JPH05312859A - インピーダンス・メータ - Google Patents
インピーダンス・メータInfo
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- JPH05312859A JPH05312859A JP3313898A JP31389891A JPH05312859A JP H05312859 A JPH05312859 A JP H05312859A JP 3313898 A JP3313898 A JP 3313898A JP 31389891 A JP31389891 A JP 31389891A JP H05312859 A JPH05312859 A JP H05312859A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/04—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant in circuits having distributed constants, e.g. having very long conductors or involving high frequencies
- G01R27/06—Measuring reflection coefficients; Measuring standing-wave ratio
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- G—PHYSICS
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/08—Measuring resistance by measuring both voltage and current
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】広い範囲のインピーダンス値を、広周波数帯域
で高精度で測定すること。「ＶーＩ」法の持つ広範囲イ
ンピーダンス測定能力と、「反射係数法」が持つ広帯域
周波数測定能力との両方を有する。また遠隔測定を可能
とする。 【構成】基本的には、「ＶーＩ」法に基づき、インピー
ダンスの大きさに応じて、理想オープンを得る回路と理
想ショートを得る回路とに切り替えるものである。イン
ピーダンス切り替え境界は例えば５０オームである。高
インピーダンス測定には理想オープン型回路に、低イン
ピーダンス測定には理想ショート型回路にＳＷ５７で切
り替える。同軸線５５で振動源、計量器側を延長する。
バラン５６を使用して浮上の計量器を得る。１ＭＨｚー
２ＧＨｚの測定が可能となった。
で高精度で測定すること。「ＶーＩ」法の持つ広範囲イ
ンピーダンス測定能力と、「反射係数法」が持つ広帯域
周波数測定能力との両方を有する。また遠隔測定を可能
とする。 【構成】基本的には、「ＶーＩ」法に基づき、インピー
ダンスの大きさに応じて、理想オープンを得る回路と理
想ショートを得る回路とに切り替えるものである。イン
ピーダンス切り替え境界は例えば５０オームである。高
インピーダンス測定には理想オープン型回路に、低イン
ピーダンス測定には理想ショート型回路にＳＷ５７で切
り替える。同軸線５５で振動源、計量器側を延長する。
バラン５６を使用して浮上の計量器を得る。１ＭＨｚー
２ＧＨｚの測定が可能となった。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインピーダンス・メータ
に関し、特に広帯域周波数において、広いインピーダン
ス範囲にわって精度の良い測定が可能で、且つ遠隔測定
が可能なインピーダンス・メータに関する。なお、本明
細書においては、インピーダンスには、抵抗値、容量
値、インダクタンス値等も含むものとする。
に関し、特に広帯域周波数において、広いインピーダン
ス範囲にわって精度の良い測定が可能で、且つ遠隔測定
が可能なインピーダンス・メータに関する。なお、本明
細書においては、インピーダンスには、抵抗値、容量
値、インダクタンス値等も含むものとする。
【０００２】
【従来技術とその問題点】図１はインピーダンス測定法
を一般化したモデル図である。このモデルを使用してイ
ンピーダンス測定原理について一般的に考察する。信号
源Ｅ、被測定試料Ｚｘ（ＤＵＴ）、計量器Ｍ１、Ｍ２は
仲介回路網（トランスジューサ、ＴＲＤ）に接続され
る。インピーダンスはＴＲＤ内点の二計量値（電圧でも
電流でも良い、ただし位相を持つた複素数）の比のみの
関数（双一次変換）によって与えられる。このことは普
遍的であって、従来の「反射係数法」や「電圧電流計
（Ｖ−Ｉ）法」等のインピーダンス測定は、ＴＲＤ回路
網の違い、そして二計量点の違いに過ぎない。換言すれ
ば、下記の双一次変換式の係数の違いにすぎない。 Ｚｘ＝ａ・（１＋ｂｒ）／（１＋ｃｒ） 式（１） ここで、ｒ＝Ｖ１／Ｖ２（計量値比、Ｖ１、Ｖ２はそれ
ぞれ計量器Ｍ１、Ｍ２の指示値）。ａ、ｂ、ｃはＴＲＤ
の種類により定まる係数であり、Ｚｘの接続端を短絡、
開放、５０Ωの接続における計量値比から求められる。
ＴＲＤにどのような回路網を使用するかは、インピーダ
ンス測定の目的と実現性に依存する。使用する回路網に
より、得意とするインピーダンス測定範囲や測定周波数
範囲が定まる。
を一般化したモデル図である。このモデルを使用してイ
ンピーダンス測定原理について一般的に考察する。信号
源Ｅ、被測定試料Ｚｘ（ＤＵＴ）、計量器Ｍ１、Ｍ２は
仲介回路網（トランスジューサ、ＴＲＤ）に接続され
る。インピーダンスはＴＲＤ内点の二計量値（電圧でも
電流でも良い、ただし位相を持つた複素数）の比のみの
関数（双一次変換）によって与えられる。このことは普
遍的であって、従来の「反射係数法」や「電圧電流計
（Ｖ−Ｉ）法」等のインピーダンス測定は、ＴＲＤ回路
網の違い、そして二計量点の違いに過ぎない。換言すれ
ば、下記の双一次変換式の係数の違いにすぎない。 Ｚｘ＝ａ・（１＋ｂｒ）／（１＋ｃｒ） 式（１） ここで、ｒ＝Ｖ１／Ｖ２（計量値比、Ｖ１、Ｖ２はそれ
ぞれ計量器Ｍ１、Ｍ２の指示値）。ａ、ｂ、ｃはＴＲＤ
の種類により定まる係数であり、Ｚｘの接続端を短絡、
開放、５０Ωの接続における計量値比から求められる。
ＴＲＤにどのような回路網を使用するかは、インピーダ
ンス測定の目的と実現性に依存する。使用する回路網に
より、得意とするインピーダンス測定範囲や測定周波数
