．３章およびミクサ４２．４３および９０°の移相回路４１に対する適当な技術を含む修正法についての第６．５章を含む。

しかし、ＤＳＰ６０として使用されるタイプＴＭＳ　３２０Ｃ２５に対するサブルーチン（ａ）乃至（ｆ）の事例が与えられる。このサブルーチンはアセンブリ言語で書かれ、最初の列は命令を含み、２番目の１つまたは２つのオペランドがコンマで分けられる。これらサブルーチンはこの種のＤＳＰに対するマニュアルに示されるメモリーを使用し、信号はそれ自体ニモニックを有する。サブルーチン（ｂ）では、１つの経路における９０″の移相は別の経路における遅れを伴わねばならない。

ａ）人力基準およびＡＤＣからのエラー信号ＩＮ　ＲＥＦＳＩＧ、ＰＡＯ＊入力基準信号ＩＮ　ＥＲ５ＩＧ、ＰＡＬ　＊入力エラー信号ＬＲＬＫ　ＡＲｌ、ＨＤＥＬＩ　＊フィルタ遅延開始の点ＬＡＣＲＥＦＳＩＧ　＊基準入力のロード５ＡＣＬ　＊　木フィルタ遅延線に入力ＭＰＹＫ　Ｏ＊ＰレジリスをクリヤＰＡＣ＊アキュムレータをクリヤＬＲＬＫ　ＡＲｌ、ＨＤＥＬＩＩ　＊フィルタ遅延終了の点ＲＰＴＫ　ＮＨＤＥＬ−１＊反復カウントをセットＭＡＣＤ　ＨＣＯＦＩＩ、＊−＊乗算累計実行ＡＰＡＣ本最終積を累計５ＡＣＨＲＥＦ９０，１　＊Ｈｉｌｂｅｒｔフィルタ結果をセーブＬＲＬＫ　ＡＲｌ、ＨＤＥＬ６　本遅れの中間点ＬＡＣ＊　＊抽出信号５ＡＣＬ　ＲＥＦＯ−＊遅延信号としてセーブＣ）エラー信号を基準信号の１．０バージヨンとミキシングＬＴ　ＥＲ３ＩＧ　＊Ｔレジリスにおけるエラー信号取得ＭＰＹ　ＲＥＦＯ＊Ｉ基準で乗算ＰＡＣ＊アキュムレータにおける積を取得５ＡＣＨＭＩＸｌ、１　本ミクサ結果をセーブＭＰＹ　ＲＥＦＯ０＊Ｑ基準値で乗算ＰＡＣ＊アキュムレータにおける積を取得５ＡＣＨＭＩＸ２．１　本ミクサ結果をセーブｄｌクサ結果の低域フィルタ処理ＬＲＬＫ　ＡＲＩ、ＬＩＤＬＩ　＊フィルタ遅れ開始の点ＬＡＣＭＩＸＩ　本ミクサ結果をロード５ＡＣＬ　＊　＊フィルタ遅延線に入力ＭＰＹＫ　Ｏ＊ＰレジリスをクリヤＰＡＣ＊アキュムレータをクリヤＬＲＬＫ　ＡＲＣ，、ＬＩＤＬ２１　＊フィルタ遅れ終了の点ＲＰＴＫ　ＮＬＰＤＬ−１＊反復カウントをセットＭＡＣＤ　ＬＣＯＦ２１．＊−＊乗算累計を実行ＡＰＡＣ本最終積を累計５ＡＣＨ＊低域フィルタ結果をセーブＣ）低櫨−７琵夕荀ｙｐろ夕≧１９　＞グエ李達び積分ＬＴ　Ｋ　＊Ｔにおける積分器定数ＭＰＹ　ＬＩＲＥＳ−＊低域フィルタ結果のスケーリングＰＡＣ＊アキュムレータにおける積を取得ＡＤＤＨｌＮＴｌ　＊積分器の内容に加算５ＡＣＨｌＮＴｌ　＊新しい結果をセーブ５ＡＣＨＣＮＴＲＬＩ　本制御出力としてセーブｆ）ＤＡＣに対する制御電圧の出力ＯＵＴ　ＣＮＴＲＬＩ、ＰＡＯ＊ＤＡＣ１に対して出力ＯＵＴ　ＣＮＴＲＬ２．ＰＡＯ本ＤＡＣ２に対して出力図５は増幅器４の帯域幅からの動作周波数をＤＳＰによる操作に適する帯域幅へオフセットするため、この手法はオフセット周波数ディジタル制御として知られる。時に、周波数（ｇ−ｇ＋）、（ｇ−−ｇＪおよび（ｇ＋　ｇｚ）は、入手可能なミクサおよび低域フィルタに適するように非常に広い範囲にわたり選択できる中間周波数である。典型的な範囲は、９ＱＱＭＨｚで動作する増幅器に対しては１００と８００ＭＨｚ間である。

