JP3513028B2 - 三相無整流子電動機の制御装置 - Google Patents
三相無整流子電動機の制御装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機を負荷
転流運転する無整流子方式制御装置に関し、特に、高精
度なＰＬＬ同期を実現して転流失敗等を抑制するように
した制御装置に関する。
転流運転する無整流子方式制御装置に関し、特に、高精
度なＰＬＬ同期を実現して転流失敗等を抑制するように
した制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】三相同期電動機を可変電圧、可変周波数
で駆動する方式には負荷電圧を利用した負荷転流方式に
よる無整流子方式がある。かかる無整流子方式による電
動機（三相無整流子電動機）は、大型ブロアの駆動装
置、始動装置又は大型プラントドライブなどの大容量且
つ高速の回転機として用いられる。
で駆動する方式には負荷電圧を利用した負荷転流方式に
よる無整流子方式がある。かかる無整流子方式による電
動機（三相無整流子電動機）は、大型ブロアの駆動装
置、始動装置又は大型プラントドライブなどの大容量且
つ高速の回転機として用いられる。
【０００３】図９は従来の三相無整流子電動機、電力変
換部及び制御装置の一実施形態を示すブロック図であ
り、三相無整流子電動機（ＳＭ）１の界磁巻線２には、
界磁用電力変換器（ＡＶＲ）４によって電力（直流）が
供給されている。三相無整流子電動機１が必要とするト
ルクは、電機子の位相角θを速度フィードバックＳＰ Ｆ
に変換する位相角・速度変換器（ｄθ／ｄｔ）と、自動
速度制御器（ＡＳＰＲ）１０ｂとからなる速度制御装置
１０によって計算され、該計算されたトルクに応じた電
力（直流）が、直流電圧源５、平滑用リアクトル６によ
って得られる。
換部及び制御装置の一実施形態を示すブロック図であ
り、三相無整流子電動機（ＳＭ）１の界磁巻線２には、
界磁用電力変換器（ＡＶＲ）４によって電力（直流）が
供給されている。三相無整流子電動機１が必要とするト
ルクは、電機子の位相角θを速度フィードバックＳＰ Ｆ
に変換する位相角・速度変換器（ｄθ／ｄｔ）と、自動
速度制御器（ＡＳＰＲ）１０ｂとからなる速度制御装置
１０によって計算され、該計算されたトルクに応じた電
力（直流）が、直流電圧源５、平滑用リアクトル６によ
って得られる。
【０００４】電機子電圧検出器（ＤＥＴ）７によって検
出された電機子電圧を基準とし、この電機子電圧に同期
することによって、電機子位相検出器（ＯＰＳ）８で電
機子位相角θを検出する。この電機子位相角θを基準と
して、インバータゲート信号発生器（ＧＡＴＥ ＬＯＧ
ＩＣ）９により、インバータ部３の対応する半導体素子
のゲートを駆動する。これにより、インバータ部３は、
直流電力を交流電力に変換し、三相無整流子電動機１を
任意の速度で制御する。
出された電機子電圧を基準とし、この電機子電圧に同期
することによって、電機子位相検出器（ＯＰＳ）８で電
機子位相角θを検出する。この電機子位相角θを基準と
して、インバータゲート信号発生器（ＧＡＴＥ ＬＯＧ
ＩＣ）９により、インバータ部３の対応する半導体素子
のゲートを駆動する。これにより、インバータ部３は、
直流電力を交流電力に変換し、三相無整流子電動機１を
任意の速度で制御する。
【０００５】電機子位相検出器８は、電機子電圧に純粋
に同期するＰＬＬであり、電機子反作用などによる電機
子と電機子電圧との位相のずれ等も吸収し、安定してイ
ンバータゲート信号を発生することが出来る。さらに電
機子位相検出器８は、速度センサの代わりに用いること
も出来る。
に同期するＰＬＬであり、電機子反作用などによる電機
子と電機子電圧との位相のずれ等も吸収し、安定してイ
ンバータゲート信号を発生することが出来る。さらに電
機子位相検出器８は、速度センサの代わりに用いること
も出来る。
【０００６】図１０は、電機子位相検出器８の詳細説明
図である。電機子位相検出器８は、電機子電圧検出器７
によって検出された三相電機子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを
３相／２相変換し、さらに電機子位相角θによってｄ軸
−ｑ軸上にベクトル回転させてＶｄ，Ｖｑに変換するＤ
Ｑ変換器２１と、ｄ軸−ｑ軸上の電機子電圧Ｖｄ，Ｖｑ
から電機子位相角偏差Δθを計算するΔθ変換器２２
と、得られた電機子位相角偏差Δθを重なり期間ホール
ドするホールド器（ＨＯＬＤ）２３と、ＰＩ制御器（Ｐ
Ｉ）２６と、電機子位相角計数器（ＣＯＵＮＴＥＲ）２
５とを具備することにより、電機子位相角θを出力す
る。
図である。電機子位相検出器８は、電機子電圧検出器７
によって検出された三相電機子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを
３相／２相変換し、さらに電機子位相角θによってｄ軸
−ｑ軸上にベクトル回転させてＶｄ，Ｖｑに変換するＤ
Ｑ変換器２１と、ｄ軸−ｑ軸上の電機子電圧Ｖｄ，Ｖｑ
から電機子位相角偏差Δθを計算するΔθ変換器２２
と、得られた電機子位相角偏差Δθを重なり期間ホール
ドするホールド器（ＨＯＬＤ）２３と、ＰＩ制御器（Ｐ
Ｉ）２６と、電機子位相角計数器（ＣＯＵＮＴＥＲ）２
５とを具備することにより、電機子位相角θを出力す
る。
【０００７】上記において、ホールド器２３によりホー
ルドする期間については、電動機定数と電機子電流とか
ら計算される重なり角（ｕ）にディレーティングを持た
せた時間（α）を加えた期間（ｕ＋α）をホールド期間
計算器２８により求めている。そして、ホールド期間計
算器２８の出力をワンショット回路３１に与え、さらに
ホールド器２３に与えている。
ルドする期間については、電動機定数と電機子電流とか
ら計算される重なり角（ｕ）にディレーティングを持た
