JP3035345B2 - 増幅における歪みの低減のための装置および方法 - Google Patents

増幅における歪みの低減のための装置および方法

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Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、増幅器における歪みの低減に関し、特に高
電力広帯域リニア増幅器（high power broadband li
near anplifiers）における歪みを低減するため、フィ
ードフォワード補正ループにおける実時間フィードバッ
ク手法の使用に関する。
（背景技術） 全てのリニア増幅器は増幅を要求される信号をある程
度歪めるものであり、このことは２つ以上の独立チャン
ネルが増幅される時は特に望ましくない。このような状
況においては、干渉を生じ得、基礎となるシステムの劣
化動作を結果として生じる望ましくない相互変調積が生
成される。この理由により、これら歪み生成はある予め
定めたレベルより低く保持されねばならず、この機能を
行うため多くの手法が示唆されてきた。
公知のオーディオ増幅器理論に基づいて、歪みを取除
くため種々のフィードバック手法が開発されている。こ
れらは、一般に増幅器の最終出力周波数で動作する信号
フィードバック、および全送信機のベースバンド入力周
波数で動作する変調フィードバックの分野で構成されて
いる。これらの方式は、共に２つの共通の問題、即ち、
フィードバック・ループ利得の高い値における不安定性
および劣った広帯域性能から免れない。その結果、これ
らの手法は一般に単一チャンネルで動作する狭帯域増幅
器に限定されてきた。
先行歪み手法（predistortion techniques）は、先
行歪み信号の振幅および位相の重みを適応的に変更する
ことによりフィードバック・システムに固有の不安定の
問題を排除するため提示されたが、これらの手法は実時
間で動作するものではない。更新プロセスは増幅器にお
けるパラメータのドリフトを補償するのに充分に頻繁で
あるが不安定性を回避するほど頻繁でなく行われねばな
らない。通常、このような手法は、種々の先行歪みパラ
メータを記憶するため大量のメモリー量およびこれらパ
ラメータを更新するため妥当量の処理電力を必要とする
短所を有する。
フィードフォワード手法は、これら手法が、リニア的
に増幅された信号に加えられる時相互変調積を打消す遅
延したエラー信号を生じることに依存するため、先に述
べた全ての問題を克服する。これら歪み成分の打消しの
程度は、エラー信号の利得および位相調整の精度に大き
く依存している。これら信号は、増幅器の性能を最も高
いレベルに維持するために連続的に調整されねばならな
い。米国特許第4,580,105号においては、このような調
整は、増幅器を通過した後に取出されエラー信号の利得
および位相を制御するため使用されるパイロット信号を
注入することにより達成される。
英国特許明細書第２ 107 540B号は、増幅器の出力
信号をその入力信号に比較して増幅器の出力信号と組合
わされるエラー信号を得ることによりエラー信号が得ら
れるフィードフォワード増幅器について記載している。
一方が比較において使用される信号用で、他方がエラー
信号に対するものである２つの補償回路が使用される。
この補償回路の出力の振幅および位相は、補償回路にお
ける２つの並列の広帯域増幅器の利得を制御する２つの
信号により自動的に制御される。全体として、この並列
構成が所用の補償を提供する。この構成は、２つの広帯
域増幅器が非常に類似したものでなければならず、また
有効な補償を得ようとすればその制御信号を得る回路が
慎重に制御されねばならないため、構成および動作が難
しい。これは、どんな周波数でも困難であるが、特に10
0MHz以上の周波数において困難である。どんな矛盾で
も、単一の周波数あるいは狭い帯域においてのみ達成さ
れる望ましくないエラー信号成分の打消し（あるいは、
最終的な出力の歪み）をもたらすことになるため、２つ
の増幅器の利得対周波数の特性は相互に追従しなければ
ならない。組合わされる増幅器の周波数応答（利得と位
相の双方における）の完全な平滑さもまた、主エラー増
幅器応答が平滑でなければならないと同様に良好でなけ
ればならず、これは付加的かつ望ましからざるシステム
の拘束要因となる。上記の仕様は英国特許明細書第２
167 256A号に示され、これにおいては位相および振幅
の制御が単に事例として示される如く引用されている。
各振幅および位相の制御が行われるこの示唆は、誤りで
あるように思われる。米国特許第4,885,551号は、これ
も振幅および位相の補償回路を使用し、利得および位相
制御が交互に利得および位相を調整するプログラムされ
たコントローラにより提供される構成について記載して
いる。記述された構成は、個々に位相および利得に依存
する信号を提供せず、従って利得および位相の調整は独
立的でない。また、連続的な信号を用いることにより、
位相および利得の調整は比較的冗長となり、多くの用途
に対して適さない。
（発明の要約） 本発明の第１の特質によれば、増幅器により生じる歪
みを低減するための装置が提供され、その構成は 増幅器の出力に依存するエラー信号と、歪みのない出
力信号を生じるため要求される増幅器に与えられる入力
信号を得るための増幅器の入出力に接続されるエラー信
号生成装置と、 該エラー信号を用いることにより増幅器の出力信号に
おける歪みを打消す補正装置とを含み、 該エラー信号生成装置は、前記歪みの改善された打消
しを生じるように第１および第２の同時に得た制御信号
の各々に応答して、エラー信号あるいは増幅器の出力信
号、および（または）エラー信号の生成に用いられる信
号の振幅および位相を自動的にそれぞれ調整するための
直列接続された独立的に動作する第１の振幅調整装置お
よび第２の位相調整装置を含み、 一方が前記入力信号またはこれから得られる信号に依
存する、少なくとも２つの信号から第１および第２の制
御信号を生じる制御装置を含む。
本発明の第２の特質によれば、増幅器により生じる歪
みを低減する方法が提供され、下記のステップを含む。
増幅器の出力信号および歪みのない出力信号を生じる
ことが要求される増幅器に与えられる入力信号に依存す
るエラー信号を取得し、 エラー信号を用いて増幅器により生じる歪みを打消
し、 前記歪みの実質的に改善された打消しを生じるように
同時に得られた第１および第２の制御信号の各々に応答
して、エラー信号あるいは増幅器出力信号、および（ま
たは）エラー信号の生成に用いられる信号における振幅
調整および位相調整を逐次自動的に行い、 一方が前記入力信号またはこれから得られた信号に依
