JPH05235791A - 波形等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】ディジタル移動体通信に使用する波形等化器に
おいて、周波数オフセットによる等化誤差の増大を抑
え、マルチパスフェージングによる伝送誤り率の劣化を
防ぐ。 【構成】２つのトランスバーサルフィルタ（３２、３
３）の出力信号の和である推定信号を座標変換器（４
１）によって位相角に変換する。この信号は１シンボル
前の位相変位量をシンボル遅延器（４４）と減算器（４
３）で算出しデータ判定器（３７）に入力する。この推
定信号の１シンボル前の位相角とデータ判定器（３７）
の出力信号との和を加算器（４６）で算出し、座標変換
器（４２）によって直交座標信号に変換した後に、トラ
ンスバーサルフィルタ（３３）の入力信号とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線伝送方式
を用いたディジタル無線通信装置に使用する波形等化器
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル移動無線装置は例えば図２に
示すような構成を持っている。１は送話器、２は音声符
号器、３は送信信号処理回路、４は変調器、５は送信ミ
クサ、６は送信電力増幅器、７は送受分波器、８はアン
テナ、９は受信ミクサ、１０は増幅器、１１は復調器、
１２は受信信号処理回路、１３は音声復号器、１４は受
話器、１５は周波数シンセサイザ、１６は制御回路、１
７は表示装置、１８はキー入力装置である。

【０００３】送話音声は送話器１で送話信号に変換さ
れ、音声符号器２でディジタル信号に変換された後、圧
縮、符号化される。次に送信信号処理回路３に送られ、
誤り訂正符号などを付加されたのちディジタル信号の送
信フォーマットに変換されて変調器４に送られる。変調
器４ではたとえばπ／４シフトＱＰＳＫ変調がおこなわ
れ、送信ミクサ５、送信電力増幅器６、送受分波器７を
経てアンテナ８から送信波として空間に送出される。一
方、受信波はアンテナ８で受信されて、送受分波器７を
経て受信ミクサ９でＩＦ信号に変換され、増幅器１０で
増幅されたのち復調器１１に入力される。復調器１１で
はＩＦ信号は検波されベースバンド信号に変換された後
ディジタル信号に復調され、受信信号処理回路１２で、
受信データフォーマットからデータを抽出し、誤り訂正
を行う。その後、音声復号器１３で音声信号を復号し受
話器１４で受話信号に再生される。周波数シンセサイザ
１５は局発周波数を送信ミキサ５、受信ミクサ９にあた
えるもので、それぞれ送信、受信周波数を一定の間隔で
設定することができる。制御回路１６は装置全体を制御
するものであり、シンセサイザ１５の周波数設定、送信
信号処理回路３、受信信号処理回路１２の制御、表示装
置１７やキー入力装置１８の入出力制御、通信プロトコ
ル制御などを行う。

【０００４】このディジタル伝送方式の移動体通信装置
では複数の伝搬路を経てきた受信波によってマルチパス
フェージングが起こり波形歪が生じる。この波形歪によ
って伝送誤りが生じる。この伝送誤りはある一定以上の
誤りが生じるとその後の誤り訂正回路でも訂正不可能と
なり、その結果として音声品質の劣化やデータ誤りが生
じる。この対策として波形等化器を用いる方式が検討さ
れている。この波形等化器は受信波からマルチパスフェ
ージングによる波形歪を打ち消し、伝送誤りの劣化を防
止することが可能である。この波形等化器を設ける位置
として様々な方式が考えられているが、たとえば復調部
に設ける方式がある。この一例として、例えば適応型の
トランスバーサルフィルタを使用した判定帰還型波形等
化器が知られている（ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯ
ＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ：ＣＯＭ−
１９巻３号、１９７１年、２８１〜２９３ページ）。

【０００５】以下、その判定帰還型波形等化器の一例を
示す。図３は判定帰還型波形等化器のブロック図であ
る。波形等化器は前方等化器３０、後方等化器３１を持
ち、これらはそれぞれ２つのトランスバーサルフィルタ
３２、３３、これらのフィルタのタップ係数をそれぞれ
更新する２つのタップ係数更新器３４、３５から構成さ
れる。また、トランスバーサルフィルタ３２の出力信号
からトランスバーサルフィルタ３３の信号を減算する減
算器３６、誤差信号算出器３８とデータ判定器３７と参
照信号メモリ３９ならびにデータ復調器４０を持ってい
る。

