JPH05260756A

JPH05260756A - ３相電圧形インバータ装置のパルス幅制御方法

Info

Publication number: JPH05260756A
Application number: JP4050647A
Authority: JP
Inventors: Toshito Nakanishi; 俊人中西
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1992-03-09
Filing date: 1992-03-09
Publication date: 1993-10-08

Abstract

(57)【要約】【目的】３相電圧形インバータ装置の可制御素子のス
イッチング回数を減らすことにより、スイッチング損失
を低減化し、インバータ装置の運転時に発生する電磁騒
音の低減化を図ること。【構成】電圧指令値をベクトルＶｉに変換し、ベクト
ルＶｉをベクトル分割器４１２によりベクトルＶｉを挟
む位相角がπ／３異なった２つのベクトルＶＡ、ＶＢに
分割する。また、ベクトル選択器４１６Ａ，４１６Ｂ
は、ベクトルＶＡ、ＶＢの１相分をスイッチングするこ
とにより得られる零ベクトルを選択する。スイッチ４２
０Ａ、４２０Ｂは、ベクトルＶｉのＶＡ、ＶＢ成分の大
きさに対応した時間間隔でベクトルＶＡ、ＶＢと上記零
ベクトルを交互に切り替える。タイマ部４１９は、単位
時間内におけるベクトルＶＡとＶＢの出力時間の割合が
ベクトルＶｉに対応した値になるように、スイッチ４２
０Ｃを切り替える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流電源より、可制御素
子を用いてパルス幅制御を行うことにより、３相交流出
力を得る３相電圧形インバータ装置のパルス幅制御方法
に関し、特に、３相電圧形インバータ装置のスイッチン
グ回数を減らすことにより、スイッチング損失の低減化
を図った３相電圧形インバータ装置のパルス幅制御方法
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図３は３相電圧形インバータ装置を示す
図であり、１は直流電源、２は可制御素子を用いた３相
ブリッジ回路、３は３相対称負荷、４はパルス幅制御
部、４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１ＷはＵ、Ｖ、Ｗ各相の
電圧指令値、４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０２ＷはＵ、Ｖ、
Ｗ各相のスイッチング信号である。

【０００３】図３において、パルス幅制御部４はＵ、
Ｖ、Ｗ各相の電圧指令値４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗ
に基づき、所定のパルス幅のスイッチング信号４０２
Ｕ、４０２Ｖ、４０２Ｗを発生する。３相ブリッジ回路
２の可制御素子はパルス幅制御部４が出力するスイッチ
ング信号４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０２Ｗに応じて動作
し、直流電源１の出力を交流出力に変換する。

【０００４】上記、３相電圧形インバータ装置におい
て、３相ブリッジ回路２の可制御素子のパルス幅制御を
行う方法としては、従来から次に示す方法が知られてい
る。なお、以下の説明において、図３のインバータ装置
におけるスイッチング信号４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０２
Ｗの状態は、可制御素子の正極側がオン（負極側がオ
フ）のときを「１」とし、また、負極側がオン（正極側
がオフ）のときを「０」として説明する。

【０００５】また、可制御素子がオン／オフの切替えを
行うことを以下の説明においてはスイッチングという。（ａ）三角波キャリア信号を用いたパルス幅制御方式図４は、従来の三角波キャリア信号を用いたパルス幅制
御回路を示す図であり、同図において、４０は三角波キ
ャリア信号発生器、４１は三角波キャリア信号、４２
Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗは比較器、４０１Ｕ、４０１Ｖ、４
０１Ｗは各相の電圧指令値、４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０
２Ｗはスイッチング信号である。

【０００６】同図は３相各々の出力指令値を三角波キャ
リア信号と比較して各相のスイッチング信号を発生する
制御回路を示したものであり、同図における比較器４２
Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗは、各相の電圧指令値４０１Ｕ、４
０１Ｖ、４０１Ｗと三角波キャリア信号４１を比較す
る。そして、電圧指令値４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗ
が三角波キャリア信号４１より大のときスイッチング信
号４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０２Ｗを「１」とし、小さい
ときは「０」とする。

【０００７】従って、例えば、各相の電圧指令値４０１
Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗが大になると、幅の広いパルス
が発生し、また、各相の電圧指令値４０１Ｕ、４０１
Ｖ、４０１Ｗが小になると、幅の狭いパルスが発生し、
パルス幅制御回路が出力するパルス幅は電圧指令値４０
１Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗの大きさに対応した値とな
る。

