JPH05260744A - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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JPH05260744A
JPH05260744A JP5018969A JP1896993A JPH05260744A JP H05260744 A JPH05260744 A JP H05260744A JP 5018969 A JP5018969 A JP 5018969A JP 1896993 A JP1896993 A JP 1896993A JP H05260744 A JPH05260744 A JP H05260744A
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Richard A Keller
エイ．ケラー リチャード
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Power Integrations Inc
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    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 無負荷から最大負荷にわたり一定調整出力す
る効率的で低熱消散のスイッチング電源回路を提供す
る。 【構成】 本発明のスイッチング電源回路は、１次巻線
１４と２つの２次巻線１６、１８をもった変圧器１２を
有し、１次巻線１４にスイッチングトランジスタ２０が
直列に接続され、一方の２次巻線１６には整流器２２が
接続されて調整出力が出力する。他方の２次巻線１８を
監視してスイッチングトランジスタのオノフヂューチィ
サイクルを制御して調整出力を一定に保持するための帰
還制御回路２６が設けられ、前記調整出力の電力レベル
が所定最小値に低下したときこれを検出して変圧器に追
加負荷を直線的に接続する関し回路３４が設けられる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電子電源回路、特に、
頻繁に無負荷状態になり、かつ蓄電池寿命を延長し熱消
散を低減するように可能な限り効率的であることを要求
されるスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】これは入力電源を附勢される機器に有効
な電圧レベルに変換する電源回路として２つの型式の電
源回路が広く使用される。線形電源回路は、最も簡単に
は、直列トランジスタであって、典型的にはその両端間
の電圧を充分に降下させて一定出力電圧を維持する。線
形電源回路に伴う問題は、それが出力負荷と直列である
のでこの出力負荷が重くなればなる程ますます大きい電
流を通過させなくてはならないと云うことである。この
増大する電流はそのトランジスタによってますます多量
の電力を消費しなければならないことを意味し、かつこ
の電力は熱として放出される。スイッチング電源回路
は、同じ電力レベルにおいて線形電源回路よりも効率的
でありかつ低い温度で運転する。しかし、スイッチング
電源回路はより複雑であり、これはスイッチとして動作
させられるトランジスタが、その二次巻線が、通常、整
流器とフィルタを通して負荷に接続されている変圧器の
入力電流をチョピング（断続）するのに使用されるから
である。その出力電圧を監視するために、及びより高い
出力電圧が必要なときこのチョッピングトランジスタを
オンする持続時間を増長しかつより低い出力電圧が必要
なときにその持続時間を短縮するために、帰還回路が必
要である。帰還回路は、しばしば、その変圧器の第３巻
線を利用する。このスイッチング電源回路の利点は、そ
の変圧器の一次巻線及び二次巻線の巻数を調節すること
によって昇圧又は降圧電源回路のいずれとしても動作す
ることができ、かつそのトランジスタがその線形領域で
決して動作しないので、少しの熱しかこのトランジスタ
によって消散されない、と云うことである。このトラン
ジスタは、充分にオフ又は充分にオンのいずれかで動作
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源回路
に問題が発生するのは、その負荷がほとんどん無負荷に