存する、少なくとも２つの信号から制御信号を生成する
こと。
同時に得られた装置に応答して振幅および位相の制御
のための独立的に動作する調整を行うことにより、本発
明は、米国特許明細書第２ 107 540B号および同第２
167 256A号、および米国特許第4,885,551号に関して
先に述べた温度、エージングおよび動作速度の諸問題の
取扱いを助け、かつ例えば100MHz以上で動作する広帯域
増幅器に適する高速な調整を可能にする。
フィードフォワード歪み補正を用いて増幅器のエラー
判定ループおよびエラー打消しループの双方における利
得および位相の調整を最適化するよう働く多くの実時間
フィードバック制御法について本明細書で記載されてい
る。ここで述べた手法は、単一および多数の入力チャン
ネルおよびエラー判定ループの双方を用いて狭帯域およ
び広帯域の両補正を網羅する。
エネルギの最小化および同位相直角成分（Ｉ−Ｑ）ゼ
ロ探索手法を含む幾つかの異なる形態の制御システムに
ついて記載される。こここに述べる制御システムは、エ
ラー判定ループおよびエラー打消しループの両方に適用
することができる。
次に、本発明の幾つかの実施例について添付図面に関
して事例として記述する。
（図面の簡単な説明） 図１は、フィードバック最適化によるフィードフォワ
ード増幅システムを示す本発明の一実施例のブロック
図、 図２は、フィードバックの実時間パラメータ調整によ
るフィードフォワード増幅システムを示す本発明の別の
実施例のブロック図、 図３は、動作中図２の種々の点における単純化された
スペクトラムを示す図、 図４は、図２の構成の変更バージョンを示す図、 図５および図６は、オフセット周波数法およびディジ
タル信号プロセッサを用いる実施例のブロック図、およ
び 図７は、極座標制御信号がパラメータ調整のため得ら
れる一実施例のブロック図である。
（実施例） 図１において、端子１における入力信号は、主増幅器
４に対する主経路３および位相および利得調整要素６お
よび７に対する下位経路５の２つの経路間でスプリッタ
２により分割される。主増幅器４からの出力信号は、相
互変調形態における歪み成分を含む。主増幅器出力のサ
ンプルは、方向性結合器９により得られ、コンバイナ
（combiner）11へ送られる。コンバイナ11に対する他の
入力は、時間遅延要素８の正しい選択および移相要素６
の正しい調整により、サンプルされた電力増幅器出力に
対して逆位相となるように構成される（これにより、減
算器を形成する）。入力信号の最適の打消しのために
は、振幅レベルもまた等しくなければならないためこれ
は充分ではなく、これは可変利得要素７の正しい調整に
よって構成される。減算器11の出力から得られる信号
は、理論的には、歪み成分のみを含み、エラー信号を形
成する。
先に述べたものと類似の手段により、エラー信号は主
増幅器４の出力に存在する歪み成分を打消すために使用
される。この場合、方向性結合器９の「通過」経路を通
った主増幅器の信号は、時間遅延要素16により遅らされ
て、減算器として働く方向性結合器17の１つの入力へ送
られる。方向性結合器17の他の入力は、時間遅延要素1
2、位相および利得調整要素13、14、およびエラー増幅
器15を用いて、コンバイナ11（減算器として働く）から
前に得たエラー信号を処理することにより得られる。可
変利得および移相要素13、14は、結合器17の出力信号に
存在する不要の歪み成分の最大打消しを生じるように調
整され、また増幅器15における位相および振幅のエラー
信号も斟酌する。
経路５における基準信号は、問題となる周波数におけ
る電力増幅器４の特定の利得および位相の異常を補償す
るため、可変移相要素６および可変利得要素７により位
相および振幅が独立的に調整される。次に、利得および
位相の重みを付した基準信号が時間遅延させられて加算
器11に対する入力を形成する。
可変移相要素６および可変利得要素７の自動調整は、
下記の如く行われる。減算器11の後段で方向性結合器10
によりエラー信号のサンプルが得られ、フィードバック
・ネットワーク18に対する１つの入力を形成する。基準
信号のサンプルは方向性結合器19を用いて得られ、フィ
ードバック・ネットワーク18に与えられる第２の信号を
形成する。これら２つの信号の適当な処理は、いかに述
べる如く、可変移相要素６および可変利得要素７に対す
る２つの制御信号を生じる。
可変移相調整要素13および可変利得調整要素14は、更
に別のフィードバック・ネットワーク20により制御され
る。この制御ネットワークに対する入力は、時間遅延要
素16の後段の方向性結合器21およびエラー増幅器15の後
段の方向性結合器22からのものである。これら２つの信
号の適当な処理は、位相および振幅の調整要素13および
14に対して必要な制御信号を生じる。
方向性結合器10、19、21、22の位置は、同じ情報が得
られ位置へ変更することができる。例えば、結合器19
は、時間遅延要素８の後に置くことができ、また結合器
22は増幅器15、利得調整要素14、位相調整要素13または
時間遅延要素12の前に置くことができる。
本明細書に述べた手法は、単一および複数の両入力信
号操作に適用し得る。図１は、単一チャンネル補正シス
テムを示し、エラー判定ループにおける補正が基準信号
経路において生じる。補正は、主増幅器前に主増幅器経
路に等しく与えることができ、多数の補正もまた増幅器
の周波数依存特性を克服するため与えることもできる。
本発明は、かかる全ての構成を含む。
図２は、位相および振幅の補正が主信号経路で行われ
る本発明の別の同様な望ましい実施態様を更に詳細に示
している。図１におけると同じ図２における機能を持つ
構成要素は同じ参照番号を持ち、図３の（ａ）乃至
（ｇ）に示されるスペクトラムが現われる点が図２の
（ａ）乃至（ｇ）により示される。
図２に対する入力は、各々がそれ自体のチャンネルに
おける多数の入力信号の形態を呈し、このチャンネルは
例えば約100のセルラー電話チャンネル（cellular tel
ephone chnnels）の如き多数のチャンネルの１つでも
よい。このような信号は、単一の広帯域増幅器４におい
て増幅されて、共通アンテナ（図示せず）へ与えられ
る。ｎ個の入力信号の内３つのスペクトラムが図３
（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示される。入力信号は、
それぞれ２つの経路へスプリッタ23により分割され、一
方の経路は基準経路コンバイナ26に対する入力を形成
し、他方は位相及び利得の調整の後、主電力増幅器４に
対する入力の一部を形成する。各入力信号は、各信号の
個々の周波数における電力増幅器４の特定の利得および