【０００８】上記三角波キャリア信号を用いたパルス幅
制御回路においては、以上のように、電圧指令値４０１
Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗに対応したパルス幅のスイッチ
ング信号を発生して図３に示したインバータ装置の可制
御素子を駆動し、インバータ装置の各相の出力電圧を電
圧指令値４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗに対応した値に
制御する。

【０００９】この制御方式においては、キャリア信号の
一周期中に各相のスイッチング信号が必ず「１」→
「０」→「１」に変化し、各可制御素子のスイッチング
の周波数とキャリア信号の周波数は等しくなる。ところ
で、昨今の半導体技術の進歩により、例えば、ＩＧＢＴ
素子（Insulated Gate Bipolar Trasister) などの高速
な可制御素子が実用化され、これをインバータ装置に用
いてスイッチング周期を高速にし、電磁騒音の周波数を
人間の可聴領域の限界程度まで高くすることにより、人
間に電磁騒音を聞こえにくくすることが可能になってき
た。

【００１０】スイッチング周期を高めるためには、上記
（ａ）の制御方式においては、キャリア信号の周波数を
高くすればよいが、充分な電磁騒音の低減効果を得るた
めには、キャリア信号の周波数を１５ｋＨｚ程度以上ま
で高くする必要がある。しかしながら、（ａ）の制御方
式においては、上記したように各可制御素子のスイッチ
ングの周波数とキャリア信号の周波数は等しいため、上
記のように１５ｋＨｚ程度までキャリア信号の周波数を
高くすると、スイッチングの際に発生するスイッチング
損失のため、インバータ装置としての損失が大きくな
り、インバータ効率の低下や発熱等の問題が生じてい
た。（ｂ）２アーム変調制御方式上記した（ａ）の制御方式においては、３相すべての可
制御素子を制御することにより、直流電源の出力を３相
交流出力に変換しているが、上記のような制御方式にお
いて、３相のうちのいずれか１相分のスイッチング信号
を「１」または「０」に固定し、残りの２相分で線間電
圧を制御することにより、３相正弦波交流信号を出力す
る方式が知られている（社団法人電気学会発行「半導
体電力変換回路」Ｐ１２５に「２アーム変調」として記
載されている）。

【００１１】上記した２アーム変調制御方式において
は、可制御素子の１相分がスイッチングしないため、ス
イッチング回数は（ａ）の制御方式と比べ２／３とな
り、インバータとしての損失は低減されるものの、スイ
ッチング周波数を高くすると、（ａ）の制御方式と同
様、インバータ装置としての損失が大きくなり、インバ
ータ効率の低下や発熱等の問題が生じ、依然として
（ａ）の制御方式における問題点は解決することができ
なかった。（ｃ）瞬時空間電圧ベクトルによる制御方式最近では、３相電圧形インバータにおいて、瞬時の３相
の出力電圧を瞬時空間電圧ベクトルと考え、３相のスイ
ッチング信号を組み合わせることにより得られるベクト
ルを単位時間内に時分割して出力し、これらの出力時間
の加重平均として所望の瞬時空間電圧ベクトルを得る方
式が用いられている。

【００１２】図５は３相電圧形インバータが出力するベ
クトルを示した図であり、同図(a)は３相電圧形インバ
ータが３相のスイッチング信号を組み合わせることによ
り得られる８つのベクトルを示し、同図(b) はベクトル
Ｖ０ないしＶ７においてインバータ装置の可制御素子が
とるスイッチング状態を示す（以下の説明においては、
ベクトル表記とスカラー表記を区別するため、ベクトル
の表記には、例えば、Ｖ０、Ｖ７のように下線を付す。
なお、図面においては、ベクトルは一部に二重線を付し
た「Ｖ」で表記されている）。

【００１３】例えば、同図(b) のベクトルＶ１において
は、図３に示したインバータ装置のスイッチング信号４
０２Ｕは「１」（前述したように可制御素子の正極側が
オンで負極側がオフ）、スイッチング信号４０２Ｖおよ
び４０２Ｗは「０」（前述したように可制御素子の負極
側がオンで正極側がオフ）である。図５において、Ｖ０
ないしＶ７の８つのベクトルのうち、ベクトルＶ０およ
びＶ７は大きさを持たない零ベクトルであり、ベクトル
Ｖ１ないしＶ６の６つのベクトルは、隣合うベクトル同
志がπ／３の位相角をもち、大きさが直流電圧の２／３
の電圧ベクトルである。