範囲が定まる。
【０００３】図２は図１のモデルに従った高周波数イン
ピーダンス測定器のモデルである。実際の測定器におい
ては、信号源とＴＲＤ間、計量器Ｖ１、Ｖ２とＴＲＤ間
は特性インピーダンスＺｏ（Ｚｏ＝Ｒｏ）の同軸線の延
長ケーブルで結ばれる。信号規格器はそれへの入力信号
と計量器のフルスケールとの関係を調整する（レンジン
グ作用）ものである。
ピーダンス測定器のモデルである。実際の測定器におい
ては、信号源とＴＲＤ間、計量器Ｖ１、Ｖ２とＴＲＤ間
は特性インピーダンスＺｏ（Ｚｏ＝Ｒｏ）の同軸線の延
長ケーブルで結ばれる。信号規格器はそれへの入力信号
と計量器のフルスケールとの関係を調整する（レンジン
グ作用）ものである。
【０００４】次に、インピーダンス測定性能について考
察する。この測定性能に影響する因子として、「温度安
定度」と「測定Ｓ／Ｎ」がある。図２において、「温度
安定度」はＴＲＤ回路網の温度変化と計量器の複素利得
の温度変化に起因するものであり、該計量器の利得変化
は主に延長ケーブルの伝送利得変化と電圧計の利得変化
より成る。また「測定Ｓ／Ｎ」は「計量Ｓ／Ｎ」に起因
するものであり、該「計量Ｓ／Ｎ」は信号規格器が適正
に設定されるならば、電圧計のダイナミックレンジ、即
ちフルスケール値とゼロ点誤差（ノイズ、オフセット）
の比として与えられる。
察する。この測定性能に影響する因子として、「温度安
定度」と「測定Ｓ／Ｎ」がある。図２において、「温度
安定度」はＴＲＤ回路網の温度変化と計量器の複素利得
の温度変化に起因するものであり、該計量器の利得変化
は主に延長ケーブルの伝送利得変化と電圧計の利得変化
より成る。また「測定Ｓ／Ｎ」は「計量Ｓ／Ｎ」に起因
するものであり、該「計量Ｓ／Ｎ」は信号規格器が適正
に設定されるならば、電圧計のダイナミックレンジ、即
ちフルスケール値とゼロ点誤差（ノイズ、オフセット）
の比として与えられる。
【０００５】そこで従来使用されている高周波数インピ
ーダンス測定法における測定性能について考察する。図
３は「反射係数法」と呼ばれる測定方法の概略図であ
る。この方法を使用して１ＭＨｚから１ＧＨｚの周波数
範囲を持つインピーダンス・メータが商品化されてい
る。ＴＲＤとしては抵抗ブリッジ１を用いており、入力
電圧に相当する信号源電圧の計量と反射電圧に相当する
ブリッジ不平衡電圧の計量を行っている。そしてそれら
の比（反射係数）から、ＤＵＴのインピーダンス値を計
算している。信号源３、計量器４、５とブリッジ１とは
同軸線２（計量器延長ケーブル）で接続されている。未
知インピーダンスＺｘは次式で表される。 Ｚｘ＝ａ・（１＋ｂｒ）／（１＋ｃｒ） （ａ＝Ｒｏ、
ｂ＝１、ｃ＝−１） Ｚｘ＝Ｒｏ・（１＋ｒ）／（１−ｒ）、ｒ（反射係数）
＝８・Ｖｒ／Ｖｉ この回路の詳細は特公昭６４−１７４８号公報に述べら
れている。図５はこの測定方法におけるＺｘの値対誤差
拡大率との関係を示した特性図である。誤差拡大率＝Ｚ
ｘの測定誤差（％）／計量器誤差（％）である。なお、
このグラフにおいて横軸をＺｘの値、縦軸（対数）をブ
リッジの不平衡電圧と考えれば、不平衡電圧とＺｘとの
関係は、上記式に基づき実線ａのように表される。測定
器はこの実線ａを予め記憶しており、測定した不平衡電
圧に基づきＺｘを測定する。ここで、「温度安定度」を
考えるに、計量器利得変化により実線ａが破線ｂに変化
したとする。同じ不平衡電圧でも実線ａと破線ｂではＺ
ｘの値は異なるから測定誤差が発生する。なお、ブリッ
ジ（ＴＲＤ）自体の温度安定度が良いとすれば、純抵抗
５０ΩＤＵＴの測定に際し、計量器利得変化がインピー
ダンス測定値の変化として現れる量は極めて小さい。何
故なら、ブリッジ不平衡電圧は、５０Ωからのずれを表
すものであり、５０Ω近傍では非常に小さいからであ
る。ところが、特性インピーダンス以外のＤＵＴの測定
では、図５に示すように、計量器利得温度係数を大きく
拡大させてしまう。例えば、５００Ωあるいは５Ωの測
定に対し、計量器の利得変化は、それらの５０Ωとの比
である１０倍に拡大されて測定値変化を与える。即ち、
計量器利得変化１％は測定誤差１０％を与える。次に
「測定Ｓ／Ｎ」を考えるに、これも上記場合と同様であ
る。計量器が信号規格器を持てば、計量Ｓ／ＮはＤＵＴ
インピーダンスにかかわらず常に一定になるが、その計
量値から得られるところのＤＵＴ値としての測定Ｓ／Ｎ
は上記の場合と同様の変換を受けて、５０Ω以外では大
きく悪化してしまう。なお、この測定方法ではＴＲＤを
仲介として測定ポート側をケーブルで延長しても計量器
側のケーブルを延長しても、ケーブルの特性変化や計量
器利得変化がＤＵＴ測定誤差を発生させる大きさにさほ
どの差異は無い。
ーダンス測定法における測定性能について考察する。図
３は「反射係数法」と呼ばれる測定方法の概略図であ
る。この方法を使用して１ＭＨｚから１ＧＨｚの周波数
範囲を持つインピーダンス・メータが商品化されてい
る。ＴＲＤとしては抵抗ブリッジ１を用いており、入力
電圧に相当する信号源電圧の計量と反射電圧に相当する
ブリッジ不平衡電圧の計量を行っている。そしてそれら
の比（反射係数）から、ＤＵＴのインピーダンス値を計
算している。信号源３、計量器４、５とブリッジ１とは
同軸線２（計量器延長ケーブル）で接続されている。未
知インピーダンスＺｘは次式で表される。 Ｚｘ＝ａ・（１＋ｂｒ）／（１＋ｃｒ） （ａ＝Ｒｏ、
ｂ＝１、ｃ＝−１） Ｚｘ＝Ｒｏ・（１＋ｒ）／（１−ｒ）、ｒ（反射係数）
＝８・Ｖｒ／Ｖｉ この回路の詳細は特公昭６４−１７４８号公報に述べら
れている。図５はこの測定方法におけるＺｘの値対誤差
拡大率との関係を示した特性図である。誤差拡大率＝Ｚ
ｘの測定誤差（％）／計量器誤差（％）である。なお、
このグラフにおいて横軸をＺｘの値、縦軸（対数）をブ
リッジの不平衡電圧と考えれば、不平衡電圧とＺｘとの
関係は、上記式に基づき実線ａのように表される。測定
器はこの実線ａを予め記憶しており、測定した不平衡電
圧に基づきＺｘを測定する。ここで、「温度安定度」を
考えるに、計量器利得変化により実線ａが破線ｂに変化
したとする。同じ不平衡電圧でも実線ａと破線ｂではＺ
ｘの値は異なるから測定誤差が発生する。なお、ブリッ
ジ（ＴＲＤ）自体の温度安定度が良いとすれば、純抵抗
５０ΩＤＵＴの測定に際し、計量器利得変化がインピー
ダンス測定値の変化として現れる量は極めて小さい。何
故なら、ブリッジ不平衡電圧は、５０Ωからのずれを表