せた時間（α）を加えた期間（ｕ＋α）をホールド期間
計算器２８により求めている。そして、ホールド期間計
算器２８の出力をワンショット回路３１に与え、さらに
ホールド器２３に与えている。
【０００８】これら機構を用いることによって、電機子
電圧に同期したインバータゲート波形を出力し、これを
電力変換部である直流電圧源５、平滑用リアクトル６、
インバータ部３に与えて、三相無整流子電動機１を制御
制御することができる。
電圧に同期したインバータゲート波形を出力し、これを
電力変換部である直流電圧源５、平滑用リアクトル６、
インバータ部３に与えて、三相無整流子電動機１を制御
制御することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図１０に示すように、
従来技術においては、計算される重なり角（ｕ）に加え
てディレーティングを大きくとった期間（ｕ＋α）につ
いて、電機子位相角偏差Δθをホールドしているため、
得られる位相同期のための信号について必要以上にホー
ルドし除去していた。これについて、ホールド器２３と
重なりとの関係について詳細に説明する。
従来技術においては、計算される重なり角（ｕ）に加え
てディレーティングを大きくとった期間（ｕ＋α）につ
いて、電機子位相角偏差Δθをホールドしているため、
得られる位相同期のための信号について必要以上にホー
ルドし除去していた。これについて、ホールド器２３と
重なりとの関係について詳細に説明する。
【００１０】図１１に、代表として電機子電圧のＵ相波
形（インバータ電圧Ｕ相）と全相のゲート信号を重ねあ
わせた波形（全相ＯＲ）と、この時のホールドを施さな
い電機子位相角偏差Δθとを示す。
形（インバータ電圧Ｕ相）と全相のゲート信号を重ねあ
わせた波形（全相ＯＲ）と、この時のホールドを施さな
い電機子位相角偏差Δθとを示す。
【００１１】図１１に示すように、ゲート信号（全相Ｏ
Ｒ）が出力されてから一定期間、他の相に転流するまで
の重なり期間と呼ばれる間に、図１１に示すように、電
機子電圧波形に歪みが生じる。
Ｒ）が出力されてから一定期間、他の相に転流するまで
の重なり期間と呼ばれる間に、図１１に示すように、電
機子電圧波形に歪みが生じる。
【００１２】この歪みの影響で電機子位相角θが変動す
る現象がある。この現象に対してこの区間電機子位相角
θについてホールド処理を施すことにより、この影響を
除去するようにしている。
る現象がある。この現象に対してこの区間電機子位相角
θについてホールド処理を施すことにより、この影響を
除去するようにしている。
【００１３】図１１の下部に１回分のゲート信号（全相
ＯＲ）と電機子位相角偏差Δθの拡大図（Ａ）を示す。
拡大図（Ａ）に示すように、電機子位相角偏差Δθはゲ
ート信号より若干遅れて（ｔＤ１）変化し始める。その
後、重なり期間（ｕ）の間変動し、さらに転流終了後も
若干の振動区間（ｔＤ２）を経て、安定する。
ＯＲ）と電機子位相角偏差Δθの拡大図（Ａ）を示す。
拡大図（Ａ）に示すように、電機子位相角偏差Δθはゲ
ート信号より若干遅れて（ｔＤ１）変化し始める。その
後、重なり期間（ｕ）の間変動し、さらに転流終了後も
若干の振動区間（ｔＤ２）を経て、安定する。
【００１４】かかるホールド法において、従来は、想定
される全振動区間に余分を持たせた区間ホールドを実施
していた。従って、従来は、除去の必要な区間（ｕ＋ｔ
Ｄ２）以上に、除去が不要な部分までも大きくホールド
していたことになる。このため、同期に必要な情報まで
も除去してしまっていた。
される全振動区間に余分を持たせた区間ホールドを実施
していた。従って、従来は、除去の必要な区間（ｕ＋ｔ
Ｄ２）以上に、除去が不要な部分までも大きくホールド
していたことになる。このため、同期に必要な情報まで
も除去してしまっていた。
【００１５】ＰＬＬ同期において同期に必要な情報が少
なくなることは、同期に誤差が生じることを意味する。
電動機の特性によっては重なりの非常に大きいものもあ
り、これに大きくホールドしてしまう電機子位相検出器
８を適用した場合は同期が困難となる。ここに、電機子
位相検出器８が出力する信号はインバータの点弧角決定
に用いられている。たのため、電機子位相検出器８の出
力信号に誤差が生じることによって、転流失敗などの故
障を誘発する原因となる。本発明の目的は、高精度なＰ
ＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行うこと
が可能な三相無整流子電動機の制御装置を提供すること
にある。
なくなることは、同期に誤差が生じることを意味する。
電動機の特性によっては重なりの非常に大きいものもあ
り、これに大きくホールドしてしまう電機子位相検出器
８を適用した場合は同期が困難となる。ここに、電機子
位相検出器８が出力する信号はインバータの点弧角決定
に用いられている。たのため、電機子位相検出器８の出
力信号に誤差が生じることによって、転流失敗などの故
障を誘発する原因となる。本発明の目的は、高精度なＰ
ＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行うこと
が可能な三相無整流子電動機の制御装置を提供すること
にある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、電機子位相検出器について特性改善を行
う、つまり、電機子位相角偏差Δθの検出について変動
要素を除外するためのホールド器によるホールドを高精
度に行い、従来において生じたインバータ制御の不安定
要素を除外し、問題点を解決するようにしている。
に、本発明は、電機子位相検出器について特性改善を行
う、つまり、電機子位相角偏差Δθの検出について変動
要素を除外するためのホールド器によるホールドを高精