【００１４】図６は瞬時空間電圧ベクトルを分割する際
の１例を示す図であり、同図は、図５の領域[I] に瞬時
空間電圧ベクトルＶｉが存在する場合を示した図であ
る。次に、上記した瞬時空間電圧ベクトルによるインバ
ータ装置の可制御素子の制御方式について説明する。例
えば、図６に示す瞬時空間ベクトルＶｉを単位時間ＴＳ
の間に出力する場合、ベクトルＶｉを挟むベクトルＶ１
およびＶ２と零ベクトル（Ｖ０もしくはＶ７）を単位時
間ＴＳ内に時分割で出力し、その加重平均がＶｉになる
よう制御する。

【００１５】すなわち、図６に示すように、ベクトルＶ
ｉをベクトルＶ１およびＶ２の方向に分割したときの大
きさをＶｉ１，Ｖｉ２としたとき、単位時間ＴＳ内にお
けるベクトルＶ１による出力時間Ｔ１を式（１）に示す
ように定める。Ｔ１＝Ｖｉ１／｜Ｖ１｜×ＴＳ（１）また、単位時間ＴＳ内におけるベクトルＶ２による出力
時間Ｔ２を式（２）に示すように定める。

【００１６】Ｔ２＝Ｖｉ２／｜Ｖ２｜×ＴＳ（２）さらに、単位時間ＴＳ内における零ベクトルによる出力
時間Ｔ０を式（３）に示すように定める。Ｔ０＝ＴＳ−Ｔ１−Ｔ２（３）なお、上記式（１），（２），（３）において、｜Ｖ１
｜，｜Ｖ２｜はベクトルＶ１およびＶ２の大きさを示
す。

【００１７】以上のように、単位時間ＴＳにおけるベク
トルＶ１、Ｖ２および零ベクトルの出力時間を定めるこ
とにより、単位時間ＴＳ内の加重平均としての出力をベ
クトルＶｉとすることができ、同様にして図５（ａ）の
任意の領域の瞬時空間ベクトルを出力することができ
る。ところで、ベクトルＶ１，Ｖ２および零ベクトルの
出力順序は単位時間ＴＳの中では任意の順序を選ぶこと
ができ、また、零ベクトルもベクトルＶ０，Ｖ７のいず
れでもよいが、ベクトルの切替え時に２相を同時にスイ
ッチングすると各相のスイッチング回数が増加したり、
各相間のバランスが問題となるから得策でない。

【００１８】従って、ベクトルの切替え時に、１相のみ
をスイッチングするベクトルの出力順序および零ベクト
ルの選択を考えると、図７の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に
示す３通りの組み合せが考えられる。図７は上記方式に
おけるベクトルの出力順序を示す図であり、同図の
（Ａ）は零ベクトルとしてＶ０およびＶ７を選び、単位
時間ＴＳ内にベクトルＶ０→Ｖ１Ｖ２→Ｖ７およびその
逆の順序で出力した場合、同図（Ｂ）は零ベクトルとし
てＶ７を選び、単位時間ＴＳ内にベクトルＶ７→Ｖ２→
Ｖ１およびその逆の順序で出力した場合、また、同図
（Ｃ）は零ベクトルとしてＶ０を選び、単位時間ＴＳ内
にベクトルＶ０→Ｖ１→Ｖ２およびその逆の順序で出力
した場合を示す。

【００１９】図７の示す３通りの出力順序を比べると、
単位時間ＴＳ内に（Ａ）では３相とも各々１回ずつスイ
ッチングしているが、（Ｂ）ではＵ相がスイッチングせ
ず、、また、（Ｃ）ではＷ相はスイッチングしていな
い。つまり、上記（Ｂ）あるいは（Ｃ）に示す順序で出
力すれば、２相のみスイッチングすることでベクトルＶ
ｉを出力することができることとなる。