すものであり、５０Ω近傍では非常に小さいからであ
る。ところが、特性インピーダンス以外のＤＵＴの測定
では、図５に示すように、計量器利得温度係数を大きく
拡大させてしまう。例えば、５００Ωあるいは５Ωの測
定に対し、計量器の利得変化は、それらの５０Ωとの比
である１０倍に拡大されて測定値変化を与える。即ち、
計量器利得変化１％は測定誤差１０％を与える。次に
「測定Ｓ／Ｎ」を考えるに、これも上記場合と同様であ
る。計量器が信号規格器を持てば、計量Ｓ／ＮはＤＵＴ
インピーダンスにかかわらず常に一定になるが、その計
量値から得られるところのＤＵＴ値としての測定Ｓ／Ｎ
は上記の場合と同様の変換を受けて、５０Ω以外では大
きく悪化してしまう。なお、この測定方法ではＴＲＤを
仲介として測定ポート側をケーブルで延長しても計量器
側のケーブルを延長しても、ケーブルの特性変化や計量
器利得変化がＤＵＴ測定誤差を発生させる大きさにさほ
どの差異は無い。
【０００６】図４は従来の「電圧電流計（Ｖ−Ｉ）法」
と呼ばれる測定方法の概略図である。この測定方法によ
り１００ＭＨｚ程度までの周波数範囲を持つインピーダ
ンス・メータが商品化されている。信号源３、計量器
４、５とＤＵＴとは同軸線２を介して接続され、ＤＵＴ
を流れる電流はカレントトランス（１：Ｎの巻数比）６
（電流計量点を浮上させている。）を介して計量器４で
検出される。即ち、第１計量としてカレントトランス６
でＤＵＴに流れる電流を測定し、第２計量としてＤＵＴ
に発生する電圧をカレントトランス両端の電圧降下を含
めて測定している。これら二つの測定量の比からＤＵＴ
のインピーダンス値を計算している。未知インピーダン
スＺｘは次式で表される。 Ｚｘ＝ａ・（１＋ｂｒ）／（１＋ｃｒ） （ａ＝Ｒｏ、
ｂ＝０、ｃ＝０） Ｚｘ＝Ｒｏ・ｒ ｒ＝Ｖｖ／Ｖｉ 「温度安定度」を考えるに、ＤＵＴに発生する電圧と電
流とを「理想的」（この意味は後述する）に計量できれ
ば、計量器利得温度係数が拡大されることはない。如何
なるＤＵＴ測定に対しても、計量器の利得変化はほぼ
１：１のインピーダンス測定値変化として現れる。例え
ば、計量器利得変化１％は測定誤差約１％を与える。こ
の様子を図６に示す。「測定Ｓ／Ｎ」についても同様、
計量器が信号規格器を持てば、測定Ｓ／Ｎは計量Ｓ／Ｎ
とほぼ１：１に対応し、ＤＵＴインピーダンスに依らな
くなる。
と呼ばれる測定方法の概略図である。この測定方法によ
り１００ＭＨｚ程度までの周波数範囲を持つインピーダ
ンス・メータが商品化されている。信号源３、計量器
４、５とＤＵＴとは同軸線２を介して接続され、ＤＵＴ
を流れる電流はカレントトランス（１：Ｎの巻数比）６
（電流計量点を浮上させている。）を介して計量器４で
検出される。即ち、第１計量としてカレントトランス６
でＤＵＴに流れる電流を測定し、第２計量としてＤＵＴ
に発生する電圧をカレントトランス両端の電圧降下を含
めて測定している。これら二つの測定量の比からＤＵＴ
のインピーダンス値を計算している。未知インピーダン
スＺｘは次式で表される。 Ｚｘ＝ａ・（１＋ｂｒ）／（１＋ｃｒ） （ａ＝Ｒｏ、
ｂ＝０、ｃ＝０） Ｚｘ＝Ｒｏ・ｒ ｒ＝Ｖｖ／Ｖｉ 「温度安定度」を考えるに、ＤＵＴに発生する電圧と電
流とを「理想的」（この意味は後述する）に計量できれ
ば、計量器利得温度係数が拡大されることはない。如何
なるＤＵＴ測定に対しても、計量器の利得変化はほぼ
１：１のインピーダンス測定値変化として現れる。例え
ば、計量器利得変化１％は測定誤差約１％を与える。こ
の様子を図６に示す。「測定Ｓ／Ｎ」についても同様、
計量器が信号規格器を持てば、測定Ｓ／Ｎは計量Ｓ／Ｎ
とほぼ１：１に対応し、ＤＵＴインピーダンスに依らな
くなる。
【０００７】なお、。「Ｖ−Ｉ法」による測定におい
て、ＴＲＤを仲介として測定ポート側をケーブルで延長
する場合と、計量器側のケーブルを延長する場合とで、
そのケーブル特性変化や計量器利得変化のＤＵＴ測定誤
差への影響度は異なる。計量器延長は図６の誤差拡大率
を維持するが、測定ポート側延長ではそのケーブルの特
性インピーダンス外の測定誤差を大きく拡大させること
がある。これは後述する「理想オープン」、「理想ショ
ート」を阻害するためと考えられる。したがって、測定
ポートの延長は「Ｖ−Ｉ法」の長所を損なうため、延長
は通常、計量器側で行われる。
て、ＴＲＤを仲介として測定ポート側をケーブルで延長
する場合と、計量器側のケーブルを延長する場合とで、
そのケーブル特性変化や計量器利得変化のＤＵＴ測定誤
差への影響度は異なる。計量器延長は図６の誤差拡大率
を維持するが、測定ポート側延長ではそのケーブルの特
性インピーダンス外の測定誤差を大きく拡大させること
がある。これは後述する「理想オープン」、「理想ショ
ート」を阻害するためと考えられる。したがって、測定
ポートの延長は「Ｖ−Ｉ法」の長所を損なうため、延長
は通常、計量器側で行われる。
【０００８】ところで、上記の「理想的」とはオープン
（開放）、ショート（短絡）のＤＵＴに対し、それぞれ
Ｖｉ＝０（電流測定値＝０、電圧測定値＝有限）、Ｖｖ
＝０（電圧測定値＝０、電流測定値＝有限）という条件
を同時に満たす事を意味しており、有限の入力インピー
ダンスを持つ二つの計量器をＴＲＤに接続して、これら
条件を満たすように構成することは不可能である。少な
くとも二つの計量器の内の一方が、零から無限大のイン
ピーダンスを持っていなければ、それは実現できない。
図７は「理想オープン計量を得る回路」、図８は「理想
ショート計量を得る回路」の概略図である。１０は信号
源、１２は電圧計、１４は電流計である。理想オープン
計量、理想ショート計量が得られない非理想Ｖ−Ｉ法で
は、計量器利得変化がインピーダンス測定値に与える影
響は、その度合いによって、前述「反射係数法」に似た
誤差拡大率を持って作用することになる。即ち、理想オ
ープンを優先し、理想ショートが得られない回路の場合
には、低インピーダンス領域で誤差拡大率が大きくな
り、理想ショートを優先し、理想オープンが得られない
場合には高インピーダンス領域で誤差拡大率が大きくな
る。
（開放）、ショート（短絡）のＤＵＴに対し、それぞれ
Ｖｉ＝０（電流測定値＝０、電圧測定値＝有限）、Ｖｖ
＝０（電圧測定値＝０、電流測定値＝有限）という条件
を同時に満たす事を意味しており、有限の入力インピー
ダンスを持つ二つの計量器をＴＲＤに接続して、これら
条件を満たすように構成することは不可能である。少な