位相異常を補償するため、可変移相要素24および可変利
得要素25のグループにより位相および振幅が独立的に調
整される。利得および位相が調整された入力信号は、次
にコンバイナ28で加算されて主電力増幅器４に対する入
力を形成する。増幅器４の出力スペクトラムは図３
（ｄ）に示され、周波数f1より低くそして周波数fnより
高い周波数成分を含む。これらの成分は、増幅器４に生
じる歪みを表わし、周波数fnの数および周波数スペクト
ラムにおけるその間隔に依存している。これらは、簡単
な形態で図３（ｄ）および図３（ｅ）に例示としてのみ
示される。結合器17における増幅器出力からエラー信号
を差引くと、図３（ｅ）の出力信号スペクトラムを得
る。
エラー信号は、基準位相における移相調整要素６およ
び利得調整要素７が主増幅器に対する入力経路における
構成要素24、25のグループにより置換されることを除い
て、図１に対して先に述べたと同じ方法で加算器11から
得られる。更に、位相および振幅成分に対する制御信号
は異なる点から得られる。エラー信号は、非常に低いレ
ベルの入力信号成分を持つ図３（ｆ）のスペクトラムを
有する。
グループ24、25における１対の位相および利得調整要
素32、33の自動的な調整は、下記の如く行われる。エラ
ー信号のサンプルは、方向性結合器22により得られ、ス
プリッタ40を介して２つの直角成分ミクサ42、43の各々
に対する１つの入力を形成する（２つのこのようなミク
サおよびこれに接続された回路は各入力信号毎に要求さ
れ、１対のみが図２に示される）。第１の入力信号のサ
ンプルは、方向性結合器34を用いて得られ、スプリッタ
35によりミクサ43へ、また直角位相成分回路41へ送られ
る。回路35の出力は、ミクサ42に対する１つの入力を与
える。同様に、グループ36における結合器は、他の対の
ミクサ、直角位相成分回路および後段の回路に対する信
号を与える。
図２におけるネットワークは、汚染されないエラー信
号（uncontaminated error signal）を生じるため加
算器11で正しく打消しを行うように各チャンネル入力信
号の周波数の位相および振幅が個々に調整されることを
可能にする制御信号を与えることを除いて、図１のフィ
ードバック・ネットワーク18と同じ機能を有することを
示すため18′で示される。図１において、ネットワーク
18に対する一方の入力信号が基準信号であり、他方の入
力信号はエラー信号であるが、図２においてはネートワ
ーク18′に対する一方のグループの入力信号は主増幅器
の入力信号であり、他方は増幅器15による増幅（およ
び、その関連する構成要素13、14による位相および振幅
の補正）の後のエラー信号である。このため、ネットワ
ーク18、18′は（主経路または基準経路における）増幅
器の入力信号およびエラー信号を含む入力信号を使用す
る。
不要なエラー信号成分（即ち、図２におけるチャンネ
ル入力信号の周波数f1乃至fn（図３（ｆ））を識別する
ため、チャンネル入力信号を用いることにより、ネット
ワーク18、18′は要求される制御信号を生じることがで
きる。図２において、結合器36のグループからの入力信
号は、結合器22からのエラー信号におけるチャンネル入
力信号の周波数を選択するため（ミクサにおいて）使用
されるものと見做すことができる。これが行われる２つ
の方法は、最初は同位相（Ｉ）および直角成分（Ｑ）法
により、次にエネルギ最小化法により、図２に関して説
明される。
均衡状態のミクサの、あるいはダイオード・リング変
調器の如き位相検出器の出力信号のDC成分は、ミクサ入
力信号が直角位相（quadrature）にある時ゼロを通る。
このDC成分の大きさは入力信号の振幅および相対位相に
依存し、相対位相がDC成分の符号を決定する。ミクサ4
2、43の出力は、同時に独立するＱおよびＩを表わし、
そのDC成分（図３（ｇ）参照）は低域フィルタ44、45に
より選択される。これら両DC成分がゼロである時、入力
信号f1乃至fnはエラー信号から除去されている。
これらの出力信号は位相および振幅調整要素32、33を
制御するサーボ・ループの一部であり、ＱおよびIDC成
分は調整が生じる際大きさが変化する。これらの変化す
るDC成分は、増幅器46、47に与えられ、これら増幅器の
出力が共にゼロである時、エラー信号の位相および振幅
はエラー信号からのチャンネル入力信号の完全な打消し
を生じるのに正しい。増幅器の出力が変動する条件下で
正または負となると、チャンネル入力信号の位相および
振幅は、調整要素32、33に与えられるエラー信号を用い
て完全な打消しを生じるように補正される。
増幅器の出力が要求される制御信号のセンス（方向）
のみを与えるため、要素48、49を用いてその後の積分が
必要となる。これら出力は時間的に増幅器の出力信号を
加算して、正しい制御電圧レベルを得る。位相および利
得の調整要素32、33に対する制御信号が、積分器48、49
の出力により形成される。図示の如く、積分器48は要素
32と接続され、積分器49は要素33と接続されるが、回路
における遅れおよび接続によるネットワーク18′に対す
る入力における位相関係に依存して、積分器48は要素33
と接続され、積分器49は要素32と接続される。これらの
接続の選択は経験的に行われ、あるいは図２に示される
接続が図示の如く行われるが、手動調整可能な遅れがネ
ットワーク18′に対する入力に挿入することができ、回
路の機能を適正に行うように調整することができる。
積分器48および49からの制御信号が相互に独立的であ
り、この場合、コンバイナ28に対する各入力信号の振幅
および位相におけるエラーの一方あるいは両方が小さけ
れば、一方の信号における変化が他方の信号における著
しい変化を伴わないことが示される。
グループ24、25における他の位相および利得調整要素
は、上記の他の対のミキサに対する入力として使用され
る結合器36のグループからの各信号と同じ方法で制御さ
れる。スプリッタ40は、これらのミキサ対に対する他の
入力を与える。
図１のネットワーク18は、同じ手法を単一チャンネル
形態で使用することができる。
信号ＩおよびＱは、有極信号（polar signal）を生
じるよう直角座標から極座標への変換により振幅および
位相を表わすように変換することができる（即ち、信号
（I2＋Q2）1/2およびTan-1Q/Iが得られる）。次いで利
得および位相調整成分は、それぞれ「径方向」および
「角度」の有極信号により制御される。
同様な手法をフィードバック・ネットワーク20′およ
び（スプリッタ40なしに）フィードバック・ネットワー
ク20において使用することができる。この場合の目的
は、歪みを表わすエラー信号の大きさを、増幅器４から
の信号におけるものと結合器17において同じになるよう