【００２０】以上の説明は図５(a) における領域[I] に
ついての説明であるが、領域[II]ないし領域[VI]におい
ても、領域[I] との対称性から同様に考えることができ
る。以上のように、瞬時空間電圧ベクトルによる制御に
おいては、図７の（Ａ）のように瞬時空間電圧ベクトル
を出力すれば、単位時間ＴＳ内に各相が各々１回スイッ
チングをし、また、図７の（Ｂ）および（Ｃ）のように
瞬時空間電圧ベクトルを出力すれば、単位時間ＴＳ内に
２相が各々１回スイッチングをし、１相はスイッチング
をしないこととなる。

【００２１】すなわち、単位時間を同じＴＳとした場
合、上記（Ａ）の場合に比べ（Ｂ）の場合には１相がス
イッチングしないため全可制御素子のスイッチングの回
数は２／３となる。ところで、上記瞬時空間電圧ベクト
ルによる制御において、前記した電磁騒音の問題に対処
するためスイッチング周期を高めるには、単位時間ＴＳ
を短くする必要があるが、前記した従来の制御方式
（ａ），（ｂ）と同様、瞬時空間電圧ベクトルによる制
御においてもスイッチング周期を１５ｋＨｚ程度以上ま
で高くすると、スイッチング損失が増加し、インバータ
装置としての損失が大きくなり、インバータ効率の低下
や発熱等の問題が生じていた。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記した従来
技術の欠点を改善するためになされたものであって、可
制御素子のスイッチング回数を減らすことにより、スイ
ッチング損失を低減化し、もって、インバータ装置の運
転時に発生する電磁騒音の低減化を図ることが可能な３
相電圧形インバータ装置のパルス幅制御方法を提供する
ことを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１の発明
は、上記した課題を解決するため、直列接続された可制
御素子３組が直流電源の正極と負極間に接続されたブリ
ッジ回路より構成され、可制御素子の正極側素子と負極
側素子の一方の素子をオン、他方の素子をオフとする３
つのスイッチング信号を有し、上記スイッチング信号の
組み合わせにより得られる２つの零ベクトルと６つの電
圧ベクトルとを単位時間内に時分割で出力することによ
り、所望の瞬時空間電圧ベクトル出力を得る３相電圧形
インバータ装置のパルス幅制御方法において、上記６つ
の電圧ベクトルのうちの所定の電圧ベクトルと、その電
圧ベクトルの１相のスイッチング信号のみを変更するこ
とにより得られる零ベクトルとを交互に出力することに
より、上記所定の電圧ベクトルと同一方向で所望の大き
さの出力電圧ベクトルを得るように構成したものであ
る。

【００２４】また、請求項２の発明は、直列接続された
可制御素子３組が直流電源の正極と負極間に接続された
ブリッジ回路より構成され、可制御素子の正極側素子と
負極側素子の一方の素子をオン、他方の素子をオフとす
る３つのスイッチング信号を有し、上記スイッチング信
号の組み合わせにより得られる２つの零ベクトルと６つ
の電圧ベクトルとを単位時間内に時分割で出力すること
により、所望の瞬時空間電圧ベクトル出力を得る３相電
圧形インバータ装置のパルス幅制御方法において、上記
６つの電圧ベクトルのうちの所定の第１の電圧ベクトル
と、第１の電圧ベクトルの１相のスイッチング信号のみ
を変更することにより得られる零ベクトルとを交互に出
力することにより、上記第１の電圧ベクトルと同一方向
で所望の大きさの第１の出力電圧ベクトルを得るととも
に、上記６つの電圧ベクトルのうちの、上記第１の電圧
ベクトルと位相角がπ／３の異なる所定の第２の電圧ベ
クトルと、第２の電圧ベクトルの１相のスイッチング信
号のみを変更することにより得られる零ベクトルとを交
互に出力することにより、上記第２の電圧ベクトルと同
一方向で所望の大きさの第２の出力電圧ベクトルを得
て、単位時間内における出力時間の加重平均値が所望の
瞬時空間電圧ベクトルとなるように上記第１の出力電圧
ベクトルおよび第２の出力電圧ベクトルを時分割で出力
するように構成したものである。

【００２５】

【作用】所定の電圧ベクトルとその電圧ベクトルの１相
分の可制御素子をスイッチングすることにより得られる
零ベクトルとを交互に出力することにより、上記所定の
電圧ベクトルと同一方向で所望の大きさの電圧ベクトル
を得るよう構成したので、可制御素子の１相分をスイッ
チングするだけで、所望の大きさの電圧ベクトルを得る
ことができる。