くとも二つの計量器の内の一方が、零から無限大のイン
ピーダンスを持っていなければ、それは実現できない。
図７は「理想オープン計量を得る回路」、図８は「理想
ショート計量を得る回路」の概略図である。１０は信号
源、１２は電圧計、１４は電流計である。理想オープン
計量、理想ショート計量が得られない非理想Ｖ−Ｉ法で
は、計量器利得変化がインピーダンス測定値に与える影
響は、その度合いによって、前述「反射係数法」に似た
誤差拡大率を持って作用することになる。即ち、理想オ
ープンを優先し、理想ショートが得られない回路の場合
には、低インピーダンス領域で誤差拡大率が大きくな
り、理想ショートを優先し、理想オープンが得られない
場合には高インピーダンス領域で誤差拡大率が大きくな
る。
【０００９】ところで、図４の回路は「理想オープン計
量を得る回路」（図７）を基本回路として使用してい
る。そして「理想ショート計量を得る回路」に近づける
ため巻数比１：１０のカレントトランス６を使用してい
る。カレントトランス６は電流計量用計量器４の入力イ
ンピーダンスを下げてくれる（１／Ｎ２になる。）。し
かしながら、カレントトランスを使用する方法は、次の
ようないくつかの欠点をもつ。（ａ）理想ショート計量
を実現するために巻数比を大きくする程、ＴＲＤから取
り出す信号が小さくなり（１／Ｎになる）、高インピー
ダンスＤＵＴ測定に対し測定Ｓ／Ｎが悪化する。（ｂ）
トランスの広帯域化が困難である。そしてこの（ｂ）の
詳細は次のｃ、ｄ、ｅである。（ｃ）広周波数帯域にわ
たって１次二次結合度を大きく（漏洩リアクタンスを小
さく）、且つ励磁インピーダンスを高く保つ事は難し
い。透磁率の変化や二次巻線の漏洩インダクタンス、分
布容量を考えると、例えば１ＭＨｚで使用する多対１ト
ランスを１ＧＨｚで使用することはできない。（ｄ）低
周波数使用に耐えるように設計したトランスでは、高周
波数域において、理想オープン計量値、理想ショート計
量値を期待するほど小さくすることができない。トラン
スコアの大型化は、一次の残留インダクタンスを増加さ
せると共に一次巻線とコア間のキャパシタンスを増加さ
せるからである。（ｅ）低周波数域における励磁インピ
ーダンスの確保は、トランスコアの透磁率そのものに頼
っているのでコアの温度特性が、計量利得や、一次の残
留インピーダンスを変化させる原因になる。
量を得る回路」（図７）を基本回路として使用してい
る。そして「理想ショート計量を得る回路」に近づける
ため巻数比１：１０のカレントトランス６を使用してい
る。カレントトランス６は電流計量用計量器４の入力イ
ンピーダンスを下げてくれる（１／Ｎ２になる。）。し
かしながら、カレントトランスを使用する方法は、次の
ようないくつかの欠点をもつ。（ａ）理想ショート計量
を実現するために巻数比を大きくする程、ＴＲＤから取
り出す信号が小さくなり（１／Ｎになる）、高インピー
ダンスＤＵＴ測定に対し測定Ｓ／Ｎが悪化する。（ｂ）
トランスの広帯域化が困難である。そしてこの（ｂ）の
詳細は次のｃ、ｄ、ｅである。（ｃ）広周波数帯域にわ
たって１次二次結合度を大きく（漏洩リアクタンスを小
さく）、且つ励磁インピーダンスを高く保つ事は難し
い。透磁率の変化や二次巻線の漏洩インダクタンス、分
布容量を考えると、例えば１ＭＨｚで使用する多対１ト
ランスを１ＧＨｚで使用することはできない。（ｄ）低
周波数使用に耐えるように設計したトランスでは、高周
波数域において、理想オープン計量値、理想ショート計
量値を期待するほど小さくすることができない。トラン
スコアの大型化は、一次の残留インダクタンスを増加さ
せると共に一次巻線とコア間のキャパシタンスを増加さ
せるからである。（ｅ）低周波数域における励磁インピ
ーダンスの確保は、トランスコアの透磁率そのものに頼
っているのでコアの温度特性が、計量利得や、一次の残
留インピーダンスを変化させる原因になる。
【００１０】ここで、理想オープン計量を得る回路およ
び理想ショート計量を得る回路を別の観点から考えてみ
る。図９は図７に示した理想オープン計量を得る回路の
一般化した特性図で、横軸はインピーダンスを、縦軸は
計量値（ある規格値に対して）をそれぞれ対数値で示し
ている。インピーダンスが大きい領域でＤＵＴに流れる
電流値（Ｉ、Ｖｉ）の変化が大きい。一方図１０は理想
ショート計量を得る回路の一般化した特性図である。こ
の場合にはインピーダンスが小さい領域でＤＵＴに生じ
る電圧値（Ｖ、Ｖｖ）の変化が大きい。よって、高イン
ピーダンス測定では理想オープン計量を得る回路を使用
し、低インピーダンス測定では理想ショート計量を得る
回路を使用すれば、広いインピーダンス範囲にわたり、
高感度の測定ができる事が分かる。なお、図９、１０は
実際には図１９の回路図の特性図である。
び理想ショート計量を得る回路を別の観点から考えてみ
る。図９は図７に示した理想オープン計量を得る回路の
一般化した特性図で、横軸はインピーダンスを、縦軸は
計量値（ある規格値に対して）をそれぞれ対数値で示し
ている。インピーダンスが大きい領域でＤＵＴに流れる
電流値（Ｉ、Ｖｉ）の変化が大きい。一方図１０は理想
ショート計量を得る回路の一般化した特性図である。こ
の場合にはインピーダンスが小さい領域でＤＵＴに生じ
る電圧値（Ｖ、Ｖｖ）の変化が大きい。よって、高イン
ピーダンス測定では理想オープン計量を得る回路を使用
し、低インピーダンス測定では理想ショート計量を得る
回路を使用すれば、広いインピーダンス範囲にわたり、
高感度の測定ができる事が分かる。なお、図９、１０は
実際には図１９の回路図の特性図である。
【００１１】以上、反射係数法、Ｖ−Ｉ法について説明
したが、これらの利点、欠点を，まとめると以下のよう
になる。「反射係数法」は、ブリッジの特性インピーダ
ンス例えば５０Ωの測定には適している。しかし、それ
以外のインピーダンスの測定では精度（安定度、測定Ｓ
／Ｎ）が大きく低下する。「Ｖ−Ｉ法」は広いインピー
ダンス範囲の測定について安定した精度が得られる。計
量器に信号規格器を組込めば測定Ｓ／Ｎも安定する。遠
隔測定も可能である。しかしながら、従来のＶ−Ｉ法で
は、測定Ｓ／Ｎを良くすること、理想オープン計量、理
想ショート計量を同時に達成し、且つ広帯域周波数化を
図ることは困難である。また、従来のＶ−Ｉ法で使用し
ている広帯域カレントトランスに良好な温度特性を期待
することは出来ない。
したが、これらの利点、欠点を，まとめると以下のよう