別のオフセット・ディジタル・コントローラは図６に示され、これにおいては、ネットワーク１８′の事例では、結合器３４からの信号が結線７５に現れ、スプリッタ４０からの信号は結線７６に現れる。増幅器７７を通過した後、エラー信号と見做すことができる結線７６における信号は、その出力が位相で９０°相互に偏移する回路７８へ送られる。これらの出力は、オフセット・ジェネレータ８２から各直角成分信号を受取るミクサ８０．８１へ与えられる。このため、周波数ｇ　ｃ　＋ｇ　ｏで９０°離れた２つの信号が結合回路８３の出力に現れ、ここでｇ。は発振器８２の周波数であり、約１ＫＨｚにおけるＤＳＰ処理に適している。移相回路８５は発振器８２から回路８０．８１に与えられる信号に対して必要な位相差を提供する。

基準信号と見做される結線７５における信号は位相において９０°離れた２つの出力が回路８６へ与えられ、この出力はそれぞれ、結合回路８３の出力と接続されるスプリブタ回路８９か−ら信号を受取るミクサ８７および８８へ与えられる。

その結果、ミクサ８７および８８の出力は共に周波数ｇ０であるが、位相が９０゜離れている。これら信号は、フィルタ９０．９１により選択され、ネットワーク１８′に示される要素３５．４１．４２．４３と等価の処理ステップがないことを除いてＤＳＰ６０と同じＤＳＰ６０’に対するＩおよびＱ信号を形成する。

本発明の別の実施態様においては、位相および振幅側御信号は図７に示される回路により直接与えることができ、従って、図１、図２および図４のフィードバック・ネットワークのいずれかあるいは全てに対して使用することができる。−例として回路１８’を再び取上げれば、結合器３４からの信号は結線９３上に現れ、基準信号と見做され、またスプリッタ４０からの信号は結線９４上に現れ、エラー信号と見做される。結線９４は、振幅リミッタ９５により位相検出器として働くミクサ９６と接続され、その他の入力は結線９３と接続される。このため、位相エラー信号は検出器９６の出力に現れ、本例では位相調整要素３２と接続される。振幅エラー信号を得るために、位相信号で受取らねばならないコヒーレント検出器９７が使用される。これは、可変移相回路９８を結線９４と検出器９７との間に接続し、結線９３上の基準信号と直角位相関係にその出力をロックする構成を用いて回路９８の移相を自動的に制御することにより行われ、次いでコヒーレント検出器に対する必要な同位相関係が９０°移相回路９９により提供される。

移相回路９８に対する側御は、移相回路９８および結線９３から信号を受取る位相検出器１０１から得られる。検出器１０１からの低周波数はフィルタ１０２により選択され、制御信号として可変移相回路９８へ与えられる。このため、回路９８の出力および結線９３上の信号が直角位相関係になければ、回路９８により与えられる位相シフトは直角位相が得られるまで調整される。検出器９７の出力信号は、振幅の誤差と比例し、本例では振幅調整要素３３を制御するように接続される。代替例として、ループ・フィルタ１０２が、可変移相回路９８に対する比例制御に加えて積分制御装置を提供する積分回路と並列の増幅器により直換することができる。全図面にわたり示される位相調整要素は、２つのポートがパリーキャップ・ダイオード（キャパシタンスが加えられたバイアスと共に変化するダイオード）と接続された直角成分ハイブリッド回路を用いて構成することができる。この関係においては、直角成分ハイブリッド回路は、入力信号が加えられる第１のポ・−ト、パリ・キャップ・ダイオードが接続される各第２および第３のポート、および回路に対する出力を提供する第４のポートを有するものと見做すことができる。第２および第３のポートにおける信号は直角位相にあり、これらポートを終端するキャパシタンスの変化が第１と第４のポート間の位相偏移を生じる。本明細書全体にわたり述べた振幅調整要素もまた、直角成分ハイブリッド回路を用いて構成することもできるが、この場合パリ・キャップ・ダイオードはＰＩＮダイオードと置換される。両方の場合に、制御信号はパリ・キャップ− ダイオードあるいはＰＩＮダイオードに対するバイアス信号として適当に与えられる。