【００２６】したがって、キャリア信号の周波数を高く
しても、従来のものと比べスイッチング回数が多くなる
ことがなく、電磁騒音の低減化を図ることが可能とな
る。また、６つの電圧ベクトルのうちの所定の第１の電
圧ベクトルを上記のように制御して第１の電圧ベクトル
と同一方向で所望の大きさの第１の出力電圧ベクトルを
得るとともに、上記第１の電圧ベクトルと位相角がπ／
３の異なる所定の第２の電圧ベクトルを上記のように制
御して第２の電圧ベクトルと同一方向で所望の大きさの
第２の出力電圧ベクトルを得て、上記第１の出力電圧ベ
クトルおよび第２の出力電圧ベクトルを単位時間内に時
分割で出力することにより、任意の瞬時空間電圧ベクト
ルを出力することが可能となる。

【００２７】

【実施例】図１は本発明の１実施例を示す図であり、同
図において、４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１ＷはＵ、Ｖ、
Ｗ各相の電圧指令値、４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０２Ｗは
Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチング信号、４１１はベクトル
変換器、４１２はベクトル分割器、４１３Ａ、４１３Ｂ
は電圧ベクトル・ラッチ、４１４は零ベクトル出力時間
演算器、４１５は零ベクトル出力時間ラッチ、４１６
Ａ、４１６Ｂは零ベクトル選択器、４１７は三角波キャ
リア信号発生器、４１８は比較器、４１９はタイマ部、
４２０Ａ、４２０Ｂ、４２０Ｃはベクトル切替スイッチ
である。

【００２８】同図において、ベクトル変換器４１１は各
相の電圧指令値４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗを単位時
間内の瞬時空間電圧ベクトルＶｉに変換する手段であ
り、その出力はベクトル分割器４１２に与えられる。ベ
クトル分割器４１２はベクトルＶｉを、ベクトルＶｉを
挟み隣合うベクトルどうしがπ／３の位相角を持つベク
トルＶＡ、ＶＢに変換する（ベクトルＶｉが図５(a) の
領域[I] にある場合には、ベクトルＶＡ、ＶＢは、図６
のベクトルＶ１、Ｖ２に相当）とともに、ベクトルＶｉ
のベクトルＶＡ、ＶＢ成分を求め、その大きさからベク
トルＶＡと零ベクトルを交互に出力する時間ＴＡを算出
する手段であり、ベクトル分割器４１２により分割され
た電圧ベクトルＶＡ、ＶＢは電圧ベクトル・ラッチ４１
３Ａ、４１３Ｂに与えられ保持され、また、時間ＴＡは
タイマ部４１９にセットされる。

【００２９】また、零ベクトル出力時間演算器４１４は
ベクトルＶｉの大きさ｜Ｖｉ｜に応じた零ベクトルの出
力時間ＴＯＳを演算する手段であり、そのその出力ＴＯ
Ｓは、零ベクトル出力時間ラッチ４１５により保持され
る。電圧ベクトル・ラッチ４１３Ａ、４１３Ｂの出力が
与えられる零ベクトル選択器４１６Ａ、４１６Ｂは、ベ
クトルＶＡ、ＶＢにおいて１相分の可制御素子をスイッ
チングすることにより得られる零ベクトルＶ０もしくは
Ｖ７を選択して出力する手段であり、零ベクトル選択器
４１６Ａ、４１６Ｂにより選択された零ベクトルはＶ０
もしくはＶ７はベクトル切替スイッチ４２０Ａ、４２０
Ｂに与えられる。

【００３０】三角波キャリア信号発生器４１７は三角波
キャリア信号を発生する手段であり、その出力は比較器
４１８において、零ベクトル出力時間ラッチ４１５が出
力する零ベクトルの出力時間ＴＯＳと比較され、零ベク
トル出力時間ＴＯＳが三角波キャリア信号より大きいと
き、ベクトル切替スイッチ４２０Ａ、４２０Ｂをａ側か
らｂ側に切り替える。