度に行い、従来において生じたインバータ制御の不安定
要素を除外し、問題点を解決するようにしている。
【００１７】請求項１乃至７の発明では、電機子電圧検
出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、３相／２相変換し、電機子位
相角θだけベクトル回転させるＤＱ変換器と、これによ
り得られたＶｄ，ＶｑとからΔθ変換器とによって、電
機子位相角偏差Δθを計算する。この電機子位相角偏差
Δθに対して適切な期間を、ホールド器にてホールド処
理し、ＰＩ制御器と電機子位相角計数器とによって、電
機子位相角θを出力するようにしている。
出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、３相／２相変換し、電機子位
相角θだけベクトル回転させるＤＱ変換器と、これによ
り得られたＶｄ，ＶｑとからΔθ変換器とによって、電
機子位相角偏差Δθを計算する。この電機子位相角偏差
Δθに対して適切な期間を、ホールド器にてホールド処
理し、ＰＩ制御器と電機子位相角計数器とによって、電
機子位相角θを出力するようにしている。
【００１８】また請求項３、４、６の発明では、電機子
位相角θの変動の大小に伴ってその値を可変とし、イン
バータの点弧タイミングを基準として、変動が急峻での
大きい区間は、インバータの点弧による影響が大きく、
制御応答を遅くし、安定化を図り、また変動の低い区間
は、位相同期のための情報が大きくなるため制御応答を
早くして応答性を向上させるようにしている。
位相角θの変動の大小に伴ってその値を可変とし、イン
バータの点弧タイミングを基準として、変動が急峻での
大きい区間は、インバータの点弧による影響が大きく、
制御応答を遅くし、安定化を図り、また変動の低い区間
は、位相同期のための情報が大きくなるため制御応答を
早くして応答性を向上させるようにしている。
【００１９】さらに請求項８の発明においては、重なり
除去前の電機子位相角偏差Δθについては、図１１に示
すようにインバータ出力ゲートに同期した信号が重畳さ
れるため、この信号の周波数帯域を除去するフィルター
を更に設けることによって、より安定した制御を行うよ
うにしている。
除去前の電機子位相角偏差Δθについては、図１１に示
すようにインバータ出力ゲートに同期した信号が重畳さ
れるため、この信号の周波数帯域を除去するフィルター
を更に設けることによって、より安定した制御を行うよ
うにしている。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の三相無整流子電動機の制
御装置は、三相無整流子電動機１及び電力変換部の構成
は従来と同じであって、電機子電圧検出値と電機子位相
角θに関係する部分であるのみが相違する。従って、以
下に述べる実施形態では相違点を詳細に説明する。 （第１実施形態）図１は、本発明の三相無整流子電動機
の制御装置の第１実施形態を示すブロック図であり、三
相無整流子電動機１の給電ラインから検出された電機子
電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、各相毎の電圧検出器７によっ
て数値に変換され、ＤＱ変換器２１によって電機子位相
角θを用いて式（１）〜（４）に示す変換を行って、Ｖ
ｄ，Ｖｑを計算する。
御装置は、三相無整流子電動機１及び電力変換部の構成
は従来と同じであって、電機子電圧検出値と電機子位相
角θに関係する部分であるのみが相違する。従って、以
下に述べる実施形態では相違点を詳細に説明する。 （第１実施形態）図１は、本発明の三相無整流子電動機
の制御装置の第１実施形態を示すブロック図であり、三
相無整流子電動機１の給電ラインから検出された電機子
電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、各相毎の電圧検出器７によっ
て数値に変換され、ＤＱ変換器２１によって電機子位相
角θを用いて式（１）〜（４）に示す変換を行って、Ｖ
ｄ，Ｖｑを計算する。
【００２１】
Ａ＝１／√３×（−Ｖｖ＋Ｖｗ） （１）
Ｂ＝１／３×（２Ｖｕ−Ｖｖ−Ｖｗ） （２）
Ｖｄ＝Ａｃｏｓθ＋Ｂｓｉｎθ （３）
Ｖｑ＝Ａｓｉｎθ＋Ｂｃｏｓθ （４）
計算されたＶｄ，Ｖｑを用いて、Δθ変換器２２によっ
て式（５）に示す変換を行って電機子位相角偏差Δθを
計算する。
て式（５）に示す変換を行って電機子位相角偏差Δθを
計算する。
【００２２】
Δθ ｓｉｎΔθ＝Ｖｑ／√（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ） （５）
ホールドタイミング発生器１６‐１は、インバータゲー
ト信号発生器９によって出力されるインバータゲートパ
ルスの出力（全出力のＯＲ）の立ち上がりエッジを基準
としてホールド期間を求め、これをホールド器２３に与
えることにより、電機子位相角偏差Δθを、重なり区間
の間だけホールドする。偏差Δθのホールドの下で、Ｐ
Ｉ制御器２６によって、該偏差Δθを零に近づける制御
を行って、電機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数
器２５によって電機子位相角θを求める。
ト信号発生器９によって出力されるインバータゲートパ
ルスの出力（全出力のＯＲ）の立ち上がりエッジを基準
としてホールド期間を求め、これをホールド器２３に与
えることにより、電機子位相角偏差Δθを、重なり区間
の間だけホールドする。偏差Δθのホールドの下で、Ｐ
Ｉ制御器２６によって、該偏差Δθを零に近づける制御
を行って、電機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数
器２５によって電機子位相角θを求める。
【００２３】ホールド回路２３のホールド時間は、ホー