に、しかし減法および打消しが生じるように逆の位相な
るように調整することである。スプリッタ40からの２つ
の入力は、ネットワーク20′において、一方が直角成分
移相（図示せず）を介してミキサ（図示せず）と接続さ
れる。積分器（図示せず）からの出力は、位相および振
幅調整要素13、14へ送られる。唯１つのＩ信号およびＱ
信号が得られ、唯１つの位相および１つの振幅調整要素
が使用されるに過ぎない。
上記のエネルギ最小化手法が、図２の２つの変化によ
り実施される。第１に、ミキサ42、43は、その入力信号
が直角位相にある時その出力信号のDC成分が最小化さ
れ、出力信号の変化の方向が位相により決定される形式
のものである。第２に、増幅回路46、47が各微分器（図
示せず）により置換される。位相および振幅調整要素3
2、33が正しく調整される時ミキサ出力が最小となるた
め、前記変化の方向を確保するため微分が要求され、積
分は前のように要求されて要素32、33に対する各制御信
号を生じる。
先に述べた如きエネルギの最小化もまた、上記の入力
を用いてフィードバック回路20′に対して使用すること
ができ、また単一チャンネル・バージョンではネットワ
ーク20に対して使用することができる。他の公知のエネ
ルギ最小化手法、例えばダイオード検出器の使用もまた
適当である。
増幅器４における広帯域信号に対して要求される位相
の調整は、全帯域に対して360゜以上となり、従って、
位相調整要素６、13およびグループ24においては、360
゜の遅れ以上と等しい切換え型遅延要素、および360゜
の位相変化までの位相遅延要素の組合わせによって形成
することができる。
フィードバック・ネットワーク20′の目的はエラー信
号の正しい振幅および位相を保証することであるため、
図２の構成において生じ得る問題は、結合器17からの出
力信号における周波数f1乃至fnが結合器21からフィード
バック・ネットワーク20′への入力において高い強さと
なるため、これら周波数における小さな残留成分が歪み
成分の代わりに検出されることである。この結果、必要
な信号に比例しエラー信号（即ち、歪み成分）には比例
しない位相および振幅調整要素13、14に対する制御信号
を生じることになる。この問題は、図４に示される図２
の望ましい修正において克服される。ここで、方向性結
合器50は、コンバイナ26の出力から周波数f1乃至fnを選
択してこれらをスプリッタ56、増幅器51、遅延回路52、
位相調整要素53および振幅調整要素54により、結合器21
から得た信号から結合器50から得た信号を差引くように
構成されるコンバイナ55へ与える。このように、フィー
ドバック・ネットワーク20′に与えられるコンバイナ55
の出力における周波数f1乃至fnの強さは、これら信号の
検出が実質的に生じないように低減される。フィードバ
ック・ネットワーク18′と同じ形態でよい別のフィード
バック・ネットワーク59を用いて、位相調整要素53およ
び振幅調整要素54を制御する。このフィードバック・ネ
ットワークに対する入力信号は、それぞれスプリッタ5
6、およびスプリッタ58を介して結合器57から得られ
る。しかし、これに代わるものとして、基準信号はコン
バイナ26および増幅器51または遅延要素８間のどの地点
でも得ることができる。別の代替例として、各チャンネ
ルのフィードバック・ネットワークに対する基準信号が
スプリッタ23および結合器36の各々の間で得られる時、
要素51乃至54およびフィードバック・ネットワーク59と
対応する別のグループの要素を各入力チャンネル毎に設
けることもでき、他の入力は各チャンネル毎に１つずつ
スプリッタ58と対応するスプリッタを介して結合器57か
ら得られる。別のコンバイナがグループの出力と接続さ
れ、組合わされた出力がコンバイナ５と接続される。
フィルタ44、45、増幅器46、47、積分器48、49、およ
びエネルギ最小化法で使用される微分器を、プログラム
されたディジタル信号プロセッサ集積回路（DSP）の形
態に構成することもできる。DSPのプログラミングにつ
いては、A.BatemanおよびW.Yatesの文献「Digital Sig
nal Processing Design」（Pitman,London、1988年発
行）に記載されている。回路44乃至49を示す図２および
図４の各部は、ミクサ42、43からの信号が最初に濾波さ
れ、次いで増幅された後積分されるため、これら信号を
処理するためのフローチャートと相等のものと見做すこ
とができる。これらの機能を実施するためDSPをプログ
ラミングすることは、当業者の日常業務である。上記の
文献の第４章は、フィルタがどのように構成できるか、
増幅が文献の18乃至20ページおよび96乃至97ページに記
載される如き多重化により実施され、積分が求和であ
り、マイクロプロセッサのアプリケーションにおける周
知のプロセスであることを記載している。
広帯域増幅器をリニア化する回路を構成する際に生じ
る諸問題の１つは、これら回路が歪みを除去するために
正確に機能しなければならないことであり、問題は温度
およびエージング（ageing）と共に生じる。DSPは、デ
ィジタルで機能するためこのような問題はこうむらず、
従ってできる限り図１、図２および図４の回路をDSPで
置換することが望ましい。しかし、不要なDC成分がDSP
回路におけるミクサおよびA/Dコンバータの欠陥から生
じ得る。このような不要な成分は、DSP入力信号が実際
に可聴周波数にあるようにして、ミキシングを不要なDC
成分を生じないソフトウエアで行わせるよう構成するこ
とにより除去することができる。また、実時間動作で
は、DSPに対する入力周波数は、DSP技術における将来の
進歩で更に高い周波数を使用できるようになろうが、5K
Hzより非常に高くないことが望ましい。このことを念頭
に置いて、DSP60（図５に示される）は１つの増幅器補
正回路におけるネットワークの１つ以上あるいは更に全
てで動作するように多重化が可能であるが、フィードバ
ック・ネットワーク18、18′、20、20′および56は各々
図５の回路により置換することができる。更に、DSP60
は、異なる入力チャンネルと対応するネットワーク18′
の幾つかに対して動作するよう多重化が可能である。実
際には、各々が例えば３個のフィードバック・ネットワ
ークとして働く多数のDSPを使用することがよい。
図５の回路の目的は、約1KHzより低くなるようにDSP
に対する入力信号の周波数を低減することである。図２
および図４の回路18′を一例とすれば、結合器34からの
接続は61で示され、同じものであり従って１つの接続に
より伝送することができるスプリッタ40からの２つの入