【００３１】また、タイマ部４１９はベクトル分割器４
１２により算出された時間ＴＡが経過すると、ベクトル
切替スイッチ４２０Ｃをａ側からｂ側に切り替える。図
２は本実施例の動作を説明する図であり、同図におい
て、ＴＳはベクトルＶｉを出力する単位時間、ＴＡはベ
クトル分割器４１２により算出されたベクトルＶＡと零
ベクトルを交互に出力する時間、ＴＯＳは零ベクトルの
出力時間、(a)は三角波キャリア信号発生器４１７が発
生する三角波キャリア信号、(b) はベクトル切替スイッ
チ４２０Ｃが出力する電圧ベクトルである。

【００３２】次に、図２および図３を用いて、単位時間
ＴＳ内の本実施例の動作を説明にする。Ｕ、Ｖ、Ｗの各
相の電圧指令値４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１Ｗはベクト
ル変換器４１１において、単位時間内の瞬時空間ベクト
ルＶｉに変換される。ついで、ベクトル分割器４１２
は、単位時間内の瞬時空間ベクトルＶｉを、電圧ベクト
ルＶ１ないしＶ６の内、ベクトルＶｉを挟む２つのベク
トルＶＡ、ＶＢの方向に分割し、電圧ベクトル・ラッチ
４１３Ａ、４１３Ｂにセットする。同時に、ベクトル分
割器４１２は式（４）によりベクトルＶＡと零ベクトル
を交互に出力する期間ＴＡを算出し、タイマ４１９に設
定する。

【００３３】ＴＡ＝ＶＡＳ／（ＶＡＳ＋ＶＢＳ）×ＴＳ（４）ここで、ＶＡＳ、ＶＢＳはベクトルＶｉをベクトルＶ
Ａ、ＶＢ方向に分割したときの大きさ、ＴＳは単位時間
である。一方、零ベクトル選択器４１６Ａ、４１６Ｂは
ベクトルＶＡ、ＶＢから１相分の可制御素子をスイッチ
ングすることにより得られる零ベクトルＶ０もしくはＶ
７を選択する。

【００３４】例えば、図５の領域[I] において、ベクト
ルＶ１については、Ｕ相のスイッチング信号を「１」→
「０」に変更すればベクトルＶ１を零ベクトルＶ０に切
り替えることができ、また、ベクトルＶ２については、
Ｗ相のスイッチング信号を「０」→「１」に変更すれば
ベクトルＶ２を零ベクトルＶ７に切り替えることができ
る。図５の他の領域についても同様に、１相のスイッチ
ング信号を切り替えることにより零ベクトルを得ること
ができ、零ベクトル選択器４１６Ａ、４１６Ｂは、ベク
トルＶ１ないしＶ６において、上記のように１相分の可
制御素子をスイッチングすることにより得られる零ベク
トルＶ０もしくはＶ７を選択する。

【００３５】また、零ベクトル出力時間演算部４１４は
零ベクトルＶ０もしくはＶ７が単位時間ＴＳ内に出力さ
れる時間の割合ＴＯＳを式（５）により演算し、その演
算結果ＴＯＳを零ベクトル出力時間ラッチ４１５にセッ
トする。ＴＯＳ＝（１−ＶＡＳ／｜ＶＡ｜−ＶＢＳ／｜ＶＢ｜）（５）だだし、ＶＡＳ、ＶＢＳはベクトルＶｉをベクトルＶ
Ａ、ＶＢ方向に分割したときの大きさ、｜ＶＡ｜、｜Ｖ
Ｂ｜はベクトルＶＡ、ＶＢの大きさである。

【００３６】以上のように、電圧ベクトル・ラッチ４１
３Ａ、４１３Ｂ、零ベクトル出力時間ラッチ４１５、タ
イマ４１９に、それぞれ、ベクトルＶＡ、ＶＢ、ＴＯ
Ｓ、時間ＴＡがセットされ、また、零ベクトル選択器４
１６Ａ、４１６Ｂが零ベクトルＶ０もしくはＶ７を選択
すると、ベクトル切替スイッチ４２０Ａ、４２０Ｂ、４
２０Ｃはそのスイッチの接続状態を切替え、図２に示す
ように動作する。（１）単位時間ＴＳにおいて、タイマ部４１９がベクト
ル切替えスイッチ４２０Ｃをａ側に接続している期間Ｔ
Ａの動作。