ルドタイミング発生器１６により決定される。すなわ
ち、インバータゲート信号発生器９からのインバータゲ
ート波形が出力され、その後に電機子位相角偏差Δθの
変動が生じない期間（ｔＤ１）を、重なり前保持期間計
算器（ＣＡＬ ｔＤ１）２９によって計算し、これに重
なり期間計算器（ＣＡＬ u ）２７によって計算された
重なり期間（ｕ）を加えて、ホールド期間である区間
（ｕ＋ｔＤ１）を算出する。
ルドタイミング発生器１６により決定される。すなわ
ち、インバータゲート信号発生器９からのインバータゲ
ート波形が出力され、その後に電機子位相角偏差Δθの
変動が生じない期間（ｔＤ１）を、重なり前保持期間計
算器（ＣＡＬ ｔＤ１）２９によって計算し、これに重
なり期間計算器（ＣＡＬ u ）２７によって計算された
重なり期間（ｕ）を加えて、ホールド期間である区間
（ｕ＋ｔＤ１）を算出する。
【００２４】以上のように本実施形態では、ホールドタ
イミング発生器１６‐１により、ホールド器２３を除去
の必要な区間だけホールドしているので、高精度なＰＬ
Ｌ同期を実現して安定したインバータ制御を行うことが
可能となる。
イミング発生器１６‐１により、ホールド器２３を除去
の必要な区間だけホールドしているので、高精度なＰＬ
Ｌ同期を実現して安定したインバータ制御を行うことが
可能となる。
【００２５】図２は本発明の請求項２に係る実施形態を
示したものであり、本実施形態のホールドタイミング発
生器１６‐２は、図１のホールドタイミング発生器１６
‐１に、後振動期間計算器（t Ｄ２）３０が加わってい
る。
示したものであり、本実施形態のホールドタイミング発
生器１６‐２は、図１のホールドタイミング発生器１６
‐１に、後振動期間計算器（t Ｄ２）３０が加わってい
る。
【００２６】図１と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって電機子位相角偏差Δθが
計算される。この電機子位相角偏差Δθに対して、イン
バータゲート出力後に電機子位相角偏差Δθの変動が生
じない期間（ｔＤ１）を重なり前保持期間計算器２９に
よって計算し、重なり期間計算器２７によって計算され
た重なり期間（ｕ）と重なり後振動期間計算器３０によ
って計算された振動期間（ｔＤ２）との和を用いて、イ
ンバータゲート信号発生器９によって出力されるインバ
ータゲートパルスの出力（全出力のＯＲ）の立ち上がり
エッジを基準とするディレー付ワンショット回路３２よ
りホールド区間を出力する。
２１及びΔθ変換２２によって電機子位相角偏差Δθが
計算される。この電機子位相角偏差Δθに対して、イン
バータゲート出力後に電機子位相角偏差Δθの変動が生
じない期間（ｔＤ１）を重なり前保持期間計算器２９に
よって計算し、重なり期間計算器２７によって計算され
た重なり期間（ｕ）と重なり後振動期間計算器３０によ
って計算された振動期間（ｔＤ２）との和を用いて、イ
ンバータゲート信号発生器９によって出力されるインバ
ータゲートパルスの出力（全出力のＯＲ）の立ち上がり
エッジを基準とするディレー付ワンショット回路３２よ
りホールド区間を出力する。
【００２７】この信号に対してホールド器２３、ＰＩ制
御器２６及び電機子位相角計数器２５によって電機子位
相角θを求める。以上のように本実施形態によっても、
ホールドタイミング発生器１６‐２により、ホールド器
２３を除去の必要な区間だけホールドしているので、高
精度なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を
行うことが可能となる。
御器２６及び電機子位相角計数器２５によって電機子位
相角θを求める。以上のように本実施形態によっても、
ホールドタイミング発生器１６‐２により、ホールド器
２３を除去の必要な区間だけホールドしているので、高
精度なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を
行うことが可能となる。
【００２８】図３は本発明の請求項３に係る実施形態を
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐３は、図２のホールドタイミング発生器１６‐２
に、ワンショット回路３４、ディレー付ワンショット回
路３５等が加わっている。
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐３は、図２のホールドタイミング発生器１６‐２
に、ワンショット回路３４、ディレー付ワンショット回
路３５等が加わっている。
【００２９】図２と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、図２と同様にホールド区間を計算
し、ホールド器２３によってホールドする。この信号に
対して、ｔＤ１とｔＤ２の区間を、それぞれワンショッ
ト回路３４、ディレー付ワンショット回路３５にて生成
し、このＯＲ区間について可変ゲイン機能を有するＰＩ
制御器２６によって電機子周波数ｆを出力し、電機子位
相角計数器２５によって電機子位相角θを求める。
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、図２と同様にホールド区間を計算
し、ホールド器２３によってホールドする。この信号に
対して、ｔＤ１とｔＤ２の区間を、それぞれワンショッ
ト回路３４、ディレー付ワンショット回路３５にて生成
し、このＯＲ区間について可変ゲイン機能を有するＰＩ
制御器２６によって電機子周波数ｆを出力し、電機子位
相角計数器２５によって電機子位相角θを求める。
【００３０】以上のように本実施形態によっても、ホー
ルドタイミング発生器１６‐３により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