力は62で示され。これらの信号は、860乃至900MHzの帯
域幅にあり、この帯域幅内のある特定チャンネルの周波
数がgcで示される。ミクサ63、64は各発振器65、66から
約1KHzだけ異なる周波数g1およびg2の信号を受取る。ミ
クサ63、64の下位の側波帯は、１つのチャンネルに対し
てその周力周波数が（gc−g1）および（gc−g2）となる
ようにフィルタ66、68により選択される。61における信
号が基準入力と見做され、62における信号がエラー信号
と見做されるならば、エラーはミクサ63およびフィルタ
67をへてミクサ70へ送られ、周波数（g1−g2）を有する
その出力もまたエラー信号を含む。これも周波数（g1−
g2）の基準信号が、ミクサ72における発振器65、66の出
力をミキンシングすることにより得られる。周波数（g1
−g2）の２つの信号は、フィルタ73、74により選択され
てDSP60へ与えられ、これはネットワーク18′に示され
るブロックの機能を実施するようにプログラムされてい
る。先に述べたように、DSPのプログラミングは当業者
の日常業務であり、BatemanおよびYatesの文献を参照さ
れたい。この文献もまた、直角成分信号の処理について
の第6.3章およびミクサ42、43および90゜の移相回路41
に対する適当な技術を含む修正法についての第6.5章を
含む。
しかし、DSP60として使用されるタイプTMS 320C 25
（登録商標）に対するサブルーチン（ａ）乃至（ｆ）の
事例が与えられる。このサブルーチンはアセンブリ言語
で書かれ、最初の列は命令を含み、２番目の１つまたは
２つのオペランドがコンマで分けられる。これらサブル
ーチンはこの種のDSPに対するマニュアルに示されるメ
モリーを使用し、信号はそれ自体ニモニックを有する。
サブルーチン（ｂ）では、１つの経路における90゜の位
相は別の経路における遅れを伴わねばならない。
ａ）入力基準およびADCからのエラー信号 IN REFSIG,PA0 ＊入力基準信号 IN ERSIG,PA1 ＊入力エラー信号 ｂ）Hilbert変換フィルタおよび遅延回路を用いて、基
準信号に対して90゜の位相を行う LRLK AR1,HDEL1 ＊フィルタ遅延開始の点 LAC REFSIG ＊基準入力のロード SACL ＊ ＊フィルタ遅延線に入力 MRYK ０ ＊Ｐレジスタをクリヤ PAC ＊アキュムレータをクリヤ LRLK AR1,HDEL11＊フィルタ遅延終了の点 RPTK NHDEL−１ ＊反復カウントをセット MACD HCOF11,＊− ＊乗算累計実行
APAC ＊最終積を累積 SACH REF90,1 ＊Hilbert フィルタ結果をセーブ LRLK AR1,HDEL6 ＊遅れの中間点 LAC ＊ ＊抽出信号 SACL REF0 ＊遅延信号としてセーブ ｃ）エラー信号を基準信号のI,0バージョンとミキシン
グ LT ERSIG ＊Ｔレジスタにおけるエラー信号取得 MPY REF0 ＊Ｉ基準で乗算 PAC ＊アキュムレータにおける積を取得 SACH MIX1,1 ＊ミクサ結果をセーブ MPY REF90 ＊Ｑ基準値で乗算 PAC ＊アキュムレータにおける積を取得 SACH MIX2、１＊ミクサ結果をセーブ ｄ）ミクサ結果の低域フィルタ処理 LRLK AR1,L1DL1 ＊フィルタ遅れ開始の点 LAC MIX1 ＊ミクサ結果をロード SACL ＊ ＊フィルタ遅延線に入力 MPYK ０ ＊Ｐレジスタをクリヤ PAC ＊アキュムレータをクリヤ LRLK AR1,L1DL21 ＊フィルタ遅れ終了の点 RPTK NLPDL−１ ＊反復カウントをセット MACD LCOF21,＊− ＊乗算累計を実行 APAC ＊最終積を累計 SACH ＊低域フィルタ結果をセーブ ｃ）低域フィルタ結果のスケーリング、および積分 LT Ｋ ＊Ｔにおける積分器定数 MPY L1RES ＊低域フィルタ結果のスケーリング PAC ＊アキュムレータにおける積を取得 ADDH INT1 ＊積分器の内容に加算 SACH INT1 ＊新しい結果をセーブ SACH CNTRL1 ＊制御出力としてセーブ ｆ）DACに対する制御電圧の出力 OUT CNTRL1,PA0 ＊DAC1に対して出力 OUT CNTRL2,PA0 ＊DAC2に対して出力 図５は増幅器４の帯域幅からの動作周波数をDSPによ
る操作に適する帯域幅へオフセットするため、この手法
はオフセット周波数ディジタル制御として知られる。時
に、周波数（gc−g1）、（gc−g2）および（g1−g2）
は、入手可能なミクサおよび低域フィルタに適するよう
に非常に広い範囲にわたり選択できる中間周波数であ
る。典型的な範囲は、900MHzで動作する増幅器に対して
は100と800MHz間である。
別のオフセット・ディジタル・コントローラは図６に
示され、これにおいては、ネットワーク18′の事例で
は、結合器34からの信号が結線75に現れ、スプリッタ40
からの信号は結線76に現れる。増幅器77を通過した後、
エラー信号と見做すことができる結線76における信号
は、その出力が位相で90゜相互に偏移する回路78へ送ら
れる。これらの出力は、オフセット・ジェネレータ82か
ら各直角成分信号を受取るミクサ80、81へ与えられる。
このため、周波数gc＋g0で90゜離れた２つの信号が結合
回路83の出力に現れ、ここでg0は発振器82の周波数であ
り、約1KHzにおけるDSP処理に適している。移相回路85
は発振器82から回路80、81に与えられる信号に対して必
要な位相差を提供する。
基準信号と見做される結線75における信号は位相にお
いて90゜離れた２つの出力が回路86へ与えられ、この出
力はそれぞれ、結合回路83の出力と接続されるスプリッ
タ回路89から信号を受取るミクサ87および88へ与えられ
る。その結果、ミクサ87および88の出力は共に周波数g0
であるが、位相が90゜離れている。これら信号は、フィ
ルタ90、91により選択され、ネットワーク18′に示され
る要素35、41、42、43と等価の処理ステップがないこと
を除いてDSP60と同じDSP60′に対するＩおよびＱ信号を
形成する。
本発明の別の実施態様においては、位相および振幅制
御信号は図７に示される回路により直接与えることがで
き、従って、図１、図２および図４のフィードバック・
ネットワークのいずれかあるいは全てに対して使用する
ことができる。一例として回路18′を再び取上げれば、
結合器34からの信号は結線93上に現れ、基準信号と見做
され、またスプリッタ40からの信号は結線94上に現れ、
エラー信号と見做される。結線94は、振幅リミッタ95に
より位相検出器として働くミクサ96と接続され、その他
の入力は結線93と接続される。このため、位相エラー信
号は検出器96の出力に現れ、本例では位相調整要素32と