【００３７】三角波キャリア信号発生器４１７が発生す
る三角波キャリア信号と零ベクトル出力時間ラッチ４１
５にセットされたＴＯＳが比較器４１８において比較さ
れ、三角波キャリア信号がＴＯＳより大の期間において
は、ベクトル切替スイッチ４２０Ａがａ側に切り替えら
れて、電圧ベクトルＶＡがベクトル切替スイッチ４２０
Ｃより出力される。

【００３８】また、三角波キャリア信号がＴＯＳより小
の期間においては、ベクトル切替スイッチ４２０Ａがｂ
側に切り替えられて、ベクトル選択器４１６Ａにおいて
選択された零ベクトルがベクトル切替スイッチ４２０Ｃ
より出力される。（２）単位時間ＴＳにおいて、タイマ部４１９がベクト
ル切替えスイッチ４２０Ｃをｂ側に接続している期間の
動作。

【００３９】三角波キャリア信号発生器４１７が発生す
る三角波キャリア信号と零ベクトル出力時間ラッチ４１
５にセットされたＴＯＳが比較器４１８において比較さ
れ、三角波キャリア信号がＴＯＳより大の期間において
は、ベクトル切替スイッチ４２０Ｂがａ側に切り替えら
れて、電圧ベクトルＶＢがベクトル切替スイッチ４２０
Ｃより出力される。

【００４０】また、三角波キャリア信号がＴＯＳより小
の期間においては、ベクトル切替スイッチ４２０Ｂがｂ
側に切り替えられて、ベクトル選択器４１６Ｂにおいて
選択された零ベクトルがベクトル切替スイッチ４２０Ｃ
より出力される。すなわち、単位時間ＴＳにおいて、タ
イマ部４１９に設定された時間ＴＡ内においては、電圧
ベクトルＶＡとベクトル選択器４１６Ａから出力される
零ベクトルとが交互に出力され、また、タイマ部４１９
に設定された時間ＴＡ後は、電圧ベクトルＶＢとベクト
ル選択器４１６Ｂから出力される零ベクトルとが交互に
出力される。

【００４１】したがって、例えば、ベクトルＶｉにおけ
るベクトルＶＡ成分が大きくなると、ベクトルＶＡが出
力される時間はベクトルＶＢが出力される時間より大と
なり、また、例えば、ベクトルＶｉの大きさが大きくな
ると、ベクトルＶＡ、ＶＢが出力される時間は零ベクト
ルが出力される時間より大となり、単位時間ＴＳ全体の
出力としては、瞬時空間電圧ベクトルＶｉに対応した値
となる。

【００４２】本実施例によれば、ベクトル選択器４１６
Ａ、４１６Ｂにより、電圧ベクトルＶＡ、ＶＢの１相分
の可制御素子をスイッチングすることにより得られる零
ベクトルを選択し、選択された零ベクトルと電圧ベクト
ルＶＡ、ＶＢとを三角波キャリア信号により切り替える
よう構成したので、電圧ベクトルＶＡ、ＶＢと零ベクト
ルとの切り替えを、１相分の可制御素子をスイッチング
することにより行うことができ、三角波キャリア信号の
周波数を高くしても、従来例に示したものに比して、可
制御素子のスイッチングの回数は多くなることはない。

【００４３】例えば、前記「（ａ）三角波キャリア信号
を用いたパルス幅制御方式」あるいは「（ｃ）瞬時空間
電圧ベクトルによる制御方式」における図７（Ａ）に示
した制御方式と比べてスイッチング回数を１／３にする
ことができ、また、「（ｂ）２アーム変調制御方式」あ
るいは、「（ｃ）瞬時空間電圧ベクトルによる制御方
式」における図７（Ｂ）、（Ｃ）に示した制御方式と比
べてもスイッチング回数を１／２とすることができる。

【００４４】したがって、三角波キャリア信号の周波数
を高くすることができ、電磁騒音の低減化を図ることが
できる。なお、上記実施例においては、ハードウェアに
より構成した装置を用いて本発明を実現する例を示した
が、本発明は上記した実施例に限定されるものではな
く、本発明の制御方法を、例えば、マイクロ・コンピュ
ータなどを用いて、ソフトウェアにより実現することが
できる。

