JPH05258888A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH05258888A JPH05258888A JP4055752A JP5575292A JPH05258888A JP H05258888 A JPH05258888 A JP H05258888A JP 4055752 A JP4055752 A JP 4055752A JP 5575292 A JP5575292 A JP 5575292A JP H05258888 A JPH05258888 A JP H05258888A
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- Japan
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- inverter
- discharge lamp
- oscillation
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- lighting device
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電源投入または負荷状態が所定の状態に達した
後、所定時間は負荷状態の検出を停止することにより、
発振開始と休止の繰り返しの動作が確実で、しかも小型
に構成できる放電灯点灯装置を安価に提供する。 【構成】直流電源を高周波電圧に変換するインバータに
より放電灯を点灯させ、インバータの発振出力が所定値
以上であることを検出して間欠的にインバータを停止さ
せる点灯装置において、電源投入後または放電灯点灯後
の所定時間はインバータの発振出力の検出を停止するよ
うに構成した。 【効果】放電灯が始動した直後の半波放電状態では、イ
ンバータは連続的に発振するため、インバータが休止状
態で保持するような事態は生じず、インバータの発振開
始と発振休止の動作が確実でしかも小型で安価な点灯装
置を提供できる。
後、所定時間は負荷状態の検出を停止することにより、
発振開始と休止の繰り返しの動作が確実で、しかも小型
に構成できる放電灯点灯装置を安価に提供する。 【構成】直流電源を高周波電圧に変換するインバータに
より放電灯を点灯させ、インバータの発振出力が所定値
以上であることを検出して間欠的にインバータを停止さ
せる点灯装置において、電源投入後または放電灯点灯後
の所定時間はインバータの発振出力の検出を停止するよ
うに構成した。 【効果】放電灯が始動した直後の半波放電状態では、イ
ンバータは連続的に発振するため、インバータが休止状
態で保持するような事態は生じず、インバータの発振開
始と発振休止の動作が確実でしかも小型で安価な点灯装
置を提供できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯を高周波点灯さ
せるための放電灯点灯装置に関するものであり、例え
ば、非常灯の点灯装置として利用されるものである。
せるための放電灯点灯装置に関するものであり、例え
ば、非常灯の点灯装置として利用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の点灯装置（特開昭６４−５
３５４号（特願昭６２ー１６０２２９号））の回路図で
ある。以下、その回路構成について説明する。直流電源
Ｂの正極は、電源スイッチＳＷとチョークコイルＣＨ1
を介して、発振トランスＴ1 の１次巻線ｎ11，ｎ12のセ
ンタータップに接続されている。発振トランスＴ1 の１
次巻線ｎ11，ｎ12の端部には、それぞれスイッチング素
子としてのパワーＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のドレ
インが接続されている。各ＭＯＳトランジスタＱ 1 ，Ｑ
2 のドレイン間には、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 の直列
回路が並列的に接続されている。各ＭＯＳトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のソースは、接地されて直流電源Ｂの負極に
接続されている。発振トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 の一
端には、コンデンサＣ3 を介して放電灯Ｌａの一端が接
続されている。発振トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 の他端
には、コンデンサＣ2 ，Ｃ4 を介して放電灯Ｌａの他端
が接続されている。２次巻線ｎ2 の一部は、放電灯Ｌａ
のフィラメント予熱用の巻線とされている。コンデンサ
Ｃ4 の両端には、電流トランスＴ2 の１次巻線が接続さ
れている。電流トランスＴ2 の２次巻線のセンタータッ
プは接地されており、２次巻線の両端は、それぞれダイ
オードＤ1 ，Ｄ2 のアノードに接続されている。ダイオ
ードＤ1 ，Ｄ2 のカソードは、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の直列回
路を介して接地されている。抵抗Ｒ3 にはコンデンサＣ
5 が並列接続されている。コンデンサＣ 5 の電圧は、コ
ンパレータＣＰ1 の反転入力端子に印加されている。コ
ンパレータＣＰ1 の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒ
が印加されている。コンパレータＣＰ1 の出力端子は、
抵抗Ｒ9 を介して電源ラインにプルアップされると共
に、ＤフリップフロップＦＦ1 のデータ入力端子Ｄに接
続されている。発振トランスＴ1 の帰還巻線ｎ3 の一端
は接地されており、他端は抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の直列回路を
介して接地されている。抵抗Ｒ5 の両端には、ダイオー
ドＤ3 が図示された極性で接続されている。抵抗Ｒ5 の
両端電圧は、コンパレータＣＰ2 の非反転入力端子に接
続されている。コンパレータＣＰ2 の反転入力端子は、
接地されている。コンパレータＣＰ2 の出力端子は、抵
抗Ｒ6 を介して電源ラインにプルアップされると共に、
ＤフリップフロップＦＦ1 のクロック入力端子ＣＫに接
続されている。ＤフリップフロップＦＦ1 の出力端子Ｑ
は、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 の第１の入力端子にそれぞれ
接続されている。ＤフリップフロップＦＦ1 のクロック
入力端子ＣＫは、アンド回路Ａ2 の第２の入力端子に接
続されると共に、否定回路Ｎ1 を介してアンド回路Ａ1
の第２の入力端子に接続されている。アンド回路Ａ 1 の
出力は抵抗Ｒ7 を介してＭＯＳトランジスタＱ1 のゲー
トに接続されており、アンド回路Ａ2 の出力は抵抗Ｒ8
を介してＭＯＳトランジスタＱ2 のゲートに接続されて
いる。
３５４号（特願昭６２ー１６０２２９号））の回路図で
ある。以下、その回路構成について説明する。直流電源
Ｂの正極は、電源スイッチＳＷとチョークコイルＣＨ1
を介して、発振トランスＴ1 の１次巻線ｎ11，ｎ12のセ
ンタータップに接続されている。発振トランスＴ1 の１
次巻線ｎ11，ｎ12の端部には、それぞれスイッチング素
子としてのパワーＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 のドレ
インが接続されている。各ＭＯＳトランジスタＱ 1 ，Ｑ
2 のドレイン間には、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 の直列
回路が並列的に接続されている。各ＭＯＳトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 のソースは、接地されて直流電源Ｂの負極に
接続されている。発振トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 の一
端には、コンデンサＣ3 を介して放電灯Ｌａの一端が接
続されている。発振トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 の他端
には、コンデンサＣ2 ，Ｃ4 を介して放電灯Ｌａの他端
が接続されている。２次巻線ｎ2 の一部は、放電灯Ｌａ
のフィラメント予熱用の巻線とされている。コンデンサ
Ｃ4 の両端には、電流トランスＴ2 の１次巻線が接続さ
れている。電流トランスＴ2 の２次巻線のセンタータッ
プは接地されており、２次巻線の両端は、それぞれダイ
オードＤ1 ，Ｄ2 のアノードに接続されている。ダイオ
ードＤ1 ，Ｄ2 のカソードは、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の直列回
路を介して接地されている。抵抗Ｒ3 にはコンデンサＣ
5 が並列接続されている。コンデンサＣ 5 の電圧は、コ
ンパレータＣＰ1 の反転入力端子に印加されている。コ
ンパレータＣＰ1 の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒ
が印加されている。コンパレータＣＰ1 の出力端子は、
抵抗Ｒ9 を介して電源ラインにプルアップされると共
に、ＤフリップフロップＦＦ1 のデータ入力端子Ｄに接
続されている。発振トランスＴ1 の帰還巻線ｎ3 の一端
は接地されており、他端は抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の直列回路を
介して接地されている。抵抗Ｒ5 の両端には、ダイオー
ドＤ3 が図示された極性で接続されている。抵抗Ｒ5 の
両端電圧は、コンパレータＣＰ2 の非反転入力端子に接
続されている。コンパレータＣＰ2 の反転入力端子は、
接地されている。コンパレータＣＰ2 の出力端子は、抵
抗Ｒ6 を介して電源ラインにプルアップされると共に、
ＤフリップフロップＦＦ1 のクロック入力端子ＣＫに接
続されている。ＤフリップフロップＦＦ1 の出力端子Ｑ
は、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 の第１の入力端子にそれぞれ
接続されている。ＤフリップフロップＦＦ1 のクロック
入力端子ＣＫは、アンド回路Ａ2 の第２の入力端子に接
続されると共に、否定回路Ｎ1 を介してアンド回路Ａ1
の第２の入力端子に接続されている。アンド回路Ａ 1 の
出力は抵抗Ｒ7 を介してＭＯＳトランジスタＱ1 のゲー
トに接続されており、アンド回路Ａ2 の出力は抵抗Ｒ8
を介してＭＯＳトランジスタＱ2 のゲートに接続されて
いる。
【０００３】この従来例は、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，
Ｑ2 と発振トランスＴ1 を用いた自励式のプッシュプル
インバータによって直流電源Ｂを高周波に変換し、放電
灯Ｌａを点灯させるものである。また、放電灯Ｌａと直