【０００６】波形等化器への入力信号は、トランスバー
サルフィルタ３２に入力され、ここで、畳み込み演算に
よって出力信号が作成される。その出力信号は、加算器
３６においてトランスバーサルフィルタ３３で作成され
た出力信号と加算されて、いわゆる推定信号が作成され
る。推定信号はデータ判定器３７および誤差信号算出器
３８に入力される。データ判定器４０では推定信号の値
を変調方式に応じてレベル比較器などによって判定し、
理想的な値に変換される。この値はトランスバーサルフ
ィルタ３３に入力されるとともに、誤差信号算出器３８
に入力され、復調信号として出力される。トランスバー
サルフィルタ３３では、トランスバーサルフィルタ３２
と同様に畳み込み演算によって出力信号が作成され、加
算器３６に入力される。

【０００７】次に誤差信号算出器３８における誤差信号
算出方法について説明する。図４は信号伝送のフォーマ
ットであるスロットフォーマットの一例である。先頭の
ＳＹＮＣ部において既知のデータが送られてくる。受信
機はこのデータを検出してスロットの同期をとる。ま
た、このデータは等化器において既知の信号であるた
め、このＳＹＮＣ区間をトレーニング区間として用い
る。残りの区間については非トレーニング区間として制
御信号や送信データの区間として設けられている。誤差
信号算出器３８において、トレーニング区間では加算器
３６の出力信号、すなわち推定信号と、参照信号メモリ
３９から読み出した参照信号との差を誤差信号とし、非
トレーニング区間では推定信号とデータ判定器４０の後
の信号との差を誤差信号として算出する。なお、その既
知の送信信号と同一の信号を参照信号メモリ３９に参照
信号として記憶している。こうして算出した誤差信号を
それぞれ２つのタップ係数更新器３４および３５に入力
し、タップ係数の更新量を算出して、タップ係数の更新
を行なう。

【０００８】次にタップ係数の更新方式について説明す
る。タップ係数の更新法には様々な方式が提案されてい
るが、代表的なものとしてＬＭＳ(Least Mean Square)
法と呼ばれる基本的な演算方法があり、以下の演算にて
行なう。

【０００９】タップ数Ｍのトランスバーサルフィルタ１
への入力信号x(n)は

【００１０】

【数１】

【００１１】と表される。また、等化出力y(n)、タップ
係数c(n)、誤差信号e(n)、参照信号d(n)は更新係数をα
とすると、複素数型ＬＭＳ法の更新アルゴリズムは以下
のようになる。

【００１２】

【数２】

【００１３】

【数３】

【００１４】

【数４】

【００１５】ここで、*印は共役複素数を表す。数４の
右辺第２項が補正量であり、入力信号と誤差信号の積か
ら求めている。

【００１６】また、ＬＭＳより高速な更新アルゴリズム
として複素数型ＲＬＳ(Recursive Least Square)アルゴ
リズムがあり忘却係数をλとすると、次式のように表さ
れる。

【００１７】

【数５】

【００１８】ここで、t(n)=P(n−1)x(n)とする。

【００１９】

【数６】

【００２０】

【数７】

【００２１】

【数８】

【００２２】

【数９】

【００２３】ここで、Ｇ(n)はゲインベクトル、Ｐ(n)は
誤差相関行列と呼ばれている。数９の右辺第２項が補正
量であり、タップ数分だけの時系列データをもつＧ(n)
を演算に使っている。

【００２４】以上述べたようなタップ係数更新アルゴリ
ズムによってタップ係数は収束し、その結果、波形等化
器はマルチパスによる波形歪を適応的に補償する。

【００２５】すなわちタップ係数が収束した状態での推
定信号は受信信号からマルチパスフェージングに起因す
る歪が除去されたものである。こうして等化器を用いる
ことによってマルチパスフェージングに起因する歪を補
償し、伝送誤り率の向上がはかれる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】しかしこの波形等化器
では受信信号に含まれる搬送波の周波数と受信機が持つ
シンセサイザの局発周波数とのあいだに周波数のズレ、
すなわち周波数オフセットがあると、位相が高速で回転
する現象が生じ、等化器の更新アルゴリズムが位相の回
転速度に追従できずに等化能力の減少が起こる。等化能
力の減少が起こるとマルチパスフェージングによる波形
歪の補償能力が減少し、伝送誤り率の著しい劣化が生じ
る。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、前記の判定帰還型等化器の構成において、第一およ
び第二のトランスバーサルフィルタ、それらのタップ係
数更新器、２つの座標変換手段、２つの加算器、シンボ
ル遅延手段、選択スイッチを設ける。

【００２８】

【作用】第一および第二のトランスバーサルフィルタの
出力信号は加算器で加算された後に座標変換手段で極座
標に変換されて角度、振幅を算出する。１シンボル遅延
器と減算器で１シンボル前の角度との差、すなわち遷位
角を算出してその遷位角度をデータ判定器で判定し理想
的な角度に変換して出力する。座標変換手段ではこの判
定器の出力と１シンボル遅延手段との角度の和をもとに
直交座標を算出し、トランスバーサルフィルタ２の入力
信号とする。