ルドタイミング発生器１６‐３により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
【００３１】図４は本発明の請求項４に係る実施形態を
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐４は、図３のホールドタイミング発生器１６‐２
に、ワンショット回路３７、ディレー付ワンショット回
路３６，３７等が加わっている。
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐４は、図３のホールドタイミング発生器１６‐２
に、ワンショット回路３７、ディレー付ワンショット回
路３６，３７等が加わっている。
【００３２】図２と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって計算され電機子位相角偏
差Δθに対して、図２と同様にホールド区間を計算し、
ホールド器２３によってホールドする。
２１及びΔθ変換２２によって計算され電機子位相角偏
差Δθに対して、図２と同様にホールド区間を計算し、
ホールド器２３によってホールドする。
【００３３】この信号に対して、（ｕ＋ｔＤ２）とｔＤ
１とｔＤ２の区間を、それぞれディレー付ワンショット
回路３６、ワンショット回路３７、ディレー付ワンショ
ット回路３８にて生成し、この区間についてそれぞれの
可変ゲイン機能を有するＰＩ制御器２６によって電機子
周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器２５によって電
機子位相角θを求める。
１とｔＤ２の区間を、それぞれディレー付ワンショット
回路３６、ワンショット回路３７、ディレー付ワンショ
ット回路３８にて生成し、この区間についてそれぞれの
可変ゲイン機能を有するＰＩ制御器２６によって電機子
周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器２５によって電
機子位相角θを求める。
【００３４】以上のように本実施形態によっても、ホー
ルドタイミング発生器１６‐４により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
ルドタイミング発生器１６‐４により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
【００３５】図５は本発明の請求項５に係る実施形態を
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐５は、重なり期間計算器２７と、Δθ微分回路３
９と、レベルオーバー判定回路４０と、ワンショット回
路４１とを具備する。
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐５は、重なり期間計算器２７と、Δθ微分回路３
９と、レベルオーバー判定回路４０と、ワンショット回
路４１とを具備する。
【００３６】図１と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、時間変化率をΔθ微分回路３９にて
計算し、これがレベルオーバー判定回路４０にて設定さ
れたレベルを超えた場合に、重なり期間計算器２７にて
演算された重なり期間ｕの間だけワンショット回路４１
によってホールド信号を出力し、ホールド器２３によっ
てホールドする。この信号を元にＰＩ制御器２６によっ
て電機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器２５に
よって電機子位相角θを求める。
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、時間変化率をΔθ微分回路３９にて
計算し、これがレベルオーバー判定回路４０にて設定さ
れたレベルを超えた場合に、重なり期間計算器２７にて
演算された重なり期間ｕの間だけワンショット回路４１
によってホールド信号を出力し、ホールド器２３によっ
てホールドする。この信号を元にＰＩ制御器２６によっ
て電機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器２５に
よって電機子位相角θを求める。
【００３７】この場合はｔＤ１の区間はΔθ微分回路３
９が動作しないため、これについては考慮不要となる。
以上のように本実施形態によっても、ホールドタイミン
グ発生器１６‐５により、ホールド器２３を除去の必要
な区間だけホールドしているので、高精度なＰＬＬ同期
を実現して安定したインバータ制御を行うことが可能と
なる。
９が動作しないため、これについては考慮不要となる。
以上のように本実施形態によっても、ホールドタイミン
グ発生器１６‐５により、ホールド器２３を除去の必要
な区間だけホールドしているので、高精度なＰＬＬ同期
を実現して安定したインバータ制御を行うことが可能と
なる。
【００３８】図６は本発明の請求項６に係る実施形態を
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐６は、重なり期間計算器２７と、後振動期間計算
器３０と、Δθ微分回路３９と、レベルオーバー判定回
路４０と、ワンショット回路４２，４３とを具備する。
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐６は、重なり期間計算器２７と、後振動期間計算
器３０と、Δθ微分回路３９と、レベルオーバー判定回
路４０と、ワンショット回路４２，４３とを具備する。
【００３９】図１と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、時間変化率を、Δθ微分回路３９に