まで軽減されるか又除去されるときである。その帰還回
路は、そのスイッチングトランジスタへのパルスを充分
に狭くするとい云う困難な問題をもつ。デバイス限界、
回路抵抗、寄生キャパシタンス、ループ遅延、等が、全
て連係して、最小負荷においてスイッチング電源回路を
文字通り暴走させる。先行技術は、いくつかの方法によ
ってこの状況を修正しようと企図した。１つの方法は、
その出力端子間に単に分流抵抗器を挿入して、出力の暴
走を防止するに必要な最小電流を引き出すようようにす
ることであった。困ることは、この抵抗器が終始電流を
引き出し、このことが外部的に利用可能な最大電流を減
少し、かつまたこのことが発数が困難な程の熱を発生す
ると云うことである。その出力上のツェナーダイオード
は過大な電流を引き出すおそれがあり、かつその正確な
ターンオン電圧は特定の電源回路には適当でないことも
ある。他の型式の電圧クランプは、基本的な帰還回路の
電圧調整点との適正な整合を仕損じるおそれがあり、し
たがって、その出力を制御するその企図にしては過小又
は過大な電流を引き出すおそれがある。そのスイッチン
グトランジスタの分周調波振動も試みられた。“ヒカッ
プ（ｈｉｃｃｕｐ）モード”とも呼ばれる分周調波振動
は、好ましくない可聴雑音を起こすおそれがある。
【０００４】必要なのは、スイッチング電源回路がそれ
自体の最小負荷をその内部帰還回路の部分として自動的
に提供し、この内部帰還回路は、この最小負荷を超える
外部負荷を接続されるとき、不活性化されると云うよう
なスイッチング電源回路である。
【０００５】
【課題を解決するために手段】したがって、本発明の目
的は、ゼロから最大負荷状態にわたり一定かつ制御され
た出力を維持するスイッチング電源回路を提供すること
である。
【０００６】要約すると、本発明の実施例は、次を含む
スイッチング電源回路である、すなわち、１つの一次巻
線と２つの二次巻線を備える変圧器、この一次巻線と直
列なスイッチングトランジスタ、調整出力を提供するこ
れらの両二次巻線の各々上の整流器とフィルタ、一方の
二次巻線出力を監視しかつ定出力を維持するためにこの
スイッチングトランジスタに対するオンオフ制御のデュ
ーティサイクルを調節する帰還制御回路、そのスイッチ
ングトランジスタを通り流れる電力レベルが所定最小値
へ低下するのを検出しかつこの二次巻線出力に対する負
荷を直線的にターンオンする監視回路。
【０００７】本発明の利点は、最小電力消費しか伴わな
い効率的なスイッチング電源回路を提供することにあ
る。
【０００８】本発明の他の利点は、その最小負荷監視回
路を標準帰還制御回路チップ内で実現することができ、
したがって、別の点では修正されないシステム内にこの
監視回路を直ち使用することができると云うことであ
る。
【０００９】本発明の他の利点は、その負荷電流をこれ
に分流経路を設けることによって減少させるときその監
視回路が出力電圧のオーバシュートを減少させると云う
ことである。このことは、軽負荷における負荷遷移応答
を改善する。
【００１０】本発明の他の利点は、監視回路が、そのス
イッチングトランジスタを最小負荷電流で運転し続けさ
せることによって、軽負荷状態での増大負荷電流に対す
る応答を改善すると云うことである。したがって、より
高い電力動作点を達成する時間が、短縮される。
【００１１】本発明のこれら及びさらに他の目的及び利
点は、添付図面を参照した本発明の好適実施例の説明か
ら当業者には明らかに理解されるであろう。
【００１２】図１において、本発明の実施例は、次を含
むスイッチング電源回路１０である、すなわち、１つの
一次巻線１４と２つの二次巻線１６、１８を備える変圧
器１２、ダイオード整流器１９、一次巻線１４に直列な
スイッチングトランジスタ２０、コンデンサ２１、調整
出力を供給する二次巻線１６上のダイオード整流器２２
と分流コンデンサ２４、二次巻線１８を監視しかつ端子
３０、３２間に一定出力を維持するために電力レベル信
号２７と電流モード制御器２９からスイッチングトラン
ジスタ２０へのオンオフ制御のデューティサイクル信号
２８とを調節する帰還制御回路２６、スイッチングトラ
ンジスタ２０に対するデューティサイクルが所定最小値
へ低下したときを検出しかつ変圧器１２に対する負荷３
６を直線的にターンオンする監視回路３４を含む。トラ
ンジスタ２０は、電力用ＭＯＳＦＥＴ又は双極性トラン
