JPH053240B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は一般に交流回転機の制御装置に関
し、特に回転中の交流回転機の磁極位置を検知す
ることによつて回転数制御等を行なう交流回転機
の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第６図は交流回転機中、特に同期電動機を矩形
波PWM駆動が可能であるとともに、該電動機に
配設したパルス発生器からの出力信号によつて速
度検出が可能なように構成した同期電動機の制御
装置を示した図である。第６図において、１は同
期電動機、２は三相パルス発生器、３は二相パル
ス発生器、４は三相インバータ回路（パワー増幅
回路）、５はパルス幅変調信号発生分配回路（以
下「PWM発生パルス分配回路」という）、６は
誤差増幅器、７は誤差増幅器、８はロジツク回
路、９は電流検出器、１０は直流電流合成回路、
１１は直流電圧合成回路である。

前述した三相パルス発生器２は、駆動停止中及
び回転中の前記同期電動機１の磁極位置を検出し
て、該検出した磁極位置に対応する位相（電気
角）を示す三相パルスを夫々2π／３ずつずらし
て出力するものである。前記二相パルス発生器３
は、前記同期電動機１の回転速度及び磁極位置を
検出して二相パルス列を出力する。前記三相イン
バータ回路（パワー増幅回路）４は、例えば第７
図にて図示するごときトランジスタUP，VP，
WP，UN，VN，WNを有する回路構成の三相の
トランジスタインバータを具備しており、前記
PWM発生パルス分配回路５から出力される
PWMパターンによつて前記トランジスタの点弧
相が決定されて同期電動機１を駆動するようにな
つている。前述したPWM発生パルス分配回路５
は、誤差増幅器６からの出力信号に基づいて前記
PWMパターンを発生するPWM発生回路と、前
記ロジツク回路８から出力される点弧が必要であ
ると決定された相のトランジスタを指示する信号
に従つて、該点弧が必要な相のトランジスタに前
記PWM発生回路で発生したPWM信号を割り振
るパルス分配回路とで構成されている。前記誤差
増幅器６は、誤差増幅器７から出力された直流指
令信号と前記直流電流合成回路１０から出力され
る前記同期電動機１に実際に流れる電流の大きさ
を表わす直流電流信号との偏差を増幅して出力す
るものである。前記誤差増幅器７は、外部から与
えられる同期電動機１の回転速度指令信号REF
と前記直流電圧合成回路１１から出力される前記
同期電動機１の実際の回転速度を表わす直流電圧
信号との偏差を増幅して出力する。前述したロジ
ツク回路８は、前記三相パルス発生器２から出力
された三相パルス信号に基づいて前記三相インバ
ータ回路（パワー増幅回路）４が具備しているト
ランジスタインバータの点弧相を決定する信号を
生成して出力するようになつている。前記電流検
出器９は、前記三相インバータ回路（パワー）４
から同期電動機１に流れる三相の矩形波電流の大
きさを検出して出力するように構成されている。
前記直流電流合成回路１０は、前記電流検出器９
によつて検出された三相の矩形波電流を同期整流
するとともに、該同期整流された電流を合成して
出力するものである。前述した直流電圧合成回路
１１は、前記二相パルス発生器３から出力された
二相パルス信号を受けてこれを周波数／電圧変換
（以下「Ｆ／Ｖ変換」という）する。これによつ
て合成した同期電動機１の実際の回転速度に比例
した直流電圧信号が前記信号値REFと一致する
ように前記同期電動機１の発生トルクを制御す
る。