て計算し、これがレベルオーバー判定回路４０にて設定
されたレベルを超えた場合に、重なり期間計算器２７に
て演算された重なり期間ｕの間だけワンショット回路４
２によってホールド信号を出力し、ホールド器２３によ
ってホールドする。さらに振動の予想される期間（ｕ＋
ｔＤ２）について制御ゲインを可変したＰＩ制御器２６
によって電機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器
２５によって電機子位相角θを求める。
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、時間変化率を、Δθ微分回路３９に
て計算し、これがレベルオーバー判定回路４０にて設定
されたレベルを超えた場合に、重なり期間計算器２７に
て演算された重なり期間ｕの間だけワンショット回路４
２によってホールド信号を出力し、ホールド器２３によ
ってホールドする。さらに振動の予想される期間（ｕ＋
ｔＤ２）について制御ゲインを可変したＰＩ制御器２６
によって電機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器
２５によって電機子位相角θを求める。
【００４０】以上のように本実施形態によっても、ホー
ルドタイミング発生器１６‐６により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
ルドタイミング発生器１６‐６により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
【００４１】図７は本発明の請求項７に係る実施形態を
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐７は、Δθ微分回路３９と、レベルオーバー判定
回路４０と、レベルアンダー判定回路４４と、ＳＲフリ
ップフロップ４５とを具備する。
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐７は、Δθ微分回路３９と、レベルオーバー判定
回路４０と、レベルアンダー判定回路４４と、ＳＲフリ
ップフロップ４５とを具備する。
【００４２】図１と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、時間変化率をΔθ微分回路３９にて
計算し、これがレベルオーバー判定回路４０にて設定さ
れたレベルを超えた場合に、ＳＲフリップフロップ４５
をセットし、次にレベルアンダー判定回路４４にて設定
されたレベルを下回った時にリセットする。このＳＲフ
リップフロップ４５の出力を元にホールド器２３によっ
てホールドし、ＰＩ制御器２６によって電機子周波数ｆ
を出力し、電機子位相角計数器２５によって電機子位相
角θを求める。
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、時間変化率をΔθ微分回路３９にて
計算し、これがレベルオーバー判定回路４０にて設定さ
れたレベルを超えた場合に、ＳＲフリップフロップ４５
をセットし、次にレベルアンダー判定回路４４にて設定
されたレベルを下回った時にリセットする。このＳＲフ
リップフロップ４５の出力を元にホールド器２３によっ
てホールドし、ＰＩ制御器２６によって電機子周波数ｆ
を出力し、電機子位相角計数器２５によって電機子位相
角θを求める。
【００４３】以上のように本実施形態によっても、ホー
ルドタイミング発生器１６‐６により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
ルドタイミング発生器１６‐６により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
【００４４】図８は本発明の請求項８に係る実施形態を
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐８は、帯域フィルター５１と、ホールドタイミン
グ発生回路５２とを具備する。
示したもので、本実施形態のホールドタイミング発生器
１６‐８は、帯域フィルター５１と、ホールドタイミン
グ発生回路５２とを具備する。
【００４５】図１と同様に、電圧検出器７、ＤＱ変換器
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、帯域フィルター５１によってノイズ
除去した信号に対して図１−７で示したようなホールド
タイミング発生回路５２でホールド信号を発生し、この
出力を元にホールド器２３、ＰＩ制御器２６によって電
機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器２５によっ
て電機子位相角θを求める。
２１及びΔθ変換２２によって計算された電機子位相角
偏差Δθに対して、帯域フィルター５１によってノイズ
除去した信号に対して図１−７で示したようなホールド
タイミング発生回路５２でホールド信号を発生し、この
出力を元にホールド器２３、ＰＩ制御器２６によって電
機子周波数ｆを出力し、電機子位相角計数器２５によっ
て電機子位相角θを求める。
【００４６】この時の帯域フィルター５１は適時選定さ
れるが、インバータの周波数に対して６倍ないしは１２
倍の周波数で重なりの影響によるノイズが乗るため、こ
れに対して周波数をインバータの周波数に同期して変化
させられる帯域フィルターなどが適用できる。
れるが、インバータの周波数に対して６倍ないしは１２
倍の周波数で重なりの影響によるノイズが乗るため、こ
れに対して周波数をインバータの周波数に同期して変化
させられる帯域フィルターなどが適用できる。
【００４７】以上のように本実施形態によっても、ホー
ルドタイミング発生器１６‐６により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