列に電流トランスＴ2 を接続してランプ電流を検出し、
ランプ電流が所定値以上のときには、ＭＯＳトランジス
タＱ1 ，Ｑ2 をＯＦＦさせて、ランプ電流が所定値とな
るように、発振周期の整数倍の発振休止区間を設けてい
る。
Ｑ2 と発振トランスＴ1 を用いた自励式のプッシュプル
インバータによって直流電源Ｂを高周波に変換し、放電
灯Ｌａを点灯させるものである。また、放電灯Ｌａと直
列に電流トランスＴ2 を接続してランプ電流を検出し、
ランプ電流が所定値以上のときには、ＭＯＳトランジス
タＱ1 ，Ｑ2 をＯＦＦさせて、ランプ電流が所定値とな
るように、発振周期の整数倍の発振休止区間を設けてい
る。
【０００４】以下、この装置の動作について更に詳しく
説明する。まず、電源スイッチＳＷがＯＮされると、初
期設定によりＤフリップフロップＦＦ1 の出力がＨｉｇ
ｈレベルであるため、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
いずれか一方がＯＮし、発振トランスＴ1 の１次巻線ｎ
11又はｎ12に電流が流れ始める。発振トランスＴ1 の帰
還巻線ｎ3 には、発振トランスＴ1 の１次巻線ｎ11，ｎ
12に相似した電圧波形が現れて、コンパレータＣＰ2 で
帰還巻線ｎ3 のプラス側の電圧を検出することにより、
発振電圧波形の零点でスイッチングする電圧共振型の自
励式インバータを構成している。このようにＭＯＳトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 が交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すこ
とにより、発振トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 には、高周
波高電圧が発生し、放電灯Ｌａに印加される。放電灯Ｌ
ａが放電を開始すると、ランプ電流が流れ始め、放電灯
Ｌａと直列に接続された電流トランスＴ2 の２次側に
は、ランプ電流に応じた電圧が発生する。この電圧をダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 で整流して、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 とコン
デンサＣ5 により積分した後、コンパレータＣＰ1 で基
準電圧Ｖｒと比較する。コンパレータＣＰ1 の入力電圧
が基準電圧Ｖｒ以下の場合には、コンパレータＣＰ1 の
出力はＨｉｇｈレベルとなる。この出力はＤフリップフ
ロップＦＦ1 のデータ入力となっているため、コンパレ
ータＣＰ1 の出力がＨｉｇｈレベルの場合には、Ｄフリ
ップフロップＦＦ1 の出力ＱもＨｉｇｈレベルのままで
あり、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 は信号通過可能な状態であ
り、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 は連続的に発振す
る。
説明する。まず、電源スイッチＳＷがＯＮされると、初
期設定によりＤフリップフロップＦＦ1 の出力がＨｉｇ
ｈレベルであるため、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
いずれか一方がＯＮし、発振トランスＴ1 の１次巻線ｎ
11又はｎ12に電流が流れ始める。発振トランスＴ1 の帰
還巻線ｎ3 には、発振トランスＴ1 の１次巻線ｎ11，ｎ
12に相似した電圧波形が現れて、コンパレータＣＰ2 で
帰還巻線ｎ3 のプラス側の電圧を検出することにより、
発振電圧波形の零点でスイッチングする電圧共振型の自
励式インバータを構成している。このようにＭＯＳトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 が交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すこ
とにより、発振トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 には、高周
波高電圧が発生し、放電灯Ｌａに印加される。放電灯Ｌ
ａが放電を開始すると、ランプ電流が流れ始め、放電灯
Ｌａと直列に接続された電流トランスＴ2 の２次側に
は、ランプ電流に応じた電圧が発生する。この電圧をダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 で整流して、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 とコン
デンサＣ5 により積分した後、コンパレータＣＰ1 で基
準電圧Ｖｒと比較する。コンパレータＣＰ1 の入力電圧
が基準電圧Ｖｒ以下の場合には、コンパレータＣＰ1 の
出力はＨｉｇｈレベルとなる。この出力はＤフリップフ
ロップＦＦ1 のデータ入力となっているため、コンパレ
ータＣＰ1 の出力がＨｉｇｈレベルの場合には、Ｄフリ
ップフロップＦＦ1 の出力ＱもＨｉｇｈレベルのままで
あり、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 は信号通過可能な状態であ
り、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ2 は連続的に発振す
る。
【０００５】その後、ランプ電流が所定値に達した場合
には、コンパレータＣＰ1 の出力はＬｏｗレベルとなる