次に上述した構成の同期電動機の制御装置の動
作について説明する。

外部から制御装置に入力される信号REFによ
つて前記同期電動機１が反時計方向に回転してい
るとすれば、検出した回転中の前記同期電動機１
の極磁位置から2π／３ずつずらしてパルス信号
を出力する三相パルス発生器２からは第８図にて
図示するようにパルス列UP，VP，WP，UN，
VN，WNが出力される。上述したパルス列UP
〜WNが出力されると、前記パルス分配回路はこ
れらパルス列の論理レベルが“Ｈ”のときに該パ
ルス列と同期した論理レベル“Ｈ”の信号を出力
して前記三相インバータ回路４のトランジスタ
UP，VP，WP，UN，VN，WNを駆動する。１
方、前記同期電動機１の回転方向が時計方向であ
れば、前記ロジツク回路８からの出力パルス列と
これによつて駆動される前記トランジスタUP〜
WNとの関係が変わることとなる。

今、前記同期電動機１が第８図にて図示するａ
時点から始動するものとする。前述した回転速度
指令信号REFが制御装置に入力された前記ａ時
点においては、直流電圧合成回路１１からの出力
が零であるため誤差増幅器７からは前記信号
REFを増幅した信号がそのまま出力される。同
様に前記ａ時点においては、直流電流合成回路１
０からの出力も零であるために、誤差増幅器６か
らは前記誤差増幅器７からの出力信号がそのまま
増幅されて出力される。該誤差増幅器６からの出
力信号はPWM発生パルス分配回路５のPWM発
生回路に与えられ、該PWM発生回路において前
記同期電動機１に該同期電動機１がトルクを出す
のに必要な電流が与えられるように、前記トラン
ジスタインバータにおける各相毎のトランジスタ
のオン・オフのパターンが生成されて前記パルス
分配回路に伝送される。前述したａ時点において
は第８図にて図示するように、ロジツク回路８か
ら出力されるパルス列のうち論理レベルが“Ｈ”
であるのは信号UPと信号WNだけである。従つ
て前記PWM発生回路において生成される前述の
パターンは、トランジスタUPとトランジスタ
WNのみをオン状態（駆動状態）とし、他の相の
トランジスタについてはオフ状態とするものにな
る。このようにして前記同期電動機１に電流を給
電しトルクを発生させることによつて該同期電動
機１は始動する。同期電動機１の回転とともに該
同期電動機１の磁極位置が可変するので、それに
伴つて前記三相パルス発生器２の出力パルスも可
変しこれによつて常に同一回転方向にトルクが発
生するように駆動状態におかれるトランジスタも
切り換つていくこととなる。１方、前記同期電動
機１の回転により前記二相パルス発生器３も二相
分のパルス列を出力することとなる。該二相分の
パルス列が前記二相パルス発生器３から直流電圧
合成回路１１に与えられると、該直流電圧合成回
路１１においてＦ／Ｖ変換され、前記同期電動機
１の回転速度が前記信号REFの値を超えて増大
しようとするのを規制する方向に直流電圧信号を
出力する。よつて、前記同期電動機１の回転速度
が信号REFと一致する速度にまで加速されるこ
ととなる。

上述したようなプロセスで同期電動機１は前記
回転速度指令信号REFに追従してその回転速度
が制御されることとなる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流回転機、特に同期電動機の制御装置
は以上のように構成されていたので、以下に記載
するような問題点があつた。周知のように同期電
動機１を回転するためのトルクの方向が何らかの
原によつて正転側から逆転側に或いは逆転側から
正転側に切り換わる瞬間においては、前記同期電
動機１に給電する電流の方向が逆転する。即ち、
前記第８図にて図示したパルス波形が可変する
と、それまでオン状態にあつたトランジスタUP
とトランジスタWNとが瞬時にオフ状態に切り換
わるとともにオフ状態にあつたトランジスタUN
とトランジスタWPとが瞬時にオン状態に切り換
わる。そのため上記切り換えに際して各相毎にブ
リツジ接続されたトランジスタ同士が短絡するこ
とのないように、同相のトランジスタ同士の短絡
防止のための所謂インタロツク期間を設けてやる
必要がある。しかるに、前述した従来装置にあつ
ては、このような同相のトランジスタ同士の短絡
防止のために前記インタロツク期間に代えて同相
のトランジスタ同士が共に完全なオフ状態におか
れる期間を電気角で60゜分だけ設定することによ
つて対処していた。しかしながら、このような方
法では同期電動機１が定常の回転状態にある場合
は問題はないが、第９図にて図示するように外来
ノイズ等によつて三相パルス発生器２から与えら
れる信号PU，PV，PWが反転した場合、これら
入力信号の反転と同時にロジツク回路８からの出
力信号も図のごとく切り換つてしまう。そのた
め、例えばオン状態にあつたトランジスタUP，
WNがオフ状態となつてこれらのコレクタ電流が
零になる前に、それまでオフ状態にあつたトラン
ジスタUN，WPがオン状態となる可能性が高く
同相のトランジスタ同士で短絡を惹き起こしトラ
ンジスタの破損を招来するおそれがあるという問
題点があつた。