ジスタのいずれでもよい。監視回路３４は加算接続点電
流を追跡し、この加算接続点電流はなんらかの傾斜補償
が加算される前は出力に比例する。負荷３６は分流調整
負荷であって、この負荷はこの加算接続点電流が全目盛
の１２％より下へ低下すると活性化される。他の回路及
び状況の場合、ここで使用される１２％以外の値を活性
化トリガ点としてもよい。また、これらの代わりに、１
２％の所定値を調節可能にすることもできる。分流調整
負荷３６は、全目盛の１２％に復帰するまで二次巻線１
８上の負荷を増大する。帰還制御回路２６及び監視回路
３４は、好適には、単一集積回路（ＩＣ）３８上にあ
り、この集積回路は監視回路３４が分流調整負荷３６を
活性化するときこの集積回路の電力消散を増大させる。
しかしながら、これは、トランジスタ２０内の熱消散が
極めて小さいときに起こり、かつこのトランジスタのパ
ッケージは過大な熱容量を有する。
【００１３】図２に、制御ループ利得経路４０が示され
ている。最小負荷調整回路４２の利得は、電流モードス
イッチング調整回路４４の利得に整合させられている。
最小負荷調整回路４２は、監視回路３４と分流調整負荷
３６に機能的に等価であり、同様にスイッチング調整回
路４４は電流モード制御器２９とトランジスタ２０に等
価である。この状況は、最小負荷調整回路４２が活性化
されるか否かにかかわらず、制御ループ利得経路４０の
動特性を同じに維持させる。
【００１４】図３は、図１及び図２の回路の場合の出力
遷移負荷応答を示す。軽負荷において、電流モードスイ
ッチ調整回路の利得は減少し、最小負荷路調整回路の利
得は同じままである。遷移負荷応答は、顕著には劣化し
ない。最小負荷調整回路の興味ある副次的作用は、遷移
中のバイアス電源電力へのその作用である。バイアス電
源の消費電力は、この遷移期間がその制御ループ利得経
路の応答時間に接近しているとき、これら２つの状態の
平均よりも大きい。
【００１５】図４は、図１及び図２の回路についての５
０％デューティサイクルの場合の、バイアス電源負荷電
力対負荷遷移周波数特性を示す。このバイアス電源上の
等価キャパシタンス４８（図２）の最小のとき、最良負
荷遷移応答が起こることが観察されている。
【００１６】図５は、図１及び図２の回路についての負
荷、バイアス電源、及び全電力対負荷電流特性を示す。
曲線５０は負荷電力を示し、曲線５２はバイアス電源電
力を示し、曲線５４は全電力を示す。
【００１７】フライバック変換回路６０が図６に示され
ている。入力は、ジャック６２を通して受電され、かつ
保護ヒューズ６４、コンデンサ６６を含むフィルタ、及
び変圧器６８を通過する。バリスタ７０及び１対のコン
デンサ７２、７４は、さらに、雑音低減を行う。ブリッ
ジ整流器７６は、直流（ＤＣ）をチョークコイル７８、
８０及びコンデンサ８２、８４を含むフィルタへ出力す
る。この直流の一方の枝路は、一次巻線８８と１対の二
次巻線９０、９２を有する変圧器８６へ達する。この直
流の他方の枝路は、１対の抵抗器９６、９８を通して集
積回路９４に達する。集積回路９４は、電力用ＭＯＳＦ
ＥＴ１００、電流モード制御器１０２、内部バイアス調
整兼保護回路１０４、発振器１０６、最小負荷回路１０
８を含む。集積回路９４は、上に説明された集積回路３
８に類似している。電力用ＭＯＳＦＥＴ１００は、同じ
く上に説明されたがトランジズタ２０と同じように機能
する。３つ１組の抵抗器１１０〜１１２及び１対のコン
デンサ１１４、１１５は、集積回路９４に対する種々の
パラメータをセットする。二次巻線９０は整流器１１６
を含み、この整流器の生成する直流は３つ１組のコンデ
ンサ１１８〜１２０、抵抗器１２２、及びチョークコイ
ル１２４によってフィルタされる。１対の端子１２６、
１２７は、直流１２〜１８Ｖを出力して外部の使用に供
する。端子１２６、１２７上の出力電圧は、１組の抵抗
器１３０〜１３４とコンデンサ１３６を含む帰還増幅器
１２８によって監視される。増幅器１２８は、この出力
電圧が上昇すればする程強く光アイソレータ１３８を駆
動する。光アイソレータ１３８は、増幅器１２８によっ
て発生される誤り信号を一次側の先に挙げた集積回路９
４へ送り、かつ光アイソレータ１３８は整流器１４０で
以て二次巻線９２の出力を整流しかつコンデンサ１４２
で以てフィルタすることから生成される電力によって、