ため、ＤフリップフロップＦＦ1 のクロック入力端子Ｃ
Ｋが立ち上がるタイミングにおいて、その出力ＱはＬｏ
ｗレベルとなり、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 は信号通過禁止
状態となる。このため、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ 2
はどちらもＯＦＦとなり、発振が停止する。この発振停
止状態では、発振トランスＴ1 の１次巻線のインダクタ
ンスＬとコンデンサＣ1 及び抵抗Ｒ1 の閉ループに減衰
振動電流が流れる。したがって、インバータ動作が休止
している状態においても、帰還巻線ｎ3 には、前記イン
ダクタンスＬとコンデンサＣ1 及び抵抗Ｒ1 の共振周波
数に応じた振動電圧が発生しており、コンパレータＣＰ
2 の出力は、発振停止状態においても共振周波数に応じ
たタイミングでＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルが交互に
繰り返される。インバータの発振停止状態が或る程度続
くと、ランプ電流が流れないため、コンパレータＣＰ1
の出力は再びＨｉｇｈレベルとなり、Ｄフリップフロッ
プＦＦ1 のクロック入力端子ＣＫが立ち上がるタイミン
グにおいて、再度、インバータが動作し始める。以降、
上記と同様の動作により、ランプ電流が所定値となるよ
うにインバータが発振と休止を繰り返すものである。
には、コンパレータＣＰ1 の出力はＬｏｗレベルとなる
ため、ＤフリップフロップＦＦ1 のクロック入力端子Ｃ
Ｋが立ち上がるタイミングにおいて、その出力ＱはＬｏ
ｗレベルとなり、アンド回路Ａ1 ，Ａ2 は信号通過禁止
状態となる。このため、ＭＯＳトランジスタＱ1 ，Ｑ 2
はどちらもＯＦＦとなり、発振が停止する。この発振停
止状態では、発振トランスＴ1 の１次巻線のインダクタ
ンスＬとコンデンサＣ1 及び抵抗Ｒ1 の閉ループに減衰
振動電流が流れる。したがって、インバータ動作が休止
している状態においても、帰還巻線ｎ3 には、前記イン
ダクタンスＬとコンデンサＣ1 及び抵抗Ｒ1 の共振周波
数に応じた振動電圧が発生しており、コンパレータＣＰ
2 の出力は、発振停止状態においても共振周波数に応じ
たタイミングでＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルが交互に
繰り返される。インバータの発振停止状態が或る程度続
くと、ランプ電流が流れないため、コンパレータＣＰ1
の出力は再びＨｉｇｈレベルとなり、Ｄフリップフロッ
プＦＦ1 のクロック入力端子ＣＫが立ち上がるタイミン
グにおいて、再度、インバータが動作し始める。以降、
上記と同様の動作により、ランプ電流が所定値となるよ
うにインバータが発振と休止を繰り返すものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、放
電灯が始動し、安定に点灯するまでの間に半波放電など
の不完全な点灯状態に陥ったときに、インバータが停止
状態のままで保持するという不具合が発生する場合があ
る。以下、その原因について説明する。インバータが発
振動作を開始して、放電灯Ｌａが点灯し、ランプ電流が
所定値に達すると、前述のようにインバータは発振休止
状態になるが、このとき、放電灯Ｌａが半波放電などの
不完全な点灯状態である場合には、発振トランスＴ1 が
磁気飽和に近い状態となり、そのインダクタンス成分が
減少する。すると、発振トランスＴ 1 の１次巻線ｎ11，
ｎ12とコンデンサＣ1 及び抵抗Ｒ1 に流れる振動電流の
持続時間が短くなる。従って、インバータの発振休止区
間中に発生する帰還巻線ｎ3の振動電圧の持続時間が短
くなるため、ランプ電流が所定値以下になったときには
帰還巻線ｎ3 の電圧が変化しなくなり、コンパレータＣ
Ｐ2 の出力も固定されたままとなることが考えられ、こ
の場合、インバータは停止状態のままで保持されること
が考えられる。
電灯が始動し、安定に点灯するまでの間に半波放電など
の不完全な点灯状態に陥ったときに、インバータが停止
状態のままで保持するという不具合が発生する場合があ
る。以下、その原因について説明する。インバータが発
振動作を開始して、放電灯Ｌａが点灯し、ランプ電流が
所定値に達すると、前述のようにインバータは発振休止
状態になるが、このとき、放電灯Ｌａが半波放電などの
不完全な点灯状態である場合には、発振トランスＴ1 が
磁気飽和に近い状態となり、そのインダクタンス成分が
減少する。すると、発振トランスＴ 1 の１次巻線ｎ11，
ｎ12とコンデンサＣ1 及び抵抗Ｒ1 に流れる振動電流の
持続時間が短くなる。従って、インバータの発振休止区
間中に発生する帰還巻線ｎ3の振動電圧の持続時間が短
くなるため、ランプ電流が所定値以下になったときには
帰還巻線ｎ3 の電圧が変化しなくなり、コンパレータＣ
Ｐ2 の出力も固定されたままとなることが考えられ、こ
の場合、インバータは停止状態のままで保持されること
が考えられる。
【０００７】このような不具合を解消するためには、図
６に示すように、放電灯Ｌａと並列に、可飽和のチョー
クコイルＣＨ2 を接続し、発振トランスＴ1 の偏磁を防
止することによって、発振トランスＴ1 のインダクタン
ス成分の減少を防止することが考えられる。このよう
に、半波放電時の発振トランスＴ1 の磁気飽和を防止し
て、所定のインダクタンス成分を確保することによっ
て、インバータ休止時の帰還巻線ｎ3 に発生する振動電
圧の持続時間が長くなり、インバータが停止することは