接続される。振幅エラー信号を得るために、位相信号で
受取らねばならないコヒーレント検出器97が使用され
る。これは、可変移相回路98を結線94と検出器97との間
に接続し、結線93上の基準信号と直角位相関係にその出
力をロックする構成を用いて回路98の移相を自動的に制
御することにより行われ、次いでコヒーレント検出器に
対する必要な同位相関係が90゜移相回路99により提供さ
れる。移相回路98に対する制御は、移相回路98および結
線93から信号を受取る位相検出器101から得られる。検
出器101からの低周波数はフィルタ102により選択され、
制御信号として可変移相回路98へ与えられる。このた
め、回路98の出力および結線93上の信号が直角位相関係
になければ、回路98により与えられる位相シフトは直角
位相が得られるまで調整される。検出器97の出力信号
は、振幅の誤差と比例し、本例では振幅調整要素33を制
御するように接続される。代替例として、ループ・フィ
ルタ102が、可変移相回路98に対する比例制御に加えて
積分制御装置を提供する積分回路と並列の増幅器により
置換することができる。全図面にわたり示される位相調
整要素は、２つのポートがバリ・キャップ・ダイオード
（キャパシタンスが加えられたバイアスと共に変化する
ダイオード）と接続された直角成分ハイブリッド回路を
用いて構成することができる。この関係においては、直
角成分ハイブリッド回路は、入力信号が加えられる第１
のポート、バリ・キャップ・ダイオードが接続される各
第２および第３のポート、および回路に対する出力を提
供する第４のポートを有するものと見做すことができ
る。第２および第３のポートにおける信号は直角位相に
あり、これらポート終端するキャパシタンスの変化が第
１と第４のポート間の位相偏移を生じる。本明細書全体
にわたり述べた振幅調整要素もまた、直角成分ハイブリ
ッド回路を用いて構成することもできるが、この場合バ
リ・キャップ・ダイオードはPINダイオードと置換され
る。両方の場合に、制御信号はバリ・キャップ・ダイオ
ードあるいはPINダイオードに対するバイアス信号とし
て適当に与えられる。
本発明は特に記載した以外の多くの方法で実施するこ
とができることが理解されよう。
広帯域増幅は、単一入力および単一または多重エラー
判定ループを用いて達成可能であり、後者はネットワー
ク18あるいは低域フィルタを用いる相等回路に対する個
々の入力信号を生じる。
更に別の構成も、個々の入力信号がベースバンド（可
聴周波数）であるフィードフォワード「送信機」として
記述することができる。これらの信号は、増幅前に無線
周波数に変換される。このような送信機においては、増
幅および位相制御のための制御信号を得るためフィード
バック・ネットワークの少なくとも一部に対して信号が
得られる地点は図に示したものとは異なり得る。あるも
のは、オーディオ入力信号から得ることができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ビーチ，マーク・アンソニー イギリス国ブリストル ビーエス17・２ エヌキュー，フランプトン・コタレル, ウォーターモアー・クローズ 43 (72)発明者 ベイトマン，アンドリュー イギリス国バース ビーエイ３・６エイ チエックス，リンプレー・ストーク，ク ロウ・ヒル，ローズエーカー （番地な し) (72)発明者 マックギーハン，ジョゼフ・ピーター イギリス国ウイルトシャー エスエヌ 13・９エイワイ，コーシャム，ブルッ ク・ドライブ 104 (56)参考文献 特開 昭50−3205（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−67745（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−198809（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−27605（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−136406（ＪＰ，Ａ) 特公 昭49−11777（ＪＰ，Ｂ１) 特表 昭62−501603（ＪＰ，Ａ) 特表 平４−504345（ＪＰ，Ａ) 米国特許3886470（ＵＳ，Ａ) 米国特許3922617（ＵＳ，Ａ) 米国特許4348642（ＵＳ，Ａ) 米国特許4389618（ＵＳ，Ａ) 米国特許4394624（ＵＳ，Ａ) 米国特許4462001（ＵＳ，Ａ) 米国特許4560945（ＵＳ，Ａ) 米国特許4885551（ＵＳ，Ａ) 英国特許1246209（ＧＢ，Ａ) 英国特許出願公開2080062（ＧＢ，Ａ) 英国特許出願公開2107540（ＧＢ，Ａ) 英国特許出願公開2167256（ＧＢ，Ａ) 仏国特許出願公開2448248（ＦＲ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/30 - 1/40 ＰＣＩ（ＤＩＡＬＯＧ) ＷＰＩ（ＤＩＡＬＯＧ)

Claims (27)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】増幅器により生じる歪みを低減する装置に
    おいて、 増幅器の入出力に接続されて、増幅器の出力に依存する
    エラー信号と、歪みのない出力信号を生じることが要求
    される増幅器に供給される入力信号とを得るエラー信号
    生成手段と、 補正された信号を生成するために、該エラー信号を用い
    ることにより増幅器の出力信号における歪みを打消す補
    正手段とを設け、 前記エラー信号生成手段が、第１および第２のそれぞれ
    同時に得られる制御信号に応答して前記歪みの改善され
    た打消しを与えるため、エラー信号、エラー信号の生成
    に際して用いられる信号、該補正された信号の生成に際
    して用いられる信号の少なくとも１つの振幅および位相
    をそれぞれ自動的に調整する直列接続された独立的に働
    く第１の振幅調整手段および第２の位相調整手段を含
    み、 一方が前記入力信号または該入力信号から得た信号に依
    存する、少なくとも２つの信号から前記第１および第２
    の制御信号を生成する制御手段を、 設けてなることを特徴とする装置。
  2. 【請求項２】前記エラー信号生成手段が、少なくとも前
    記歪みが略々打消される時、前記第１および第２の制御
    信号が相互に実質的に独立的である如きものであること
    を特等とする請求項１記載の装置。
  3. 【請求項３】前記エラー信号生成手段が、 前記エラー信号の生成に際して、前記増幅器の出力信号