になる。「反射係数法」は、ブリッジの特性インピーダ
ンス例えば５０Ωの測定には適している。しかし、それ
以外のインピーダンスの測定では精度（安定度、測定Ｓ
／Ｎ）が大きく低下する。「Ｖ−Ｉ法」は広いインピー
ダンス範囲の測定について安定した精度が得られる。計
量器に信号規格器を組込めば測定Ｓ／Ｎも安定する。遠
隔測定も可能である。しかしながら、従来のＶ−Ｉ法で
は、測定Ｓ／Ｎを良くすること、理想オープン計量、理
想ショート計量を同時に達成し、且つ広帯域周波数化を
図ることは困難である。また、従来のＶ−Ｉ法で使用し
ている広帯域カレントトランスに良好な温度特性を期待
することは出来ない。
【００１２】
【発明の目的】よって本発明の主たる目的は、Ｖ−Ｉ法
が持つ広範囲インピーダンス測定能力と、反射係数法が
持つ広帯域周波数測定能力との両方を有するインピーダ
ンス・メータを提供することである。本発明のさらに他
の目的は上記能力を維持しながら、遠隔測定を可能とす
るインピーダンス・メータを提供することである。
が持つ広範囲インピーダンス測定能力と、反射係数法が
持つ広帯域周波数測定能力との両方を有するインピーダ
ンス・メータを提供することである。本発明のさらに他
の目的は上記能力を維持しながら、遠隔測定を可能とす
るインピーダンス・メータを提供することである。
【００１３】
【発明の概要】本発明においては、上述広範囲インピー
ダンス測定能力と広帯域周波数測定能力は、理想オープ
ン計量と理想ショート計量の実現、およびカレントトラ
ンスの削除により達成される。理想オープン計量と理想
ショート計量は、低インピーダンス測定時には理想ショ
ート計量を得る回路に、高インピーダンス測定時には理
想オープン計量を得る回路に切替え接続することにより
行なわれる。そしてこの切替えにかからわらず、ＤＵＴ
から見たインピーダンスおよび励振電圧が一定となるよ
うに回路が構成される。遠隔測定は、従来のＶ−Ｉ法の
様に、ＴＲＤ部分は少量の素子で構成し、ＴＲＤ部分と
測定（計量器）部分とを同軸線で延長して接続すること
により達成される。ＤＵＴの電圧や電流を測定するため
に、浮いた（フローテング）電圧計や電流計が必要な場
合はバラン（コモンモードチョーク）が使用される。
ダンス測定能力と広帯域周波数測定能力は、理想オープ
ン計量と理想ショート計量の実現、およびカレントトラ
ンスの削除により達成される。理想オープン計量と理想
ショート計量は、低インピーダンス測定時には理想ショ
ート計量を得る回路に、高インピーダンス測定時には理
想オープン計量を得る回路に切替え接続することにより
行なわれる。そしてこの切替えにかからわらず、ＤＵＴ
から見たインピーダンスおよび励振電圧が一定となるよ
うに回路が構成される。遠隔測定は、従来のＶ−Ｉ法の
様に、ＴＲＤ部分は少量の素子で構成し、ＴＲＤ部分と
測定（計量器）部分とを同軸線で延長して接続すること
により達成される。ＤＵＴの電圧や電流を測定するため
に、浮いた（フローテング）電圧計や電流計が必要な場
合はバラン（コモンモードチョーク）が使用される。
【００１４】
【実施例】図１１は本発明の第１原理的回路図であり、
図１２は図１１の点Ａを接地点とした場合の本発明の一
実施例による第１回路図（Ａ点接地型）である。図１３
は図１１の点Ｂを接地点とした場合の本発明の他の実施
例による第２回路図（Ｂ点接地型）である。図１４は本
発明の第２原理的回路図であり、図１５は図１４の点Ａ
を接地点とした場合の本発明の他の実施例による第３回
路図（Ａ点接地型）である。図１６は図１４の点Ｂを接
地点とした場合の本発明の他の実施例による第４回路図
（Ｂ点接地型）である。このように、本発明によるイン
ピーダンス・メータは図１１および図１４に示した原理
に基づき図１２、１３、１５、１６に示した４個の基本
回路に分類できる。いづれも「Ｖ−Ｉ法」に基づき、測
定インピーダンス範囲を二分割して、ＤＵＴインピーダ
ンスの高低に応じて、それぞれ理想オープン、理想ショ
ートを得る最適構成を得る様に回路を切替えるものであ
る。二つのインピーダンスの切替え境界は、延長同軸ケ
ーブルの特性インピーダンス、例えば５０Ω付近に選ぶ
のが適当である。図１１において、２０は信号源、２２
は切替えスイッチ、２３は電圧計、２４は電流計、２８
はＤＵＴである。スイッチ２２は、高インピーダンス測
定のときはＨ−Ｚ側に、低インピーダンス測定のときは
Ｌ−Ｚ側に切替えられる。図１４においては、３０は信
号源、３２はスイッチ、３８はＤＵＴである。３３は電
圧計である。３４は３２がＨ−Ｚ側に接続されたとき電
流計となり、Ｌ−Ｚ側に接続されたとき電圧計となる。
このときの電流は３３と３４の測定電圧差から求まる。
図１２、１３、１５、１６の基本回路において、測定ポ
ートと計量器とは延長用同軸ケーブル２５、３５で接続
され、バラン（コモンモードチョーク）２６、３６が適
宜使用される。具体的には、延長用同軸ケーブ２５、３
５の先の測定ポートを構成する小さな箱に、切替え部と
バランを収容することにより、広いインピーダンス範囲
のＤＵＴを高精度で遠隔測定をすることができる。バラ
ンは数百オームの浮上インピーダンスを得るべく、小型
のフェライトコア等に数ターンの同軸線を巻きつけて実
現する。ここでバランについて図１３、図２０により若
干説明する。図２０はバランの作用を説明するための概
略図である。図２０においてＥはコモンモード電圧であ
る。図２０の回路は（１）端子ｂ、ｃ間に電圧Ｅｓを入
力したとき、計量器Ｖ２には差動の電圧Ｅｓのみが発生
し、コモンモード電圧Ｅは生じない、（２）端子ｂ、ｃ
から見たコモンモード・インピーダンスが大きい、とい
う特性を有し、よって計量器Ｖ２は浮いて見えることに
なる。即ち、計量器Ｖ２が同軸線２５の芯線ｂと外皮ｃ
との間に存在するように見える。
図１２は図１１の点Ａを接地点とした場合の本発明の一
実施例による第１回路図（Ａ点接地型）である。図１３
は図１１の点Ｂを接地点とした場合の本発明の他の実施
例による第２回路図（Ｂ点接地型）である。図１４は本
発明の第２原理的回路図であり、図１５は図１４の点Ａ
を接地点とした場合の本発明の他の実施例による第３回
路図（Ａ点接地型）である。図１６は図１４の点Ｂを接
地点とした場合の本発明の他の実施例による第４回路図
（Ｂ点接地型）である。このように、本発明によるイン
ピーダンス・メータは図１１および図１４に示した原理
に基づき図１２、１３、１５、１６に示した４個の基本