防止できる。しかし、可飽和のチョークコイルＣＨ2 を
用いる場合には、放電灯Ｌａの正常点灯又は無負荷など
の点灯モードにおいて、チョークコイルＣＨ 2 が飽和し
ないように設計する必要があり、大型のものとなり、実
装スペースやコストなどの点で不都合である。
６に示すように、放電灯Ｌａと並列に、可飽和のチョー
クコイルＣＨ2 を接続し、発振トランスＴ1 の偏磁を防
止することによって、発振トランスＴ1 のインダクタン
ス成分の減少を防止することが考えられる。このよう
に、半波放電時の発振トランスＴ1 の磁気飽和を防止し
て、所定のインダクタンス成分を確保することによっ
て、インバータ休止時の帰還巻線ｎ3 に発生する振動電
圧の持続時間が長くなり、インバータが停止することは
防止できる。しかし、可飽和のチョークコイルＣＨ2 を
用いる場合には、放電灯Ｌａの正常点灯又は無負荷など
の点灯モードにおいて、チョークコイルＣＨ 2 が飽和し
ないように設計する必要があり、大型のものとなり、実
装スペースやコストなどの点で不都合である。
【０００８】また、可飽和チョークコイルなどを用い
ず、例えば、発振出力を積分し、その積分値が所定値以
下になれば発振が停止したと判別する回路を設けて、こ
の判別回路が動作した時、強制的にリセットすることも
考えられる。しかし、リセット後、再び同様の発振停止
モードを繰り返し、照明のちらつき等の不具合が発生す
る恐れがあり、好ましくない。
ず、例えば、発振出力を積分し、その積分値が所定値以
下になれば発振が停止したと判別する回路を設けて、こ
の判別回路が動作した時、強制的にリセットすることも
考えられる。しかし、リセット後、再び同様の発振停止
モードを繰り返し、照明のちらつき等の不具合が発生す
る恐れがあり、好ましくない。
【０００９】本発明は、上述のような点に鑑みてなされ
たものであり、その目的とするところは、電源投入また
は負荷状態が所定の状態に達した後、所定時間は負荷状
態の検出を停止することにより、発振開始と休止の繰り
返しの動作が確実で、しかも小型に構成できる放電灯点
灯装置を安価に提供することにある。
たものであり、その目的とするところは、電源投入また
は負荷状態が所定の状態に達した後、所定時間は負荷状
態の検出を停止することにより、発振開始と休止の繰り
返しの動作が確実で、しかも小型に構成できる放電灯点
灯装置を安価に提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１乃至図
４に示すように、直流電源を高周波電圧に変換するイン
バータにより放電灯を点灯させ、インバータの発振出力
が所定値以上であることを検出して間欠的にインバータ
を停止させる点灯装置において、電源投入後または放電
灯点灯後の所定時間はインバータの発振出力の検出を停
止するように構成したことを特徴とするものである。
にあっては、上記の課題を解決するために、図１乃至図
４に示すように、直流電源を高周波電圧に変換するイン
バータにより放電灯を点灯させ、インバータの発振出力
が所定値以上であることを検出して間欠的にインバータ
を停止させる点灯装置において、電源投入後または放電
灯点灯後の所定時間はインバータの発振出力の検出を停
止するように構成したことを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】本発明では、上記のように、電源投入後または
放電灯点灯後の所定時間はインバータの発振出力の検出
を停止するように構成したので、放電灯の始動直後の不
安定な点灯状態では、インバータが連続的に発振動作す
るものであり、インバータが停止状態のまま保持される
ような不都合は生じなくなる。
放電灯点灯後の所定時間はインバータの発振出力の検出
を停止するように構成したので、放電灯の始動直後の不
安定な点灯状態では、インバータが連続的に発振動作す
るものであり、インバータが停止状態のまま保持される
ような不都合は生じなくなる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例では、図６に示した従来例において、コンパレ
ータＣＰ1 の非反転入力端子に印加される基準電圧Ｖｒ
を、抵抗Ｒ10，Ｒ11とコンデンサＣ6 よりなるＣＲ微分
回路で設定している。このＣＲ微分回路に一定電圧Ｖｃ
を印加すると、電源投入から所定時間はコンデンサＣ6
により基準電圧Ｖｒが印加電圧Ｖｃとほぼ同じレベルに
高められて、その後、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒ11の時定
数で徐々に低下して、やがて、抵抗Ｒ10，Ｒ 11の分圧比
で決まる電圧レベルＶｃ×Ｒ11／（Ｒ10＋Ｒ11）に低下
して、安定するものである。したがって、電源投入から
所定時間はランプ電流が大きく流れても、コンパレータ
ＣＰ1 の出力はＨｉｇｈレベルのままとなり、インバー
タは連続的に発振するものである。コンパレータＣＰ1
の基準電圧Ｖｒが徐々に低下すると、過大なランプ電流
を検出し、定常的な動作状態になって、従来例と同様
に、ランプ電流を所定値に保つように制御される。正常
な放電灯であっても、点灯直後は半波点灯が起こりやす
いが、数秒以内には正常点灯へ移行する。従って、点灯
直後から所定時間が経過すれば、インバータが停止して
しまうことは防止できる。また、本実施例では、放電灯
Ｌａの点灯直後には連続的にインバータを動作させてお
り、従来例のように間欠的な点灯ではないため、更に早
期に安定な点灯状態へ移行できるという効果もある。