バイアスされる。また、この結果の光結合誤り信号は、
帰還信号１４３として集積回路９４によって受信され、
かつ、この誤り信号は二次巻線９０の出力を反映してい
るので、端子１２６、１２７上の負荷状態が所定最小値
より下へ降下したとき、最小負荷回路１０８が接続１４
４を通して二次巻線９２を負荷する。
【００１８】図７に、監視回路３４、分流調整負荷３
６、最小負荷調整回路４２、及び最小負荷回路１０８に
対する設計実施例が示されている。使用される装置の型
式及び集積回路９４上の実際の利用可能度に応じて、こ
の他の回路設計も可能である。最小負荷回路１０８は０
〜１２０μＡの電流、すなわち、信号２７をミラーする
トランジスタ１５０を含み、信号２７は抵抗器１５２を
通り、この抵抗器はこの電流を約５０μＡに制限する。
この電流は、次いで、トランジスタ１５４、１５６によ
ってミラーされかつ４倍に増幅され、トランジスタ１５
８内の６０μＡの定電流から減算される。トランジスタ
１５６内の電流が６０μＡより下へ降下すると、トラン
ジスタ１６０内に電流が流れ始め、かつ複数のトランジ
スタ１６２、１６４、４６６、１６８、１７０へミラー
され、したがって、これらのトランジスタがターンオン
開始する。トランジスタ１５６内の電流が約３８μＡに
なると、トランジスタ１７０は約１２５ｍＡの電流をシ
ンクする。トランジスタ１６０からトランジスタ１７０
へかけての電流利得は５、７６０（４×４×１８０）で
あり、したがって、トランジスタ１６０内の２２μＡの
電流がトランジスタ１７０を通り流れる１２５ｍＡの電
流を生じる。抵抗器１７２及びトランジスタ１７０内の
約３６ｐＦのキャパシタンスは、低域通過抵抗−コンデ
ンサ（ＲＣ）フィルタを構成する。
【００１９】本発明は、現在好ましいと考えられる実施
例によって説明されたが、本開示を限定的に解釈すべき
ではないことは、云うまでもない。種々の代替及び変更
は、上述の開示から後当業者には明らかである。したが
って、添付の特許請求の範囲は本発明の要旨と範囲内に
含まれる全ての代替及び変更を包含すると解釈されるべ
きである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１好適実施例によるスイッチング電
源回路の概略回路図。
【図２】図１のスイッチング電源回路内に使用される、
制御ループ経路の概略回路図。
【図３】図１及び図２の回路についての典型的出力遷移
負荷応答のグラフ図。
【図４】図１及び図２の回路についての５０％デューテ
ィサイクルの場合の典型的バイアス電源負荷電力対負荷
遷移周波数特性のグラフ図。
【図５】図１及び図２の回路についての典型的負荷、バ
イアス電源、負荷電力対負荷電流特性のグラフ図。
【図６】本発明の第２好適実施例によるスイッチング電
源回路の概略回路図。
【図７】図６のスイッチング電源回路に対する最小負荷
回路の概略回路図。
【符号の説明】
１０ スイッチング電源回路 １２ 変圧器 １４ 一次巻線 １６ （調整出力用）二次巻線 １８ （帰還制御用）二次巻線 １９ ダイオード整流器 ２０ スイッチングトランジスタ ２１ ダイオード整流器 ２４ 分流コンデンサフィルタ ２６ 帰還制御回路 ２９ 電流モード制御器 ３４ 監視回路 ３８ 集積回路 ３６ 分流調整負荷 ４０ 制御ループ利得経路 ４２ 最小負荷調整回路 ４４ 電流モードスイッチング調整回路 ６０ フライバック変換回路 ６２ ジャック ６４ 保護ヒューズ ６６ （フィルタ）コンデンサ ７０ バリスタ ７２ ブリッジ整流器 ７８、８０ （フィルタ構成）チョークコイル ８２、８４ （フィルタ構成）コンデンサ ８６ 変圧器 ８８ 一次巻線 ９０ （調整出力用）二次巻線 ９２ （帰還制御用）二次巻線 ９４ 集積回路 １００ 電力用ＭＯＳＦＥＴ １０２ 電流モード制御器 １０４ 内部バイアス調整兼保護回路１０４ １０６ 発振器 １０８ 最小負荷回路 １２８ 増幅器 １３８ 光アイソレータ

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一次巻線と少なくとも１つの二次巻線と
    を備える変圧器と、 前記一次巻線と入力電源とに直列な電力用スイッチング
    トランジスタと、 前記二次巻線の１つに結合された調整出力と、 前記調整出力からサンプルを入力として受け、オンオフ
    制御出力を出力として生成する帰還制御回路であって、