本発明は特に記載した以外の多くの方法で実施することができることが理解されよう。

広帯域増幅は、単一人力および単一または多重エラー判定ループを用いて達成可能であり、後者はネットワーク１８あるいは低域フィルタを用いる相等回路に対する個々の入力信号を生じる。

更に別の構成も、個々の入力信号がベースバンド（可聴周波数）であるフィードフォワード「送信機」として記述することができる。これらの信号は、増幅前に無線周波数に変換される。このような送信機においては、増幅および位相制御のための制御信号を得るためフィードバック・ネットワークの少な（とも一部に対して信号が得られる地点は図に示したものとは異なり得る。あるものは、オーディオ入力信号から得ることができる。

ｆｌ　周波数Ｆｉｇ、３Ｆｉｇ、６要約書特に約１００ＭＨｚ以上の周波数においてリニア状になるよう意図された歪みのない広帯域増幅器を提供する。減育器１１における比較によりエラー信号が増幅器４の出力から形成され、歪みを低減するためエラー信号が結合器１７において増幅器出力と合成される。本発明は、多重チャンネルにおける構成要素２４．２５によりエラー信号を形成する信号の、また構成要素１３．１４によるエラー信号における自動的な振幅および位相の制御を行う。これら構成要素は、フィードバック・ネットワーク１８′および２０′から制御信号を受取り、このネットワークはＲｉｊ器１器上１前段の結合器３４．３６、エラー信号を通す結合器２２、および結合器１７の後段の結合器２１からの３つの入力信号の内２つをそれぞれ処理する。フィードバック−ネットワークにより使用される２つの入力信号を用いて、９０″移相器４１およびミクサ４２．４３により同位相および直角位相の信号を形成する。これら信号はそれぞれ、増幅され（４６，４７）、積分され（４８，４９）で、制御信号を提供する。フィードバッターネットワークからの入力信号は、周波数が低減されてＤＳＰへ送られ、これが制御信号を提供する。