本実施例では、図６に示した従来例において、コンパレ
ータＣＰ1 の非反転入力端子に印加される基準電圧Ｖｒ
を、抵抗Ｒ10，Ｒ11とコンデンサＣ6 よりなるＣＲ微分
回路で設定している。このＣＲ微分回路に一定電圧Ｖｃ
を印加すると、電源投入から所定時間はコンデンサＣ6
により基準電圧Ｖｒが印加電圧Ｖｃとほぼ同じレベルに
高められて、その後、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒ11の時定
数で徐々に低下して、やがて、抵抗Ｒ10，Ｒ 11の分圧比
で決まる電圧レベルＶｃ×Ｒ11／（Ｒ10＋Ｒ11）に低下
して、安定するものである。したがって、電源投入から
所定時間はランプ電流が大きく流れても、コンパレータ
ＣＰ1 の出力はＨｉｇｈレベルのままとなり、インバー
タは連続的に発振するものである。コンパレータＣＰ1
の基準電圧Ｖｒが徐々に低下すると、過大なランプ電流
を検出し、定常的な動作状態になって、従来例と同様
に、ランプ電流を所定値に保つように制御される。正常
な放電灯であっても、点灯直後は半波点灯が起こりやす
いが、数秒以内には正常点灯へ移行する。従って、点灯
直後から所定時間が経過すれば、インバータが停止して
しまうことは防止できる。また、本実施例では、放電灯
Ｌａの点灯直後には連続的にインバータを動作させてお
り、従来例のように間欠的な点灯ではないため、更に早
期に安定な点灯状態へ移行できるという効果もある。
【００１３】図２は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例では、電源投入後、単安定マルチバイブレ
ータＭＶ1 よりなるタイマーによって、コンパレータＣ
Ｐ1 の出力をＨｉｇｈレベルに固定し、放電灯Ｌａの点
灯直後の所定時間はインバータが連続的に発振するよう
にしたものである。本実施例では、タイマーとして、単
安定マルチバイブレータ（例えば、モトローラＭＣ１４
５３８）を使用しており、電源投入時には抵抗Ｒ12とコ
ンデンサＣ7 よりなるトリガー回路により単安定マルチ
バイブレータＭＶ1 のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなり、
抵抗Ｒ14を介して流れるベース電流によりトランジスタ
Ｑ3 がＯＮとなる。単安定マルチバイブレータＭＶ1 の
Ｑ出力は、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒ13の時定数に応じた
所定の時間にわたりＨｉｇｈレベルになり、トランジス
タＱ3 がＯＮ状態に保持される。したがって、電源投入
から所定時間は、コンパレータＣＰ1 の反転入力端子が
強制的にＬｏｗレベルとなり、コンパレータＣＰ1 の出
力がＨｉｇｈレベルに固定されるので、インバータは連
続発振されるものである。図１に示した実施例では、電
源投入後、所定時間は無制御状態であり、ランプ電流検
出部のコンデンサＣ5の電圧が高くなり、所定時間の経
過後に、インバータの発振休止が解除されてもランプ電
流検出部のコンデンサＣ5 の電圧がなかなか低下せず、
インバータの発振休止時間が長くなることがあるが、図
２に示した実施例では、発振休止期間中はコンデンサＣ
5 の両端がクランプされているので、コンデンサＣ5 の
電圧が高くなることはない。
る。本実施例では、電源投入後、単安定マルチバイブレ
ータＭＶ1 よりなるタイマーによって、コンパレータＣ
Ｐ1 の出力をＨｉｇｈレベルに固定し、放電灯Ｌａの点
灯直後の所定時間はインバータが連続的に発振するよう
にしたものである。本実施例では、タイマーとして、単
安定マルチバイブレータ（例えば、モトローラＭＣ１４
５３８）を使用しており、電源投入時には抵抗Ｒ12とコ
ンデンサＣ7 よりなるトリガー回路により単安定マルチ
バイブレータＭＶ1 のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなり、
抵抗Ｒ14を介して流れるベース電流によりトランジスタ
Ｑ3 がＯＮとなる。単安定マルチバイブレータＭＶ1 の
Ｑ出力は、コンデンサＣ6 と抵抗Ｒ13の時定数に応じた
所定の時間にわたりＨｉｇｈレベルになり、トランジス
タＱ3 がＯＮ状態に保持される。したがって、電源投入
から所定時間は、コンパレータＣＰ1 の反転入力端子が
強制的にＬｏｗレベルとなり、コンパレータＣＰ1 の出
力がＨｉｇｈレベルに固定されるので、インバータは連
続発振されるものである。図１に示した実施例では、電
源投入後、所定時間は無制御状態であり、ランプ電流検
出部のコンデンサＣ5の電圧が高くなり、所定時間の経
過後に、インバータの発振休止が解除されてもランプ電
流検出部のコンデンサＣ5 の電圧がなかなか低下せず、
インバータの発振休止時間が長くなることがあるが、図
２に示した実施例では、発振休止期間中はコンデンサＣ
5 の両端がクランプされているので、コンデンサＣ5 の
電圧が高くなることはない。
【００１４】図３は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、コンパレータＣＰ 1 の出力をオア回
路Ｇ1 ，Ｇ2 の第１の入力に接続している。オア回路Ｇ
2 の第２の入力には、単安定マルチバイブレータＭＶ1
のＱ出力が接続されており、オア回路Ｇ1 の第２の入力
には、ＤフリップフロップＦＦ2 のＱ出力が接続されて
いる。オア回路Ｇ2 の出力は、ＤフリップフロップＦＦ
1 のデータ入力端子Ｄに接続されている。オア回路Ｇ1
の出力は、単安定マルチバイブレータＭＶ1 の立ち下が