この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、外来ノイズ等に起因して交流
回転機を駆動する駆動回路の多相ブリツジインバ
ータの点弧相のモードが瞬時に可変しても、それ
によつて同相の半導体スイツチング素子同士が短
絡を惹き起こして破損することがない交流回転機
の制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流回転機の制御装置は、多相
パルス発生器から出力されたパルス信号を受けて
該パルス信号の立上り時間及び立下り時間で該信
号を微分して立上り微分パルス信号及び立下り微
分パルス信号を出力する微分回路を少なくとも前
記多相パルス発生器の任意の一相分に対応して設
け、前記信号生成回路から出力された交流回転機
駆動回路におけるパルス幅変調信号の分配先の相
を決定するための信号群中、立上り微分パルス信
号によつてラツチされた信号群と立下り微分パル
ス信号によつてラツチされた信号群との出力時期
を調整するインバータ出力タイミング調整回路を
前記微分回路に対応して設けたことを特徴とする
ものである。

〔作 用〕

この発明における微分回路は、多相パルス発生
器から出力されたパルス信号を受けて該パルス信
号の立上り時間及び立下り時間で該信号を微分し
て立上り微分パルス信号及び立下り微分パルス信
号を出力し、信号出力タイミング調整回路は、前
記信号生成回路から出力された交流回転機駆動回
路におけるパルス幅変調信号の分配先の相を決定
するための信号群中、立上り微分パルス信号によ
つてラツチされた信号群と立下り微分パルス信号
によつてラツチされた信号群との出力時期を調整
するものである。

〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。

第１図は、この発明の一実施例に従う交流回転
機、特に同期電動機の制御装置の全体構成を示す
ブロツク図、第２図は、この発明の一実施例に従
う交流回転機、特に同期電動機の制御装置に用い
られる微分回路、信号出力タイミング調整回路の
内部構成を示すブロツク図である。なお、第１図
において図示する符号１〜符号１１は、前記第６
図において図示したものと同一物であるので、そ
の説明は省略する。