    を表わす信号から入力信号を差引く減算手段を含み、 前記第１および第２の調整手段が、前記増幅器または前
    記減算手段に対する前記入力信号の位相および振幅を前
    記制御信号に応答して、エラー信号が実質的に前記歪み
    のみを含むように調整するよう構成されることを特徴と
    する請求項１または２に記載の装置。
  4. 【請求項４】前記補正手段が前記歪みの実質的に最適な
    打消しを実施するように、第３および第４の同時に独立
    的な制御信号に応答して前記エラー信号の位相および振
    幅をそれぞれ自動的に調整する独立的に動作する第３お
    よび第４の調整手段を設けることを特徴とする請求項３
    記載の装置。
  5. 【請求項５】複数の入力信号チャンネルを組合わせて前
    記増幅器に１つの入力を与える手段を設け、 前記第１および第２の調整手段が、前記入力チャンネル
    に対して１対ずつ複数の位相および振幅調整要素を含む
    ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の装
    置。
  6. 【請求項６】前記制御手段が、第１および第２の制御手
    段を提供するため前記２つの信号を含む第１および第２
    の制御手段の入力信号を処理する処理手段を含み、 入力信号を表わす信号が生じる装置における場所から第
    １の制御手段入力信号を取出す第１の手段と、 前記エラー信号を表わす信号が生じる装置における場所
    から第２の制御手段入力信号を取出す第２の手段とを含
    むことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の
    装置。
  7. 【請求項７】請求項５に関する装置であって、前記処理
    手段が、１つが各入力信号チャンネルと関連して前記第
    １の制御信号の１つおよび第２の制御信号の１つを関連
    するチャンネルの調整要素に与える複数のサブ装置を含
    み、 前記第１の手段が各入力信号チャンネルから信号を取出
    して、各サブ装置毎に１つずつ第１の制御手段の入力信
    号を与える手段を含み、 前記第２の手段が、前記補正手段に対する入力における
    エラー信号を取出す手段と、取出されたエラー信号を、
    前記サブ装置毎に１つずつ複数の第２の制御手段の入力
    信号に分割する手段とを含むことを特徴とする請求項６
    記載の装置。
  8. 【請求項８】請求項５乃至７のいずれかに関する装置で
    あって、前記制御手段が、第３および第４の制御装置の
    入力信号を処理して第３および第４の制御信号を生じる
    手段と、 前記第３の制御手段の入力信号を、前記補正装置の出力
    信号を表わす信号が生じる装置の場所から取出す第３の
    手段と、 前記第４の制御手段の入力信号を、前記エラー信号を表
    わす信号が生じる装置の場所から取出す第４の手段とを
    含むことを特徴とする請求項４記載の装置。
  9. 【請求項９】請求項７に関する装置であって、前記補正
    手段に対する入力におけるエラー信号を取出す前記手段
    もまた前記第４の手段を形成することを特徴とする請求
    項８記載の装置。
  10. 【請求項１０】前記処理手段の少なくとも１つあるいは
    そのサブ装置が、前記制御手段の入力信号から同位相お
    よび直角位相信号またはこれを表わす信号を得、かつ前
    記処理手段またはサブ装置に与えられる制御手段の入力
    信号の位相的位相および振幅の極性および大きさにより
    表わされる制御信号を生じるように構成されることを特
    徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装置。
  11. 【請求項１１】前記処理手段の少なくとも１つあるいは
    サブ装置が、 第１および第２のミクサと、該第２のミクサの１つの入
    力に接続される直角位相偏移手段とを含み、該第１のミ
    クサおよび偏移手段がそれぞれ第１および第２の制御手
    段の入力信号、または第３および第４の制御手段の入力
    信号を、あるいはそれを表わす信号を受取るように接続
    され、 各々が直列に接続された低域フィルタと微分手段と積分
    手段とを含む第１および第２のグループを含み、前記第
    １および第２のグループの入力がそれぞれ前記第１およ
    び第２のミクサの出力と接続され、前記第１および第２
    のグループの出力がそれぞれ前記制御信号の１つを生じ
    ることを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の
    装置。
  12. 【請求項１２】前記処理手段の少なくとも１つ、あるい
    はそのサブ装置が、 第１および第２のミクサと、該第２のミクサの１つの入
    力で接続された直角位相手段とを含み、該第１のミクサ
    および偏移手段がそれぞれ、第１および第２のあるいは
    第３および第４の制御手段の入力信号を受取るように接
    続され、 各々が直列に接続された低域フィルタと増幅器と積分手
    段とを含む第１および第２のグループとを含み、該第１
    および第２のグループの入力がそれぞれ前記第１および
    第２のミクサの出力と接続され、該第１および第２のグ
    ループの出力がそれぞれ制御信号の１つを提供すること
    を特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装置。
  13. 【請求項１３】前記処理手段の少なくとも１つが、 前記制御手段の入力信号の周波数を低減するオフセット
    手段を含むことを特徴とする請求項６乃至12のいずれか
    に記載の装置。
  14. 【請求項１４】前記オフセット手段が、 周波数の差が前記制御手段の入力信号の所定の低域され
    た周波数と等しい出力周波数を有する第１および第２の
    信号ジェネレータと、 前記第１および第２の信号ジェネレータの出力、および
    前記処理手段に対する制御手段の入力信号の各々をそれ
    ぞれ受取るよう接続された第３および第４のミクサと、 前記第３および第４のミクサの出力信号の下位の側波帯
    を選択する手段と、 前記信号ジェネレータの出力信号を受取るように接続さ
    れた第５のミクサと、 前記下位の側波帯を受取るように接続された第６のミク
    サと、 前記第５および第６のミクサの出力信号の下位の側波帯
    を低域した周波数制御手段の入力信号として選択する手
    段とを含むことを特徴とする請求項13記載の装置。