りトリガー入力端子Ｂに接続されている。この単安定マ
ルチバイブレータＭＶ1 の出力パルス幅は、コンデンサ
Ｃ6 と抵抗Ｒ13の時定数により決定されている。単安定
マルチバイブレータＭＶ1 の反転出力Ｑ’は、Ｄフリッ
プフロップＦＦ2 のデータ入力端子Ｄに接続されてい
る。ＤフリップフロップＦＦ2 のセット入力端子Ｓに
は、抵抗Ｒ15とコンデンサＣ8 よりなるパワーオンリセ
ット回路のリセット信号が入力されており、Ｄフリップ
フロップＦＦ2 のクロック入力端子ＣＫには、単安定マ
ルチバイブレータＭＶ1 のＱ出力が接続されている。
る。本実施例では、コンパレータＣＰ 1 の出力をオア回
路Ｇ1 ，Ｇ2 の第１の入力に接続している。オア回路Ｇ
2 の第２の入力には、単安定マルチバイブレータＭＶ1
のＱ出力が接続されており、オア回路Ｇ1 の第２の入力
には、ＤフリップフロップＦＦ2 のＱ出力が接続されて
いる。オア回路Ｇ2 の出力は、ＤフリップフロップＦＦ
1 のデータ入力端子Ｄに接続されている。オア回路Ｇ1
の出力は、単安定マルチバイブレータＭＶ1 の立ち下が
りトリガー入力端子Ｂに接続されている。この単安定マ
ルチバイブレータＭＶ1 の出力パルス幅は、コンデンサ
Ｃ6 と抵抗Ｒ13の時定数により決定されている。単安定
マルチバイブレータＭＶ1 の反転出力Ｑ’は、Ｄフリッ
プフロップＦＦ2 のデータ入力端子Ｄに接続されてい
る。ＤフリップフロップＦＦ2 のセット入力端子Ｓに
は、抵抗Ｒ15とコンデンサＣ8 よりなるパワーオンリセ
ット回路のリセット信号が入力されており、Ｄフリップ
フロップＦＦ2 のクロック入力端子ＣＫには、単安定マ
ルチバイブレータＭＶ1 のＱ出力が接続されている。
【００１５】本実施例の動作波形を図４に示す。図中、
（ａ）はコンパレータＣＰ1 の出力、（ｂ）はオア回路
Ｇ1 の出力、（ｃ）は単安定マルチバイブレータＭＶ1
のＱ出力、（ｄ）は単安定マルチバイブレータＭＶ1 の
反転出力Ｑ’、（ｅ）はＤフリップフロップＦＦ2 のＱ
出力、（ｆ）はオア回路Ｇ2 の出力である。電源投入時
には、抵抗Ｒ15とコンデンサＣ8 よりなるパワーオンリ
セット回路により、Ｌｏｗレベルのリセット信号がＤフ
リップフロップＦＦ2 のセット入力端子Ｓに入力されて
いる。このため、図４（ｅ）に示すように、Ｄフリップ
フロップＦＦ2のＱ出力はＬｏｗレベルとなっている。
電源投入後、ランプ電流が所定値に達した時点で、コン
パレータＣＰ1 の出力が図４（ａ）に示すように立ち下
がる。このとき、ＤフリップフロップＦＦ2 のＱ出力が
図４（ｅ）に示すようにＬｏｗレベルであるので、オア
回路Ｇ1 の出力が図４（ｂ）に示すように立ち下がる。
これにより、単安定マルチバイブレータＭＶ1 がトリガ
ーされて、その出力Ｑが図４（ｃ）に示すようにコンデ
ンサＣ6 と抵抗Ｒ13で決まる所定のタイマー時間ｔにわ
たりＨｉｇｈレベルとなり、オア回路Ｇ2 の出力をＨｉ
ｇｈレベルとする。これにより、上記タイマー時間ｔの
間は、ＤフリップフロップＦＦ1 のデータ入力端子Ｄを
強制的にＨｉｇｈレベルに保つ。したがって、ランプ電
流が所定値に達してから所定時間は連続的にインバータ
を動作させることができる。なお、単安定マルチバイブ
レータＭＶ1 が所定時間ｔを計時し終えた後は、Ｄフリ
ップフロップＦＦ1 のＱ出力が図４（ｅ）に示すように
Ｈｉｇｈレベルとなり、単安定マルチバイブレータＭＶ
1 のトリガー入力端子Ｂが図４（ｂ）に示すようにＨｉ
ｇｈレベルに固定されるため、図４（ｆ）に示すよう
に、コンパレータＣＰ1 の出力がそのままオア回路Ｇ2
の出力に現れて、ランプ電流を一定に保つように制御さ
れる。
（ａ）はコンパレータＣＰ1 の出力、（ｂ）はオア回路
Ｇ1 の出力、（ｃ）は単安定マルチバイブレータＭＶ1
のＱ出力、（ｄ）は単安定マルチバイブレータＭＶ1 の
反転出力Ｑ’、（ｅ）はＤフリップフロップＦＦ2 のＱ
出力、（ｆ）はオア回路Ｇ2 の出力である。電源投入時
には、抵抗Ｒ15とコンデンサＣ8 よりなるパワーオンリ
セット回路により、Ｌｏｗレベルのリセット信号がＤフ
リップフロップＦＦ2 のセット入力端子Ｓに入力されて
いる。このため、図４（ｅ）に示すように、Ｄフリップ
フロップＦＦ2のＱ出力はＬｏｗレベルとなっている。
電源投入後、ランプ電流が所定値に達した時点で、コン
パレータＣＰ1 の出力が図４（ａ）に示すように立ち下
がる。このとき、ＤフリップフロップＦＦ2 のＱ出力が
図４（ｅ）に示すようにＬｏｗレベルであるので、オア
回路Ｇ1 の出力が図４（ｂ）に示すように立ち下がる。
これにより、単安定マルチバイブレータＭＶ1 がトリガ
ーされて、その出力Ｑが図４（ｃ）に示すようにコンデ
ンサＣ6 と抵抗Ｒ13で決まる所定のタイマー時間ｔにわ
たりＨｉｇｈレベルとなり、オア回路Ｇ2 の出力をＨｉ
ｇｈレベルとする。これにより、上記タイマー時間ｔの
間は、ＤフリップフロップＦＦ1 のデータ入力端子Ｄを
強制的にＨｉｇｈレベルに保つ。したがって、ランプ電
流が所定値に達してから所定時間は連続的にインバータ
を動作させることができる。なお、単安定マルチバイブ
レータＭＶ1 が所定時間ｔを計時し終えた後は、Ｄフリ
ップフロップＦＦ1 のＱ出力が図４（ｅ）に示すように
Ｈｉｇｈレベルとなり、単安定マルチバイブレータＭＶ
1 のトリガー入力端子Ｂが図４（ｂ）に示すようにＨｉ
ｇｈレベルに固定されるため、図４（ｆ）に示すよう
に、コンパレータＣＰ1 の出力がそのままオア回路Ｇ2
の出力に現れて、ランプ電流を一定に保つように制御さ
れる。
【００１６】上述の第１及び第２の実施例では、電源投