ルドタイミング発生器１６‐６により、ホールド器２３
を除去の必要な区間だけホールドしているので、高精度
なＰＬＬ同期を実現して安定したインバータ制御を行う
ことが可能となる。
【００４８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電機子電
圧を検出しそれに同期する位相検出器のＰＬＬ回路の特
性を向上することができ、安定した電機子位相角検出を
行うことが出来、またこの位相検出器が出力する電機子
位相角を基準として、安定したインバータのゲート信号
を発生させることが出来、もって安定したインバータ制
御が可能な無整流子電動機の制御装置を提供できるもの
である。
圧を検出しそれに同期する位相検出器のＰＬＬ回路の特
性を向上することができ、安定した電機子位相角検出を
行うことが出来、またこの位相検出器が出力する電機子
位相角を基準として、安定したインバータのゲート信号
を発生させることが出来、もって安定したインバータ制
御が可能な無整流子電動機の制御装置を提供できるもの
である。
【図１】本発明の請求項１に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図２】本発明の請求項２に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図３】本発明の請求項３に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図４】本発明の請求項４に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図５】本発明の請求項５に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図６】本発明の請求項６に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図７】本発明の請求項７に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図８】本発明の請求項８に係る実施形態の要部を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図９】本発明が適用される三相無整流子電動機の速度
制御装置の構成図。
制御装置の構成図。
【図１０】上記制御装置で用いる電機子位相角検出器の
構成図。
構成図。
【図１１】上記電機子位相検出器を説明するためのタイ
ミング図。
ミング図。
１…三相無整流子電動機（ＳＭ）、２…界磁巻線、３…
インバータ部、４…界磁用電力変換器（ＡＶＲ）、５…
直流電圧源、６…平滑用リアクトル、７…電圧検出器
（ＤＥＴ）、８…位相検出器（ＯＰＳ）、９…インバー
タゲート信号発生器（ＧＡＴＥ ＬＯＧＩＣ）、１０…
速度制御装置、１０ａ…位相角速度変換器（ｄθ／ｄ
ｔ）、１０ｂ…自動速度制御器（ＡＳＰＲ）、１６‐１
〜１６‐７…ホールドタイミング発生器、２１…ＤＱ変
換器、２２…Δθ変換器、２３…ホールド器、２５…電
機子位相角計数器、２６…ＰＩ制御器、２７…重なり期
間（ｕ）計算器、２８…ホールド期間（ｕ＋α）計算
器、２９…重なり前保持期間（ｔＤ１）計算器、３０…
重なり後振動期間（ｔＤ２）計算器、３１，３４，３
７，４１，４２，４３…ワンショット回路、３２，３
３，３５，３６，３８…ディレー付ワンショット回路、
３９…Δθ微分回路、４０…レベルオーバー判定回路、
４４…レベルアンダー判定回路、４５…ＳＲフリップフ
ロップ、５１…帯域フィルター、５２…ホールドタイミ
ング発生回路。
インバータ部、４…界磁用電力変換器（ＡＶＲ）、５…
直流電圧源、６…平滑用リアクトル、７…電圧検出器
（ＤＥＴ）、８…位相検出器（ＯＰＳ）、９…インバー
タゲート信号発生器（ＧＡＴＥ ＬＯＧＩＣ）、１０…
速度制御装置、１０ａ…位相角速度変換器（ｄθ／ｄ
ｔ）、１０ｂ…自動速度制御器（ＡＳＰＲ）、１６‐１
〜１６‐７…ホールドタイミング発生器、２１…ＤＱ変
換器、２２…Δθ変換器、２３…ホールド器、２５…電
機子位相角計数器、２６…ＰＩ制御器、２７…重なり期
間（ｕ）計算器、２８…ホールド期間（ｕ＋α）計算
器、２９…重なり前保持期間（ｔＤ１）計算器、３０…
重なり後振動期間（ｔＤ２）計算器、３１，３４，３
７，４１，４２，４３…ワンショット回路、３２，３
３，３５，３６，３８…ディレー付ワンショット回路、
３９…Δθ微分回路、４０…レベルオーバー判定回路、
４４…レベルアンダー判定回路、４５…ＳＲフリップフ
ロップ、５１…帯域フィルター、５２…ホールドタイミ
ング発生回路。
Claims (9)
- 【請求項１】 電力変換部に与えられるインバータゲー
ト信号に応じて半導体素子を点弧制御して可変電圧、可
変周波数の３相交流を三相無整流子電動機に与えて制御
する制御装置において、 前記三相無整流子電動機の３相電機子電圧を検出し、該
検出した３相電機子電圧を３相／２相変換し、該変換し
た３相／２相の電機子電圧を電機子位相角を基準にベク
トル回転させてｄ軸−ｑ軸上の電機子電圧を出力するＤ
Ｑ変換器と、 前記ｄ軸−ｑ軸上の電機子電圧を電機子電圧位相角の基
準と比較して電機子位相角偏差に変換するΔθ変換器
と、 このΔθ変換器からの電機子位相角偏差に対してインバ
ータ点弧より電機子位相角偏差の変動し始めるまでの時
間である重なり前保持期間（ｔＤ１）に電動機定数と電
機子電流とから計算される重なり期間（ｕ）を加えた期
間（ｔＤ１＋ｕ）についてホールドし、もって電機子位
相角を検出する電機子位相検出器と、 この電機子位相検出器から出力された電機子位相角に応
じて前記電力変換部のインバータゲート信号を発生する
インバータゲート信号発生器とを具備することを特徴と