【００４５】

【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明においては、単位時間内における出力時間の加重
平均値が所望の瞬時空間電圧ベクトルとなるように電圧
ベクトルを時分割で出力する３相電圧形インバータ装置
のパルス幅制御方式において、所定の電圧ベクトルとそ
の電圧ベクトルの１相分の可制御素子をスイッチングす
ることにより得られる零ベクトルとを交互に出力するこ
とにより、上記所定の電圧ベクトルと同一方向で所望の
大きさの電圧ベクトルを得るよう構成したので、キャリ
ア信号の周波数を高くしても、従来のものと比べスイッ
チング回数が多くなることがなく、電磁騒音の低減化を
図ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す図である。

【図２】本発明の実施例の動作を示す図である。

【図３】３相電圧形インバータを示す図である。

【図４】三角波キャリア信号を用いたパルス幅制御回路
を示す図である。

【図５】３相電圧形インバータが出力するベクトルを示
す図である。

【図６】瞬時空間電圧ベクトルを分割する際の１例を示
す図である。

【図７】従来方式のベクトル出力順序を示す図である。

【符号の説明】

１直流電源２３相ブリッジ回路３３相対称負荷４パルス幅制御部４０、４１７三角波キャリア信号
発生器４１、三角波キャリア信号４２Ｕ、４２Ｖ、４２Ｗ、４１８比較器４０１Ｕ、４０１Ｖ、４０１ＷＵ、Ｖ、Ｗ各相の電
圧指令値４０２Ｕ、４０２Ｖ、４０２ＷＵ、Ｖ、Ｗ各相のス
イッチング信号４１１ベクトル変換器４１２ベクトル分割器４１３Ａ、４１３Ｂ電圧ベクトル・ラッ
チ４１４零ベクトル出力時間
演算器４１５零ベクトル出力時間
ラッチ４１６Ａ、４１６Ｂ零ベクトル選択器４１９タイマ部４２０Ａ、４２０Ｂ、４２０Ｃベクトル切替スイッ
チ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直列接続された可制御素子３組が直流電
源の正極と負極間に接続されたブリッジ回路より構成さ
れ、可制御素子の正極側素子と負極側素子の一方の素子をオ
ン、他方の素子をオフとする３つのスイッチング信号を
有し、上記スイッチング信号の組み合わせにより得られる２つ
の零ベクトルと６つの電圧ベクトルとを時分割で出力す
ることにより、所望の瞬時空間電圧ベクトル出力を得る
３相電圧形インバータ装置のパルス幅制御方法におい
て、上記６つの電圧ベクトルのうちの所定の電圧ベクトル
と、その電圧ベクトルの１相のスイッチング信号のみを
変更することにより得られる零ベクトルとを交互に出力
することにより、上記所定の電圧ベクトルと同一方向で
所望の大きさの出力電圧ベクトルを得ることを特徴とす
る３相電圧形インバータ装置のパルス幅制御方法。
【請求項２】直列接続された可制御素子３組が直流電
源の正極と負極間に接続されたブリッジ回路より構成さ
れ、可制御素子の正極側素子と負極側素子の一方の素子をオ
ン、他方の素子をオフとする３つのスイッチング信号を
有し、上記スイッチング信号の組み合わせにより得られる２つ
の零ベクトルと６つの電圧ベクトルとを単位時間内に時
分割で出力することにより、所望の瞬時空間電圧ベクト
ル出力を得る３相電圧形インバータ装置において、上記６つの電圧ベクトルのうちの所定の第１の電圧ベク
トルと、第１の電圧ベクトルの１相のスイッチング信号
のみを変更することにより得られる零ベクトルとを交互
に出力することにより、上記第１の電圧ベクトルと同一
方向で所望の大きさの第１の出力電圧ベクトルを得ると
ともに、上記６つの電圧ベクトルのうちの、上記第１の電圧ベク
トルと位相角がπ／３の異なる所定の第２の電圧ベクト
ルと、第２の電圧ベクトルの１相のスイッチング信号の
みを変更することにより得られる零ベクトルとを交互に
出力することにより、上記第２の電圧ベクトルと同一方
向で所望の大きさの第２の出力電圧ベクトルを得て、単位時間内における出力時間の加重平均値が所望の瞬時
空間電圧ベクトルとなるように、上記第１の出力電圧ベ
クトルおよび第２の出力電圧ベクトルを時分割で出力す
ることを特徴とする３相電圧形インバータ装置のパルス
幅制御方法。