入より所定時間はランプ電流検出を停止するものであっ
たが、電源投入から放電灯が点灯するまでの時間と放電
灯が点灯してからランプ電流が所定値に達するまでの時
間が一様でないため、或る程度の余裕を持たせるため
に、タイマー時間を長くする必要があったが、この第３
の実施例では、ランプ電流が所定値に達してから、タイ
マー動作を開始するようにしたので、さらに確実な動作
を保証することができる。
入より所定時間はランプ電流検出を停止するものであっ
たが、電源投入から放電灯が点灯するまでの時間と放電
灯が点灯してからランプ電流が所定値に達するまでの時
間が一様でないため、或る程度の余裕を持たせるため
に、タイマー時間を長くする必要があったが、この第３
の実施例では、ランプ電流が所定値に達してから、タイ
マー動作を開始するようにしたので、さらに確実な動作
を保証することができる。
【００１７】なお、図１乃至図３の実施例では、寿命末
期等の半波放電に対しても確実な動作を保証するため
に、可飽和のチョークコイルＣＨ2 を放電灯Ｌａと並列
に接続しているが、寿命末期にインバータが停止しても
良い場合には、チョークコイルＣＨ2 を省略しても構わ
ない。
期等の半波放電に対しても確実な動作を保証するため
に、可飽和のチョークコイルＣＨ2 を放電灯Ｌａと並列
に接続しているが、寿命末期にインバータが停止しても
良い場合には、チョークコイルＣＨ2 を省略しても構わ
ない。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源を高周波電圧
に変換するインバータにより放電灯を点灯させ、インバ
ータの発振出力が所定値以上であることを検出して間欠
的にインバータを停止させる点灯装置において、電源投
入後または放電灯点灯後の所定時間はインバータの発振
出力の検出を停止するように構成したものであるから、
放電灯が始動した直後の半波放電状態では、インバータ
は連続的に発振するようになるため、従来例のように発
振トランスのインダクタンスが減少した状態でインバー
タが休止するような事態は避けられるものであり、した
がって、インバータの発振開始と発振休止の動作が確実
でしかも小型で安価な点灯装置を提供できるという効果
がある。
に変換するインバータにより放電灯を点灯させ、インバ
ータの発振出力が所定値以上であることを検出して間欠
的にインバータを停止させる点灯装置において、電源投
入後または放電灯点灯後の所定時間はインバータの発振
出力の検出を停止するように構成したものであるから、
放電灯が始動した直後の半波放電状態では、インバータ
は連続的に発振するようになるため、従来例のように発
振トランスのインダクタンスが減少した状態でインバー
タが休止するような事態は避けられるものであり、した
がって、インバータの発振開始と発振休止の動作が確実
でしかも小型で安価な点灯装置を提供できるという効果
がある。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第２実施例の回路図である。
【図３】本発明の第３実施例の回路図である。
【図４】本発明の第３実施例の動作波形図である。
【図５】従来例の回路図である。
【図６】他の従来例の回路図である。
Ｌａ 放電灯 Ｂ 直流電源 Ｑ1 ＭＯＳトランジスタ Ｑ2 ＭＯＳトランジスタ Ｔ1 発振トランス Ｔ2 電流トランス ＣＰ1 コンパレータ
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源を高周波電圧に変換するイン
バータにより放電灯を点灯させ、インバータの発振出力
が所定値以上であることを検出して間欠的にインバータ
を停止させる点灯装置において、電源投入後または放電
灯点灯後の所定時間はインバータの発振出力の検出を停
止するように構成したことを特徴とする放電灯点灯装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05575292A JP3446218B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05575292A JP3446218B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05258888A true JPH05258888A (ja) | 1993-10-08 |
| JP3446218B2 JP3446218B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=13007584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05575292A Expired - Fee Related JP3446218B2 (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3446218B2 (ja) |
-
1992
- 1992-03-13 JP JP05575292A patent/JP3446218B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3446218B2 (ja) | 2003-09-16 |
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Legal Events
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