第１図において、１２は微分回路、１３は信号
出力タイミング調整回路である。前記微分回路１
２、信号出力タイミング調整回路１３は、説明及
び図示の都合上前述した二相パルス発生器３のＡ
相分に対応して夫々設けられているものとする。
前述した微分回路１２は前記二相パルス発生器３
から出力される二相分のパルス列のうちＡ相分の
パルス列を受けて、該Ａ相分のパルス列の立上り
時間及び立下り時間でこれらのパルス列を微分し
て微分パルス信号を出力するもので、第２図にて
図示するようにパルス列立上り微分部１４とパル
ス列立下り微分部１５とを具備している。前記パ
ルス列立上り微分部１４は、前述した二相パルス
発生器３から出力されるＡ相分のパルス列を受け
て該Ａ相分のパルス列を立上り時間で微分して微
分パルス信号Alhを出力する。前記パルス列立下
り微分部１５は、前述した二相パルス発生器３か
ら出力されるＡ相分のパルス列を受けて該Ａ相分
のパルス列を立下り時間で微分して微分パルス信
号Alhを出力するようになつている。前述した信
号出力タイミング調整回路１３は、前記微分回路
１２から出力される立上り微分パルス信号及び立
下り微分パルス信号によつてラツチされたロジツ
ク回路８から出力されるパルス列UP，VP，
WP，UN，VN，WNの出力時期を調整するよう
になつており、第２図にて図示する第１ラツチ部
１６、第２ラツチ部１７、インタロツク部１８、
信号反転部１９とで構成されている。前記第１ラ
ツチ部１６は、該第１ラツチ部１６がデータをラ
ツチしていない状態において前述したパルス列立
上り微分部１４から最初の微分パルス信号Alh
（即ち、前記ロジツク回路８から出力されるパル
ス列UP，VP，WPを読み込むためのトリガ信号
としての微分パルス信号Alh、以下同じ）が与え
られた時点で前記ロジツク回路８から出力される
パルス列UP，VP，WPを読み込むとともに、前
記パルス列立上り微分部１４から次の微分パルス
信号Alhが与えられるまで前記読み込んだパルス
列データをラツチするものである。前記第２ラツ
チ部１７は、該第２ラツチ部１７がデータをラツ
チしていない状態において前述したパルス列立下
り微分部１５から最初の微分パルス信号Ahlが与
えられた時点で前記ロジツク回路８から出力され
るパルス列UN，VN，WNを読み込むとともに、
前記パルス列立下り微分部１５から次の微分パル
ス信号Ahlが与えられるまで前記読み込んだパル
ス列データをラツチする。前述した信号反転部１
９は前記第１ラツチ部１６からの出力信号UP₁，
VP₁，WP₁と前記第２ラツチ部１７からの出力信
号UN₁，VN₁，WN₁とに夫々対応して設けられ
ている６個のインバータ素子によつてなつてい
る。前記インタロツク部１８は、前記第１ラツチ
部１６からの出力信号P₁〜WP₁と前記第２ラツ
チ部１７からの出力信号UN₁〜WN₁とに夫々対
応して設けられている６個のAND素子によつて
構成されている。前記信号反転部１９を構成して
いるインバータ素子のうち入力側が前記第１ラツ
チ部１６の出力側と夫々接続されている３個のイ
ンバータ素子は、その出力側が前記インタロツク
部１８を構成している第２ラツチ部１７側の３個
のAND素子の１方の入力端子に夫々接続されて
おり、第１ラツチ部１６からの出力信号UP₁，
VP₁，WP₁を夫々反転出力するものである。同様
に前記信号反転部１９を構成しているインバータ
素子のうち入力側が前記第２ラツチ部１７の出力
側と夫々接続されている３個のインバータ素子
は、その出力側が前記インタロツク部１８を構成
している第１ラツチ部１６側の３個のAND素子
の１方の入力端子に夫々接続されており、第２ラ
ツチ部１７からの出力信号UN₁，VN₁，WN₁を
夫々反転出力する。前述したインタロツク部１８
を構成している各AND素子は、第１ラツチ部１
６、第２ラツチ部１７から夫々出力された信号
UP₁，VP₁，WP₁，UN₁，VN₁，WN₁と、信号
反転部１９で反転された前記各々の信号との間の
論理積をとつて信号UPR，VPR，WPR，UNR，
VNR，WNRを出力するようになつている。