回路に分類できる。いづれも「Ｖ−Ｉ法」に基づき、測
定インピーダンス範囲を二分割して、ＤＵＴインピーダ
ンスの高低に応じて、それぞれ理想オープン、理想ショ
ートを得る最適構成を得る様に回路を切替えるものであ
る。二つのインピーダンスの切替え境界は、延長同軸ケ
ーブルの特性インピーダンス、例えば５０Ω付近に選ぶ
のが適当である。図１１において、２０は信号源、２２
は切替えスイッチ、２３は電圧計、２４は電流計、２８
はＤＵＴである。スイッチ２２は、高インピーダンス測
定のときはＨ−Ｚ側に、低インピーダンス測定のときは
Ｌ−Ｚ側に切替えられる。図１４においては、３０は信
号源、３２はスイッチ、３８はＤＵＴである。３３は電
圧計である。３４は３２がＨ−Ｚ側に接続されたとき電
流計となり、Ｌ−Ｚ側に接続されたとき電圧計となる。
このときの電流は３３と３４の測定電圧差から求まる。
図１２、１３、１５、１６の基本回路において、測定ポ
ートと計量器とは延長用同軸ケーブル２５、３５で接続
され、バラン（コモンモードチョーク）２６、３６が適
宜使用される。具体的には、延長用同軸ケーブ２５、３
５の先の測定ポートを構成する小さな箱に、切替え部と
バランを収容することにより、広いインピーダンス範囲
のＤＵＴを高精度で遠隔測定をすることができる。バラ
ンは数百オームの浮上インピーダンスを得るべく、小型
のフェライトコア等に数ターンの同軸線を巻きつけて実
現する。ここでバランについて図１３、図２０により若
干説明する。図２０はバランの作用を説明するための概
略図である。図２０においてＥはコモンモード電圧であ
る。図２０の回路は（１）端子ｂ、ｃ間に電圧Ｅｓを入
力したとき、計量器Ｖ２には差動の電圧Ｅｓのみが発生
し、コモンモード電圧Ｅは生じない、（２）端子ｂ、ｃ
から見たコモンモード・インピーダンスが大きい、とい
う特性を有し、よって計量器Ｖ２は浮いて見えることに
なる。即ち、計量器Ｖ２が同軸線２５の芯線ｂと外皮ｃ
との間に存在するように見える。
【００１５】次に、これら４個の基本回路の差異につい
て説明する。（１）同軸ケーブルの芯線を切り替えるか
外皮を切り替えるかの違いがある。ＳＷ素子やその駆動
回路の種類、その実装方法により、浮遊アドミタンス、
残留インピーダンスが異なり、理想オープン、理想ショ
ートの実現量は異なる。（２）ＤＵＴが接続される測定
ポートから見たインピーダンスが異なり、またＳＷを切
り替えたときのインピーダンスの変化量も相違する。
（３）バランの励磁インピーダンスは温度により変化す
るが、この変化による誤差の発生に相違（有無）があ
る。バランを構成する例えばフェライトコアの透磁率
は、着磁や温度変化に対して安定ではない。（４）図１
２、１５の場合には、ＳＷをＨ−Ｚに接続したとき、バ
ランの励磁インピーダンスが電流計に並列に入り（バラ
ンの励磁インピーダンスが同軸ケーブルの外皮と基準電
位点間に入つている）、分流誤差を発生させる。図１
３、１６の場合には、信号源に並列でありその電圧は電
圧計により計量されるので問題はない。（５）ＤＵＴに
直流バイアスを重畳して測定することがしばしば必要で
あるが、そのための付加回路により上記（１）から
（４）のことはさらに影響を受ける。
て説明する。（１）同軸ケーブルの芯線を切り替えるか
外皮を切り替えるかの違いがある。ＳＷ素子やその駆動
回路の種類、その実装方法により、浮遊アドミタンス、
残留インピーダンスが異なり、理想オープン、理想ショ
ートの実現量は異なる。（２）ＤＵＴが接続される測定
ポートから見たインピーダンスが異なり、またＳＷを切
り替えたときのインピーダンスの変化量も相違する。
（３）バランの励磁インピーダンスは温度により変化す
るが、この変化による誤差の発生に相違（有無）があ
る。バランを構成する例えばフェライトコアの透磁率
は、着磁や温度変化に対して安定ではない。（４）図１
２、１５の場合には、ＳＷをＨ−Ｚに接続したとき、バ
ランの励磁インピーダンスが電流計に並列に入り（バラ
ンの励磁インピーダンスが同軸ケーブルの外皮と基準電
位点間に入つている）、分流誤差を発生させる。図１
３、１６の場合には、信号源に並列でありその電圧は電
圧計により計量されるので問題はない。（５）ＤＵＴに
直流バイアスを重畳して測定することがしばしば必要で
あるが、そのための付加回路により上記（１）から
（４）のことはさらに影響を受ける。
【００１６】図１７は本発明の第３原理的回路図であ
る。図１８は図１７の回路を更に具体化した本発明の他
の実施例によるインビーダンス・メータの回路図であ
る。４０は信号源、４３は電圧計、４４は電流計、４５
は計量器側を延長した測定ポートと計量インピーダンス
間の同軸線、４６はバラン、４８はＤＵＴである。同軸
線４５の特性インピーダンスＺｏと抵抗器４１の抵抗値
ＲｏはＺｏ＝Ｒｏとされ、例えば５０Ωである。ＳＷ４
２は高インピーダンス測定時にＯＮ、低インピーダンス
測定時にＯＦＦとされる。なお、抵抗Ｒｏにより信号源
からの電流が分流されるが、その量は即知であるので予
め校正される。これらの回路は図１３に示した基本回路
を使用している。この回路は以下の３個の特徴を有す
る。（１）バランの励磁インピーダンスの温度による変
化は測定誤差の原因にはならない。（２）信号源４０、
計量器４３、４４等がインピーダンスＲｏを有する。あ
るいは図のようにＲｏが接続される。したがって、ＳＷ
４２の切り替えによるＤＵＴ４８の励振電圧および測定
ポートインピーダンス（測定ポートから見たインピーダ
ンス）変化がない。即ち、ＤＵＴ開放時の測定ポート電
圧は、図中ＳＷ４２のＯＮ／ＯＦＦに係わらずＲｏ対Ｒ
ｏあるいは、２Ｒｏ対２Ｒｏによる電圧Ｅの二分圧であ
る。また測定ポートインピーダンスは、２Ｒｏと２Ｒｏ
の並列あるいはＲｏ／２とＲｏ／２の直列としてＲｏと
なり不変である。この性質は、インピーダンスの大きさ
が励振電圧に依存する種類のＤＵＴの測定に対し特に有
効である。インピーダンスレンジの切り替えによる測定
値不連続発生が無いからである。（３）ＳＷが２接点か
ら１接点に簡素化されている。したがって、以下に説明
するようにＳＷをダイオードＳＷと簡単なバイアス回路
で実現可能となる。
る。図１８は図１７の回路を更に具体化した本発明の他
の実施例によるインビーダンス・メータの回路図であ
る。４０は信号源、４３は電圧計、４４は電流計、４５
は計量器側を延長した測定ポートと計量インピーダンス
間の同軸線、４６はバラン、４８はＤＵＴである。同軸