する無整流子電動機の制御装置。 - 【請求項２】 前記電機子位相検出器は、前記重なり前
保持期間（ｔＤ１）についてはホールドすることなく、
前記重なり期間（ｕ）に、転流終了後の電機子位相角偏
差の振動している時間である重なり後振動期間（ｔＤ
２）を加えてなる必要最小限度の重なり期間（ｕ＋ｔＤ
２）についてホールドする手段を具備することを特徴と
する請求項１に記載の無整流子電動機の制御装置。 - 【請求項３】 前記電機子位相検出器は、前記重なり前
保持期間（ｔＤ１）と前記重なり後振動期間（ｔＤ２）
の区間と前記重なり区間（ｕ）の区間とに分けて、当該
電機子位相検出器の位相同期の制御ゲインを可変とする
手段を具備することを特徴とする請求項２に記載の無整
流子電動機の制御装置。 - 【請求項４】 前記電機子位相検出器は、前記重なり期
間（ｕ）と前記重なり前保持期間（ｔＤ１）と前記重な
り後振動期間（ｔＤ２）についてそれぞれ異なる、当該
電機子位相検出器の位相同期の制御ゲインを可変とする
手段を具備したことを特徴とする請求項２に記載の無整
流子電動機の制御装置。 - 【請求項５】 前記電機子位相検出器は、前記電機子位
相角偏差の時間変化率を検出することにより、検出した
設定されたレベルより超過した時点より前記重なり期間
（ｕ）だけホールドする手段を具備したことを特徴とす
る請求項１に記載の無整流子電動機の制御装置。 - 【請求項６】 前記電機子位相検出器は、前記重なり区
間（ｕ）と前記重なり後振動期間（ｔＤ２）とを合わせ
た区間について、当該電機子位相検出器の位相同期の制
御ゲインを可変する手段を具備したことを特徴とする請
求項５に記載の無整流子電動機の制御装置。 - 【請求項７】 前記電機子位相検出器は、前記電機子位
相角偏差の時間変化率を検出することにより設定された
レベルより超過した時点においてホールド開始とし、設
定されたレベルより下回るまでホールドする手段を具備
したことを特徴とする請求項１に記載の無整流子電動機
の制御装置。 - 【請求項８】 前記電機子位相角偏差を所定の帯域フィ
ルタリングする帯域フィルターを更に具備することを特
徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の無整流
子電動機の制御装置。 - 【請求項９】 前記電力変換部は、 前記三相無整流子電動機の速度制御により得られる電流
基準に応じた直流電力を供給する直流電圧源と、 この直流電圧源の出力を平滑する平滑器と、 前記インバータゲート信号に応じて点弧する半導体素子
を有し、前記平滑器から出力される直流電力を前記半導
体素子の点弧制御により３相交流に変換し前記三相無整
流子電動機に供給するインバータ部とを具備することを
特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の無整
流子電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26011498A JP3513028B2 (ja) | 1998-09-14 | 1998-09-14 | 三相無整流子電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26011498A JP3513028B2 (ja) | 1998-09-14 | 1998-09-14 | 三相無整流子電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092883A JP2000092883A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3513028B2 true JP3513028B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=17343487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26011498A Expired - Lifetime JP3513028B2 (ja) | 1998-09-14 | 1998-09-14 | 三相無整流子電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3513028B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1399117B1 (it) * | 2010-04-01 | 2013-04-05 | Nuovo Pignone Spa | Sistema e metodo di smorzamento del modo torsionale basato su anello ad aggancio di fase |
| CN103607158B (zh) * | 2013-10-30 | 2016-05-04 | 上海交通大学 | 低速下基于pi调节器和锁相环原理的磁链估计器 |
| KR101978023B1 (ko) * | 2016-11-28 | 2019-05-13 | 전자부품연구원 | Pll 기법을 적용한 주파수 계측 장치 및 방법 |
| CN110880790B (zh) * | 2019-12-23 | 2022-06-21 | 太原理工大学 | 含lcl拓扑结构的并网功率变换器的控制方法 |
-
1998
- 1998-09-14 JP JP26011498A patent/JP3513028B2/ja not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
| JP2000092883A (ja) | 2000-03-31 |
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