次に上述した構成の同期電動機の制御装置の動
作について説明する。

前述した三相パルス発生器２から出力される三
相分のパルス列PU，PV，PWが外来ノイズによ
る影響を受けていない状態においては、前記三相
パルス発生器２からは第８図にて図示するパルス
波形が出力されるので、これによつてロジツク回
路８も前記第８図にて図示するパルス波形を出力
することとなる。よつて、同期電動機１は定常の
回転状態にあることとなる。しかしながら、前述
したパルス波形PU，PV，PWが外来ノイズによ
つて影響を受けて第９図にて図示するように反転
したとすれば、該反転に起因してそれまで論理レ
ベル“Ｈ”だつたロジツク回路８からの出力信号
UP，WNが論理レベル“Ｌ”となるとともに論
理レベル“Ｌ”だつたロジツク回路８からの出力
信号UN，WPが論理レベル“Ｈ”に瞬時に切り
換わることとなる。従つて、前記ロジツク回路８
からは上述したような論理レベルが切り換つたパ
ルス列信号が第１ラツチ部１６、第２ラツチ部１
７に出力されることとなる。このようにして前記
ロジツク回路８から与えられたパルス列信号中
UP，VP，WPは、第４図にて図示するＡ相のパ
ルス列信号が前記二相パルス発生器３から出力さ
れてパルス列立上り微分部１４から信号Alhが出
力された時点で第１ラツチ部１６に読み込まれ、
次の信号Alhが出力されるまでの間ラツチされる
こととなる。同様にして前記パルス列信号中
UN，VN，WNは、第４図にて図示するＡ相の
パルス列信号が前記二相パルス発生器３から出力
されてパルス列立下り微分部１５から信号Ahlが
出力された時点で第２ラツチ部１７に読み込ま
れ、次の信号Ahlが出力されるまでの間ラツチさ
れることとなる。前記第１ラツチ部１６において
ラツチされた信号はUP₁，VP₁，WP₁として夫々
出力され、前記第２ラツチ部１７においてラツチ
された信号は、前記第１ラツチ部１６からの信号
の出力時期より前述したＡ相分のパルスのオンタ
イム時間幅（即ち論理レベル“Ｈ”の時間幅）分
だけ遅くUN₁，VN₁，WN₁として夫々出力され
る。前述した信号UP₁，VP₁，WP₁の信号及び前
記信号反転部１９を介して反転されたUN₁，
VN₁，WN₁の信号は前記インタロツク部１８の
第１ラツチ部１６側に設けられている３個の
AND素子に与えられ、信号UN₁，VN₁，WN₁の
信号及び前記信号反転部１９を介して反転された
UP₁，VP₁，WP₁の信号は前記インタロツク部１
８の第２ラツチ部１７側に設けられている３個の
AND素子に与えられる。ここで前記第４図を参
照して明らかなように、外部ノイズによつて影響
を受けた三相パルス発生器２からの出力信号によ
つてパルス列UPの論理レベルが“Ｈ”から“Ｌ”
に、パルス列WNの論理レベルが“Ｌ”から
“Ｈ”に可変しても、前記インタロツク部１８か
ら出力される信号UNRは、前記二相パルス発生
器３から出力されるＡ相のパルス列の立上りがき
て信号UN₁の論理レベルが“Ｈ”となりUP₁が
“Ｌ”とならなければ論理レベルは“Ｈ”となら
ない。よつて、前記信号UNRの論理レベルが
“Ｈ”となるには、前記Ａ相のパルス列の立下り
がきて信号UP₁の論理レベルが“Ｌ”とならなけ
ればならないことになる。一方、信号UPRの論
理レベルが“Ｌ”となるのは上述した内容から明
らかなように、信号UN₁が論理レベル“Ｈ”と
なつた時点である。

以上説明した内容から明らかなように、三相パ
ルス発生器２から出力されたパルス信号が外来ノ
イズの影響を受けて瞬時に反転しても、同相のト
ランジスタを夫々点弧するためのパルス信号（例
えば信号UPRと信号UNR）は前記Ａ相パルスの
半周期分だけ共に論理レベル“Ｌ”となる期間が
生ずるので同相のトランジスタ同士（例えばUP
とWN）が短絡を惹き起こすことを防止できる。
なお、第５図は、外来ノイズに起因してロジツク
回路８から夫々出力されるパルス列の反転するタ
イミングとＡ相のパルスの位相が第４図とは逆に
なつた場合を示したものである。