補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８）平成　４年１０月２６日り

Claims

【特許請求の範囲】

１．増幅器により生じる歪みを低減する装置において、増幅器の入出力に接続されて、増幅器の出力に依存するエラー信号と、歪みのない出力信号を生じることが要求される増幅器に供給される入力信号とを得るエラー信号生成手段と、エラー信号を用いることにより増幅器の出力信号における歪みを打消す補正手段とを設け、前記エラー信号生成手段が、第１および第２のそれぞれ同時に得られる制御信号に応答して前記歪みの改善された打消しを与えるため、エラー信号あるいは増幅器出力信号、および（または）エラー信号の生成に際して用いられる信号の振幅および位相をそれぞれ自動的に調整する独立的に働く第１および第２の調整手段を含み、前記入力信号または該入力信号から得た信号に依存して前記第１および第２の制御信号を生成する制御手段を、設けてなることを特徴とする装置。
２．前記エラー信号生成手段が、前記歪みが略々打消される時、前記第１および第２の制御信号が相互に実質的に独立的である如きものであることを特徴とする請求項１記載の装置。
３．前記エラー信号生成手段が、前記エラー信号の生成に際して、前記増幅器の出力信号を表わす信号から入力信号を差引く減算手段を含み、前記第１および第２の調整手段が、前記増幅器または前記減算手段に対する前記入力信号の位相および振幅を前記制御信号に応答して、エラー信号が実質的に前記歪みのみを含むように調整するよう構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の装置。
４．前記補正手段が前記歪みの実質的に最適な打消しを実施するように、第３および第４の同時に独立的な制御信号に応答して前記エラー信号の位相および振幅をそれぞれ自動的に調整する独立的に動作する第３および第４の調整手段を設けることを特徴とする請求項３記載の装置。
５．複数の入力信号チャンネルを組合わせて前記増幅器に１つの入力を与える手段を設け、前記第１および第２の調整手段が、前記入力チャンネルに対して１対ずつ複数の位相および振幅調整要素を含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の装置。
６．前記制御手段が、第１および第２の制御手段の入力信号を処理して前記第１および第２の制御信号を生じる手段と、入力信号を表わす信号が生じる装置における場所から第１の制御手段入力信号を取出す第１の手段と、前記エラー信号を表わす信号が生じる装置における場所から第２の制御手段入力信号を取出す第２の手段とを含むことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の装置。
７．請求項５に関する装置であって、前記処理手段が、１つが各入力信号チャンネルと関連して前記第１の制御信号の１つおよび第２の制御信号の１つを関連するチャンネルの調整要素に与える複数の下位装置を含み、前記第１の手段が各入力信号チャンネルから信号を取出して、各サブ装置毎に１つずつ第１の制御手段の入力信号を与える手段を含み、前記第２の手段が、前記補正手段に対する入力におけるエラー信号を取出す手段と、取出されたエラー信号を、前記サブ装置毎に１つずつ複数の第２の制御手段の入力信号に分割する手段とを含むことを特徴とする請求項６記載の装置。
８．請求項５乃至７のいずれかにに関する装置であって、前記制御手段が、第３および第４の制御装置の入力信号を処理して第３および第４の制御信号を生じる手段と、前記第３の制御手段の入力信号を、前記補正装置の出力信号を表わす信号が生じる装置の場所から取出す第３の手段と、前記第４の制御手段の入力信号を、前記エラー信号を表わす信号が生じる装置の場所から取出す第４の手段とを含むことを特徴とする請求項４記載の装置。
９．請求項７に関する装置であって、前記補正手段に対する入力におけるエラー信号を取出す前記手段もまた前記第４の手段を形成することを特徴とする請求項８記載の装置。
１０．前記処理手段の少なくとも１つあるいはそのサブ装置が、前記制御手段の入力信号から同位相および直角位相信号またはこれを表わす信号を得、かつ前記処理手段またはサブ装置に与えられる制御手段の入力信号の相対的位相および振幅の極性および大きさにより表わされる制御信号を生じるように構成されることを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装置。
１１．前記処理手段の少なくとも１つあるいはそのサブ装置が、第１および第２のミクサと、該第２のミクサの１つの入力に接続される直角位相偏移手段とを含み、該第１のミクサおよび偏移手段が、それぞれ第１および第２の制御手段の入力信号、または第３および第４の制御手段の入力信号を、あるいはそれを表わす信号を受取るように接続され、各々が直列に接続された低域フィルタと微分手段と積分手段とを含む第１および第２のグループを含み、前記第１および第２のグループの入力がそれぞれ前記第１および第２のミクサの出力と接続され、前記第１および第２のグループの出力がそれぞれ前記制御信号の１つを生じることを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装置。