  15. 【請求項１５】前記処理手段の少なくとも１つが、 制御手段の入力信号、および相互に直角位相の２つの出
    力の所定の低域された周波数における出力周波数を有す
    る信号ジェネレータと、 それぞれが対の各ミクサに対して直角成分の信号を与え
    るように接続され、それぞれ前記処理手段に対する制御
    手段入力信号を受取るよう接続された入力端子を持つ第
    １および第２の対のミクサとを含み、 前記第１の対のミクサが、前記信号ジェネレータの各出
    力を受取るように接続され、ミクサの出力信号を組合わ
    せるように接続された出力端子を有し、 前記第２の対のミクサが、前記第１の対の組合わせられ
    る出力信号を受取るように接続され、個々の出力端子を
    有し、 前記第２の対のミクサの下位の側波帯を、低域した周波
    数の制御手段の入力信号として選択する手段を含むこと
    を特徴とする請求項13記載の装置。
  16. 【請求項１６】前記低域された周波数の制御手段の入力
    信号が、動作中に前記処理手段の一部をなすディジタル
    信号処理集積回路（DSPチップ）へ送られることを特徴
    とする請求項13乃至15のいずれかに記載の装置。
  17. 【請求項１７】前記処理手段またはそのサブ装置の少な
    くとも１つが、振幅制御信号および位相制御信号をそれ
    ぞれ第１および第２の制御信号として、及びそれぞれ第
    ３および第４の制御信号として生じる極座標手段を含む
    ことを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の装
    置。
  18. 【請求項１８】前記処理手段またはそのサブ装置の少な
    くとも１つが、振幅制御信号および位相制御信号をそれ
    ぞれ第１および第２の制御信号として、あるいはそれぞ
    れ第３および第４の制御信号として生じる極座標手段を
    含むことを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載
    の装置。
  19. 【請求項１９】前記極座標手段が、 直角位相にある前記処理手段に対する２つの制御手段の
    入力信号の位相を調整する位相調整手段と、 前記直角位相制御手段の入力信号を受取るように接続さ
    れて第１の制御信号を生じるコヒーレント検出器と、 前記処理手段に対する前記制御手段の入力信号の一方を
    受取るように接続された振幅リミッタと、 前記振幅リミッタの出力と、基準入力として前記制御手
    段の入力信号の他方を受取るように接続された第２の制
    御信号を生成する位相検出器とを含むことを特徴とする
    請求項17または18のいずれかに記載の装置。
  20. 【請求項２０】前記第１および第２の調整手段、および
    存在するならば第３および第４の調整手段の少なくとも
    １つが増幅器を含むことを特徴とする請求項１乃至18の
    いずれかに記載の装置。
  21. 【請求項２１】増幅器により生じる歪みを低減させる方
    法において、 増幅器の出力信号に依存するエラー信号と、歪みのない
    出力信号を生じることが要求される該増幅器に供給され
    る入力信号とを取得し、 補正されたエラー信号を生成するために、前記増幅器に
    より生じる歪みを該エラー信号を用いて打消し、 前記歪みの実質的に改善された打消しを生じるため同時
    に得た第１および第２の制御信号の各々に対応して、前
    記エラー信号、該エラー信号の生成に際して使用される
    信号および補正された信号の生成に際して使用される信
    号の少なくとも１つについて個々の振幅調整および位相
    調整を逐次自動的に行い、 一方が前記入力信号またはこれから得た信号に依存す
    る、少なくとも２つの信号から制御信号を生成するステ
    ップを含むことを特徴とする方法。
  22. 【請求項２２】前記エラー信号を取得することが、前記
    増幅器の出力信号を表わす信号から入力信号を差引くこ
    とを含み、 前記増幅器に対する、あるいはエラー信号の取得の際使
    用される如き入力信号の位相および振幅が、該エラー信
    号が実質的に前記歪みのみを含むように位相および振幅
    において調整され、 前記第１および第２の制御信号が、前記入力信号の位相
    および振幅を調整するため使用され、前記入力信号、エ
    ラー信号あるいはそれを表わす信号に依存して取得され
    ることを特徴とする請求項21記載の方法。
  23. 【請求項２３】前記エラー信号の位相および振幅が、該
    エラー信号を用いて前記歪みを打消すことが実質的に最
    適であるように位相および振幅において調整され、 第３および第４の制御信号が、エラー信号の位相および
    振幅の調整の際に使用され、前記エラー信号および増幅
    器出力信号に依存して取得されることを特徴とする請求
    項22記載の方法。
  24. 【請求項２４】複数の入力信号チャンネルを組合わせて
    増幅器に対する１つの入力を生じ、 各入力信号チャンネルから第１の制御入力信号を取出
    し、 前記エラー信号を表わす第２の制御入力信号を取出し、 前記第１および第２の制御入力信号が前記２つの信号を
    含み、 振幅および位相の自動的な調整が、制御入力信号を使用
    し、かつ１つが各入力信号チャンネルと関連して第１の
    制御信号の１つと第２の制御信号の１つを提供して関連
    するチャンネルの振幅および位相を調整する複数の処理
    により入力信号を調整することから成ること を含むことを特徴とする請求項21乃至23のいずれかに記
    載の方法。
  25. 【請求項２５】請求項22に関する方法であって、歪みの
    打消し後に増幅器の出力信号を表わす第３の制御入力信
    号を取出し、 前記エラー信号を表わすものとして第４の制御入力信号
    を取出すことを含むことを特徴とする請求項24記載の方
    法。
  26. 【請求項２６】前記制御信号の少なくとも２つを生成す
    ることが、前記制入力御信号の２つから位相および直角
    成分信号で得、かつ位相および直角成分信号から２つの
    制御信号を得ることを含むことを特徴とする請求項25記
    載の方法。
  27. 【請求項２７】制御信号の２つの周波数を減少し、該減
    少された周波数の信号から２つの制御信号を生成するこ
    とを含むことを特徴とする請求項26に記載の方法。
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