第３図は、この発明の別の実施例に従う交流回
転機、特に同期電動機の制御装置に用いられる微
分回路、信号出力タイミング調整回路の内部構成
を示すブロツク図で、第１ラツチ部１６、第２ラ
ツチ部１７の出力を夫々インタロツク部１８の入
力側にフイードバツクさせたものである。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、信号生成回
路から出力された交流回転機駆動回路におけるパ
ルス幅変調信号の分配先の相を決定するための信
号群中、立上り微分パルス信号によつてラツチさ
れた信号群と立下り微分パルス信号によつてラツ
チされた信号群との出力時期を調整することとし
たので、外来ノイズ等に起因して交流回転機を駆
動する駆動回路の多相ブリツジインバータの点弧
相のモードが瞬時に可変しても、それによつて同
相の半導体スイツチング素子同士が短絡を惹き起
こして破損することがない交流回転機の制御装置
が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例に従う交流回転
機、特に同期電動機の制御装置の全体構成を示す
ブロツク図、第２図は、この発明の一実施例に従
う交流回転機、特に同期電動機の制御装置に用い
られる微分回路、信号出力タイミング調整回路の
内部構成を示すブロツク図、第３図は、この発明
の別の実施例に従う交流回転機、特に同期電動機
の制御装置に用いられる微分回路、信号出力タイ
ミング調整回路の内部構成を示すブロツク図、第
４図は、外来ノイズに起因してロジツク回路から
夫々出力されるパルス列の反転するタイミングと
Ａ相パルスの位相との関係を示す波形図、第５図
は前記第４図とＡ相パルスの位相が逆になつた場
合の波形図、第６図は従来技術に従う交流回転
機、特に同期電動機の制御装置の全体構成を示す
ブロツク図、第７図は、この種の制御装置に用い
られているトランジスタ・インバータの回路構成
の一を示した回路図、第８図は前述した制御装置
を構成している三相パルス発生器、ロジツク回路
からの出力波形を示した波形図、第９図は、前記
第８図にて示す波形が外来ノイズによつて影響を
受けたときの波形図である。 図において、１は同期電動機、３は二相パルス
発生器、４は三相インバータ回路、８はロジツク
回路、１２は微分回路、１３は信号出力タイミン
グ調整回路である。なお、各図中、同一符号は同
一物又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 半導体スイツチング素子によつて形成された
   多相ブリツジインバータを具備し、与えられたパ
   ルス幅変調信号を受けて交流回転機を駆動する交
   流回転機駆動回路と、検出された回転中の前記交
   流回転機の磁極位置に基づいて与えられる多相の
   パルス信号によつて前記交流回転機駆動回路にお
   けるパルス幅変調信号の分配先の相を決定するた
   めの信号群を生成する信号生成回路と、回転中の
   前記交流回転機の回転速度及び磁極位置を検出し
   て前記交流回転機の駆動をフイードバツク制御す
   るための多相のパルス信号を出力する多相パルス
   発生器とを有する交流回転機の制御装置におい
   て、前記多相パルス発生器から出力されたパルス
   信号を受けて該パルス信号の立上り時間及び立下
   り時間で該信号を微分して立上り微分パルス信号
   及び立下り微分パルス信号を出力する微分回路を
   少なくとも前記多相パルス発生器の任意の一相分
   に対応して設け、前記信号生成回路から出力され
   た交流回転機駆動回路におけるパルス幅変調信号
   の分配先の相を決定するための信号群中、立上り
   微分パルス信号によつてラツチされた信号群と立
   下り微分パルス信号によつてラツチされた信号群
   との出力時期を調整する信号出力タイミング調整
   回路を前記微分回路に対応して設けたことを特徴
   とする交流回転機の制御装置。