１２．前記処理手段の少なくとも１つ、あるいはそのサブ装置が、第１および第２のミクサと、該第２のミクサの１つの入力で接続された直角位相手段とを含み、該第１のミクサおよび偏移手段がそれぞれ、第１および第２のあるいは第３および第４の制御手段の入力信号を受取るように接続され、各々が直列に接続された低域フィルタと増幅器と積分手段とを含む第１および第２のグループとを含み、該第１および第２のグループの入力がそれぞれ前記第１および第２のミクサの出力と接続され、該第１および第２のグループの出力がそれぞれ制御信号の１つを提供することを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装置。
１３．前記処理手段の少なくとも１つが、前記制御手段の入力信号の周波数を低減するオフセット手段を含むことを特徴とする請求項６乃至１２のいずれかに記載の装置。
１４．前記オフセット手段が、周波数の差が前記制御手段の入力信号の所定の低減された周波数と等しい出力周波数を有する第１および第２の信号ジェネレータと、前記第１および第２の信号ジェネレータの出力、および前記処理手段に対する制御手段の入力信号の各々をそれぞれ受取るよう接続された第３および第４のミクサと、前記第３および第４のミクサの出力信号の下位の側波帯を選択する手段と、前記信号ジェネレータの出力信号を受取るように接続された第５のミクサと、前記下位の側波帯を受取るように接続された第６のミクサと、前記第５および第６のミクサの出力信号の下位の側波帯を低減した周波数制御手段の入力信号として選択する手段とを含むことを特徴とする請求項１３記載の装置。
１５．前記処理手段の少なくとも１つが、制御手段の入力信号、および相互に直角位相の２つの出力の所定の低減された周波数における出力周波数を有する信号ジェネレータと、それぞれが対の各ミクサに対して直角成分の信号を与えるように接続され、それぞれ前記処理手段に対する制御手段入力信号を受取るよう接続された入力端子を持つ第１および第２の対のミクサとを含み、前記第１の対のミクサが、前記信号ジェネレータの各出力を受取るように接続され、ミクサの出力信号を組合わせるように接続された出力端子を有し、前記第２の対のミクサが、前記第１の対の組合わせられる出力信号を受取るように接続され、個々の出力端子を有し、前記第２の対のミクサの下位の側波帯を、低減した周波数の制御手段の入力信号として選択する手段を含むことを特徴とする請求項１３記載の装置。
１６．前記低減された周波数の制御手段の入力信号が、前記処理手段の一部をなすディジタル信号処理集積回路（ＤＳＰチップ）へ送られることを特徴とする請求項１３乃至１５のいずれかに記載の装置。
１７．前記処理手段またはそのサブ装置の少なくとも１つが、振幅制御信号および位相制御信号をそれぞれ第１および第２の制御信号として、あるいは第３および第４の制御信号として生じる極座標手段を含むことを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装置。
１８．前記極座標手段が直角位相にある前記処理手段に対する２つの制御手段の入力信号の位相を調整する位相調整手段と、前記直角位相制御手段の入力信号を受取るように接続されて第１の制御信号を生じるコヒーレント検出器と、前記処理手段に対する前記制御手段の入力信号を受取るように接続された振幅リミッタと、前記振幅リミッタの出力と、基準入力として前記制御手段の入力信号の他方を受取るように接続された第２の制御信号を生成する位相検出器とを含むことを特徴とする請求項１７記載の装置。
１９．前記第１および第２の調整手段、および存在するならば第３および第４の調整手段の少なくとも１つが増幅器を含むことを特徴とする請求項１乃至１８のいずれかに記載の装置。
２０．増幅器により生じる歪みを低減させる方法において、増幅器の出力信号に依存するエラー信号と、歪みのない出力信号を生じることが要求される該増幅器に供給される入力信号とを取得し、前記増幅器により生じる歪みをエラー信号を用いて打消し、前記歪みの実質的に改善された打消しを生じるため同時に得た第１および第２の制御信号の各々に応答しで、前記エラー信号、前記増幅器出力信号および（または）該エラー信号の生成に際して使用される信号の振幅および位相を独立的に自動的に調整し、前記入力信号またはこれから得た信号に依存して各制御信号を住成するステップを含むことを特徴とする方法。
２１．前記エラー信号を取得することが、前記増幅器の出力信号を表わす信号から入力信号を差引くことを含み、前記増幅器に対する、あるいはエラー信号の取得の際使用される如き入力信号の位相および振幅が、該エラー信号が実質的に前記歪みのみを含むように位相および振幅において調整され、前記第１および第２の制御信号が、前記入力信号の位相および振幅を調整するため使用され、前記入力信号、エラー信号あるいはそれを表わす信号に依存して取得されることを特徴とする請求項２０記載の方法。