線４５の特性インピーダンスＺｏと抵抗器４１の抵抗値
ＲｏはＺｏ＝Ｒｏとされ、例えば５０Ωである。ＳＷ４
２は高インピーダンス測定時にＯＮ、低インピーダンス
測定時にＯＦＦとされる。なお、抵抗Ｒｏにより信号源
からの電流が分流されるが、その量は即知であるので予
め校正される。これらの回路は図１３に示した基本回路
を使用している。この回路は以下の３個の特徴を有す
る。（１）バランの励磁インピーダンスの温度による変
化は測定誤差の原因にはならない。（２）信号源４０、
計量器４３、４４等がインピーダンスＲｏを有する。あ
るいは図のようにＲｏが接続される。したがって、ＳＷ
４２の切り替えによるＤＵＴ４８の励振電圧および測定
ポートインピーダンス（測定ポートから見たインピーダ
ンス）変化がない。即ち、ＤＵＴ開放時の測定ポート電
圧は、図中ＳＷ４２のＯＮ／ＯＦＦに係わらずＲｏ対Ｒ
ｏあるいは、２Ｒｏ対２Ｒｏによる電圧Ｅの二分圧であ
る。また測定ポートインピーダンスは、２Ｒｏと２Ｒｏ
の並列あるいはＲｏ／２とＲｏ／２の直列としてＲｏと
なり不変である。この性質は、インピーダンスの大きさ
が励振電圧に依存する種類のＤＵＴの測定に対し特に有
効である。インピーダンスレンジの切り替えによる測定
値不連続発生が無いからである。（３）ＳＷが２接点か
ら１接点に簡素化されている。したがって、以下に説明
するようにＳＷをダイオードＳＷと簡単なバイアス回路
で実現可能となる。
【００１７】図１９は本発明の他の実施例によるインピ
ーダンス・メータの回路図である。５０は信号源、５３
は電圧計、５４は電流計、５５は延長用同軸線、５６は
バラン、５８はＤＵＴである。この場合もＺｏ＝Ｒｏ＝
５０Ωである。この回路が図１８と異なる点はＳＷとし
てダイオードスイッチ５７を使用し、そしてそのバイア
ス回路５９を付加したことである。ＳＷ５１は高インピ
ーダンス測定時にはａに、低インピーダンス測定時には
ｂに接続される。３個の同軸線５５の先端部、バラン５
６、ＳＷ５７、測定ポートは１個の箱の中に収容され、
リモートヘッドＴＲＤとして遠隔測定に使用される。
ーダンス・メータの回路図である。５０は信号源、５３
は電圧計、５４は電流計、５５は延長用同軸線、５６は
バラン、５８はＤＵＴである。この場合もＺｏ＝Ｒｏ＝
５０Ωである。この回路が図１８と異なる点はＳＷとし
てダイオードスイッチ５７を使用し、そしてそのバイア
ス回路５９を付加したことである。ＳＷ５１は高インピ
ーダンス測定時にはａに、低インピーダンス測定時には
ｂに接続される。３個の同軸線５５の先端部、バラン５
６、ＳＷ５７、測定ポートは１個の箱の中に収容され、
リモートヘッドＴＲＤとして遠隔測定に使用される。
【００１８】
【発明の効果】以上の説明より明らかなように、本発明
によるインピーダンス・メータは、同軸線によって測定
端子を延長された２個の計量器（これら計量器の入力イ
ンピーダンスは同軸線の特性インピーダンスであって有
限であり、非理想電圧計または電流計である。）と、同
様に同軸線によって出力端子を延長された信号源（出力
インピーダンスは同軸線の特性インピーダンスに等し
い）と、これら同軸線の先端に設け、測定ポートを有す
るＴＲＤ（結線切り替え装置とバランを含む簡単な装
置）とで構成し、実用例として１ＭＨｚから２ＧＨｚの
周波数帯域で且つ広いインピーダンス範囲のＤＵＴを高
精度で測定できるインピーダンス・メータを実現するこ
とができた。従来装置と比較して高精度測定が可能な理
由を要約すると次の通りである。 （１）二分割インピーダンス切り替え効果 高インピーダンス測定時には理想オープンを得る回路
に、低インピーダンス測定時には理想ショートを得る回
路に切り替えることにより、広いインピーダンス範囲で
精度の良い測定が可能になる。 （２）ＴＲＤは少量の部品で実現でき、ペンシル状小型
プローブ（リモートヘッド）として構成できる。そして
ヘッドと信号源、計量器とは特性インピーダンスを持つ
同軸線で結ばれる。よって、インピーダンス測定範囲の
広さを維持したままで遠隔測定が可能となる。 （３）カレントトランスでなくバランを使用出来たこと
による効果 上記（１）の二分割インピーダンス切り替えにより、従
来の「Ｖ−Ｉ」法で使用していた巻線比が多対１のカレ
ントトランスが不要となり、温度特性、周波数帯域特
性、測定Ｓ／Ｎが改善される。
によるインピーダンス・メータは、同軸線によって測定
端子を延長された２個の計量器（これら計量器の入力イ
ンピーダンスは同軸線の特性インピーダンスであって有
限であり、非理想電圧計または電流計である。）と、同
様に同軸線によって出力端子を延長された信号源（出力
インピーダンスは同軸線の特性インピーダンスに等し
い）と、これら同軸線の先端に設け、測定ポートを有す
るＴＲＤ（結線切り替え装置とバランを含む簡単な装
置）とで構成し、実用例として１ＭＨｚから２ＧＨｚの
周波数帯域で且つ広いインピーダンス範囲のＤＵＴを高
精度で測定できるインピーダンス・メータを実現するこ
とができた。従来装置と比較して高精度測定が可能な理
由を要約すると次の通りである。 （１）二分割インピーダンス切り替え効果 高インピーダンス測定時には理想オープンを得る回路
に、低インピーダンス測定時には理想ショートを得る回
路に切り替えることにより、広いインピーダンス範囲で
精度の良い測定が可能になる。 （２）ＴＲＤは少量の部品で実現でき、ペンシル状小型
プローブ（リモートヘッド）として構成できる。そして
ヘッドと信号源、計量器とは特性インピーダンスを持つ
同軸線で結ばれる。よって、インピーダンス測定範囲の
広さを維持したままで遠隔測定が可能となる。 （３）カレントトランスでなくバランを使用出来たこと
による効果 上記（１）の二分割インピーダンス切り替えにより、従
来の「Ｖ−Ｉ」法で使用していた巻線比が多対１のカレ
ントトランスが不要となり、温度特性、周波数帯域特
性、測定Ｓ／Ｎが改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はインピーダンス測定法をー般化したモデ
ル図である。
ル図である。
【図２】図２は図１のモデルに従った高周波数インピー
ダンス測定器のモデルである。
ダンス測定器のモデルである。
【図３】図３は従来の「反射係数法」と呼ばれる測定方
法の概略図である。
法の概略図である。
【図４】図４は従来の「電圧電流計（ＶーＩ）法」と呼
ばれる測定方法の概略図である。
ばれる測定方法の概略図である。