    前記オンオフ制御出力は前記電力用スイッチングトラン
    ジスタに印加されかつ前記調整出力が一定出力レベルを
    有するように前記入力サンプルに従ってそのオンオフデ
    ューティサイクルが変化するようになった前記帰還制御
    回路と、 前記調整出力上の第１負荷が所定レベルより低下したと
    きそれを検出しかつ前記二次巻線の１つに第２負荷を比
    例的に加算する最小負荷手段と、 を含むスイッチング電源回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のスイッチング電源回路に
    おいて、 前記変圧器は２つの二次巻線を有し、前記調整出力は前
    記二次巻線の１つに接続され、かつ前記最小負荷手段は
    前記二次巻線の他の１つに接続される、スイッチング電
    源回路。
  3. 【請求項３】 請求項１記載のスイッチング電源回路に
    おいて、前記最小負荷手段は前記オンオフ制御の電力レ
    ベルが所定最小百分率より低下するときを監視する監視
    手段と前記オンオフ制御の前記電力レベルが前記所定最
    小百分率より低下する程度に比例する制御信号を前記第
    ２負荷に加算する手段とを含む、スイッチング電源回
    路。
  4. 【請求項４】 スイッチング電源回路内の変圧器と絶縁
    帰還信号と共に使用される集積回路であって、 電力用ＭＯＳ電界効果トランジスタと、 前記電力用ＭＯＳ電界効果トランジスタをターオンオフ
    する電流モード制御器と、 前記電力用ＭＯＳ電界効果トランジスタを強制的にオフ
    する保護手段と、 前記電流モード制御器が前記ＭＯＳ電界効果トランジス
    タをターンオンオフするように基本周波数周期をセット
    する発振器と、 負荷電流が所定最小値より低下するに従い前記ＭＯＳ電
    界効果トランジスタに対する負荷を増大する最小負荷手
    段と、 を含む集積回路。
  5. 【請求項５】 スイッチング電源回路の出力の調整方法
    であって、 スイッチング電源回路上の出力負荷と所定最小値とを比
    較するステップと、 前記出力負荷が所定最小値より低下する程度に比例して
    前記電源回路の出力を分流するステップと、 を含む調整方法。
  6. 【請求項６】 スイッチング電源回路の出力を調整する
    集積回路であって、 前記スイッチング電源回路上の出力負荷を所定最小値と
    比較する手段と、 前記出力負荷が前記所定最小値より低下する程度に比例
    して前記スイッチング電源回路の出力を分流する手段と
    を含集積回路。
JP5018969A 1992-02-07 1993-02-05 スイッチング電源回路 Pending JPH05260744A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/832,233 US5285367A (en) 1992-02-07 1992-02-07 Linear load circuit to control switching power supplies under minimum load conditions
US832233 1992-02-07

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH05260744A true JPH05260744A (ja) 1993-10-08

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ID=25261059

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP5018969A Pending JPH05260744A (ja) 1992-02-07 1993-02-05 スイッチング電源回路

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US (1) US5285367A (ja)
EP (1) EP0554882A1 (ja)
JP (1) JPH05260744A (ja)

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