２２．前記エラー信号の位相および振幅が、該エラー信号を用いて前記歪みを打消すことが実質的に最適であるように位相および振幅において調整され、第３および第４の制御信号が、エラー信号の位相および振幅の調整の際に使用され、前記エラー信号および増幅器出力信号に依存して取得されることを特徴とする請求項２１記載の方法。
２３．複数の入力信号チャンネルを組合わせて増幅器に対する１つの入力を生じ、各入力信号チャンネルから第１の制御入力信号を取出し、前記エラー信号を表わす第２の制御入力信号を取出し、振幅および位相の自動的な調整が、制御入力信号を使用し、かつ１つが各入力信号チャンネルと関連して第１の制御信号の１つと第２の制御信号の１つを提供して関連するチャンネルの振幅および位相を調整することを含むことを特徴とする請求項２０乃至２２のいずれかに記載の方法。
２４．請求項２１に関する方法であって、歪みの打消し後に増幅器の出力信号を表わす第３の制御入力信号を取出し、前記エラー信号を表わすものとして第４の制御入力信号を取出すことを含むことを特徴とする請求項２３記載の方法。
２５．前記制御信号の少なくとも２つを生成することが、前記制入力御信号の２つから位相および直角成分信号で得、かつ位相および位相成分信号から２つの制御信号を得ることを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。
２６．前記制御入力信号の２つの周波数を低減し、低減された周波数の信号から２つの制御信号を生成することを含むことを特徴とする請求項２５記載の方法。
２７．増幅器により生じる歪みを低減させる装置において、増幅器の入出力に接続して、増幅器の出力に依存するエラー信号と、歪みのない出力信号を生じることが要求される増幅器に供給される入力信号するためのエラー信号生成手段と、エラー信号を用いて増幅器の出力信号における歪みを打消す補正手段とを設け、前記エラー信号生成手段が、前記歪みの改善された打消しを行うため少なくとも１つの制御信号に応答して、エラー信号または増幅器の出力信号、および（または）該エラー信号の生成に際して使用される信号の振幅および（または）位相を自動的に調整する調整手段を含み、歪みの打消しの後、前記入力信号、エラー信号および（または）増幅器の出力の一部を取出す手段と、取出される信号の周波数を低減するオフセット手段と、前記低減された周波数の信号に依存して各制御信号を生成する制御手段とを設けてなることを特徴とする方法。
２８．前記オフセット手段が、周波数の差が低減された周波数の信号の所定の出力周波数と等価である出力周波数を有する第１および第２の信号ジェネレータと、前記第１および第２の信号ジェネレータの出力をそれぞれ受取り、前記取出された部分の各々を受取るように接続された第３および第４のミクサと、前記第３および第４のミクサの出力信号の下位の側波帯を選択する手段と、前記信号ジェネレータの出力信号を受取るよう接続された第５のミクサと、前記下位の側波帯を受取るように接続された第６のミクサと、低減された周波数の信号として前記第５および第６のミクサの出力信号の下位の側波帯を選択する手段とを含むことを特徴とする請求項２７記載の装置。
２９．前記オフセット手段が、前記低減された周波数の信号の所定の出力周波数における出力周波数を有し、相互に直角位相関係にある２つの出力を有する信号ジェネレータと、各々が直角位相における信号を対の各ミクサに与えるよう接続された入力を有し、前記取出された部分の各々を受取るよう接続される第１および第２の対のミクサとを含み、前記第１の対のミクサが、前記信号ジェネレータの各出力を受取るように接続され、かつ前記ミクサの出力信号を組合わせるよう接続された出力端子を有し、前記第２の対のミクサが、前記第１の対の組合わせられた出力信号を受取るように接続され、かつ個々の出力端子を有し、低減した周波数の信号として前記第２の対のミクサの下位の側波帯を選択する手段を含むことを特徴とする請求項２７記載の装置。
３０．前記制御手段が、前記低減された周波数の信号を入力信号として受取るように接続されたディジタル処理集積回路（即ち、ＤＳＰチップ）を含むことを特徴とする請求項２８または２９に記載の装置。
３１．増幅器により生じる歪みを低減させる装置において、増幅器の入出力に接続されて、該増幅器の出力に依存するエラー信号、および歪みのない出力信号を生じることが要求される増幅器に供給される入力信号を取得するエラー信号生成手段と、前記増幅器の出力信号における歪みを、エラー信号を用いて打消す補正手段と、を設けてなることを特徴とする装置。
３２．添付歯面に関して本文に実質的に記載された如き増幅器により生じる歪みを低減する装置。
３３．本文に実質的に記載された如き増幅器により生じる歪みを低減する方法。