【図５】図５は反射係数法におけるＺx の値対誤差拡大
率との関係を示した特性図である。
率との関係を示した特性図である。
【図６】図６は電圧電流計法におけるＺx の値対誤差拡
大率との関係を示した特性図である。
大率との関係を示した特性図である。
【図７】図７は「理想オープン計量を得る回路」の概略
図である。
図である。
【図８】図８は「理想ショート計量を得る回路」の概略
図である。
図である。
【図９】図９は図７に示した理想オープン計量を得る回
路の特性図である。
路の特性図である。
【図１０】図１０は理想ショート計量を得る回路の特性
図である。
図である。
【図１１】図１１は本発明の第１原理的回路図である。
【図１２】図１２は図１１の点Ａを接地点とした場合の
本発明のー実施例による第１回路図（Ａ点接地型）であ
る。
本発明のー実施例による第１回路図（Ａ点接地型）であ
る。
【図１３】図１３は図１１の点Ｂを接地点とした場合の
本発明の他の実施例による第２回路図（Ｂ点接地型）で
ある。
本発明の他の実施例による第２回路図（Ｂ点接地型）で
ある。
【図１４】図１４は本発明の第２原理的回路図である。
【図１５】図１５は図１４の点Ａを接地点とした場合の
本発明の他の実施例による第３回路図（Ａ点接地型）で
ある。
本発明の他の実施例による第３回路図（Ａ点接地型）で
ある。
【図１６】図１６は図１４の点Ｂを接地点とした場合の
本発明の他の実施例による第４回路図（Ｂ点接地型）で
ある。
本発明の他の実施例による第４回路図（Ｂ点接地型）で
ある。
【図１７】図１７は本発明の第３原理的回路図である。
【図１８】図１８は図１７の回路を更に具体化した本発
明の他の実施例によるインピーダンス・メータの回路図
である。
明の他の実施例によるインピーダンス・メータの回路図
である。
【図１９】図１９は本発明の他の実施例によるインピー
ダンス・メータの回路図である。
ダンス・メータの回路図である。
【図２０】図２０はバランの作用を説明するための概略
図である。
図である。
Ｅ：信号源 Ｍ１、Ｍ２：計量器 １：ブリッジ回路 ２、２５、３５、４５、５５：同軸線 １０：信号源 １２：電圧計 １４：電流計 ２６、３６、４６、５６：バラン
Claims (5)
- 【請求項１】信号源と、電圧または電流を測定する２個
の計量器とを有しＤＵＴの特性を測定する装置におい
て、ＤＵＴのインピーダンスの大きさに応じて、理想オ
ープン型回路と理想ショート型回路とに切り替えるよう
にしたインピーダンス・メータ。 - 【請求項２】ＤＵＴが接続される測定ポートと前記信号
源および２個の計量器間を特性インピーダンスＺｏを有
する同軸線で接続し、前記信号源および計量器のインピ
ーダンスはＺｏに等しいようにした請求項１に記載のイ
ンピーダンス・メータ。 - 【請求項３】前記測定ポートから同軸線を見たとき、そ
の芯線と外皮間に前記信号源または計量器が電気的に存
在するように制御するバランを使用した請求項２に記載
のインピーダンス・メータ。 - 【請求項４】ＤＵＴが接続される前記測定ポートを開放
したとき、理想オープン型回路、理想ショート型回路に
係わらず、前記測定ポートに生ずる励振電圧および前記
測定ポートから見たインピーダンスが一定である請求項
３に記載のインピーダンス・メータ。 - 【請求項５】前記同軸線の先端部、バラン、測定ポート
は一つの筐体に配置され、前記信号源、計量器とは離さ
れて遠隔測定ができるようにした請求項３に記載のイン
ピーダンス・メータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03313898A JP3110827B2 (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | インピーダンス・メータ |
| GB9222339A GB2261075B (en) | 1991-10-31 | 1992-10-23 | Impedance meter |
| US07/965,795 US5345182A (en) | 1991-10-31 | 1992-10-23 | Impedance meter capable of performing measurements at high precision over wide impedance and frequency ranges |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03313898A JP3110827B2 (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | インピーダンス・メータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05312859A true JPH05312859A (ja) | 1993-11-26 |
| JP3110827B2 JP3110827B2 (ja) | 2000-11-20 |
Family
ID=18046848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03313898A Expired - Fee Related JP3110827B2 (ja) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | インピーダンス・メータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5345182A (ja) |
| JP (1) | JP3110827B2 (ja) |
| GB (1) | GB2261075B (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| GB2261075A (en) | 1993-05-05 |
| US5345182A (en) | 1994-09-06 |
| JP3110827B2 (ja) | 2000-11-20 |
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Legal Events
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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