【００２９】

【実施例】以下、本発明の実施例を示す。図１は本発明
の第１の実施例を示したブロック図である。本実施例で
は差動符号化を行った位相変調、たとえばπ／４シフト
ＱＰＳＫなどを用いて信号伝送を行った場合において判
定帰還型等化器で構成した例を示している。

【００３０】図１の動作を説明する前に、本実施例で使
用する位相変調方式であるπ／４シフトＱＰＳＫの説明
をする。図５は位相平面においてπ／４シフトＱＰＳＫ
の位相点の変位の様子を示した図である。例えばある時
刻に位相点６０に位相点があるとしたら次の時刻には４
つの×点で示した位相点６１，６３，６５，６７のいず
れかに変位する。また、さらに次の時刻においてはそれ
ぞれの位相点から○点で示した４つの位相点６０、６
２，６４，６６のいずれかに変位する。すなわち一回の
位相変位は±π／４、±３π／４のいずれかである。こ
うして本変調方式は次々と８つの位相点の間を変位する
方式であるが、それぞれ４つの○点と×点の位相点に交
互に変位する。したがってそれぞれの位相点から次に移
動する位相点は全て４箇所存在する。その４つの位相点
のいずれかに移動することにより２ビットの情報をのせ
る。また、位相点から次の位相点へ移動する間は１シン
ボルと呼ばれる。

【００３１】次に図１を用いて本実施例を説明する。３
０は前方等化器、３１は後方等化器、３２，３３は第１
および第２のトランスバーサルフィルタ、３４，３５は
第１および第２のタップ係数更新器、３６は加算器、４
１、４２は第１および第２の座標変換器、４３は減算
器、４４はシンボル遅延器、４５は選択スイッチ、３７
はデータ判定器、４０はデータ復調器、４６は加算器、
３８は誤差信号算出器、３９は参照信号メモリである。

【００３２】次にその動作を説明する。入力信号である
サンプリングされた時系列のデータはまず第一のトラン
スバーサルフィルタ３２に次々に入力され、ここで畳み
込み演算によって出力信号が算出される。この出力信号
と第二のトランスバーサルフィルタ３３の出力信号を加
算器３６においてサンプリング毎に加算演算を行い、第
１の座標変換器４１に入力される。この座標変換器では
直交座標から極座標へと以下の演算式で変換される。こ
こで、入力信号をXI、XQ 出力信号をｒ、θとする。す
なわちｒは振幅値、θは位相角である。

【００３３】

【数１０】

【００３４】

【数１１】

【００３５】次に第１の座標変換器４１の出力信号を選
択スイッチ４５を経てシンボル遅延器４４に入力すると
ともに減算器４３へ入力する。減算器４３の他方の入力
信号は先のシンボル遅延器４４の出力信号である１シン
ボル前の信号を入力する。その結果１シンボル間の位相
角度の遷移量を出力する。その出力信号である位相遷移
角をデータ判定器３７に入力する。データ判定器３７で
は変調方式に応じて遷移角度でデータ判定を行い理想的
な位相遷移角と振幅値を出力する。この理想的な位相遷
移角をもとにデータ復調器４０でデータを復調する。ま
たこの変位角は第２の加算器４６において先のシンボル
遅延器４４の出力信号と加算されて第２の座標変換器４
２に入力される。この第２の座標変換器４２では第１の
座標変換の逆変換すなわち以下の演算で表される。

【００３６】

【数１２】

【００３７】

【数１３】

【００３８】この第２の座標変換器４２の出力信号は第
二のトランスバーサルフィルタ３３の入力信号と共に誤
差信号算出器３８へと入力される。また誤差信号算出器
３８には第１の加算器３６の出力信号が入力される。こ
の誤差信号算出器３８において等化信号と判定信号の差
分が求められる。この誤差信号算出器３８の出力データ
をもとに第１のタップ係数更新器３４および第２のタッ
プ係数更新器３５はタップ係数更新演算をおこなう。す
なわち第一および第二のトランスバーサルフィルタ３
２，３３のタップ係数の更新が行われる。ここで行われ
るタップ係数の更新演算は従来の例で述べたＬＭＳやＲ
ＬＳなどといった更新アルゴリズムに基づいた演算であ
る。選択スイッチ４５はトレーニング期間では参照信号
メモリからの信号を選択し、それ以外のトラッキング区
間では座標変換器４１の出力信号を選択する。以上の演
算処理はすべてサンプリング毎に次々に行われる。

【００３９】こうして、タップ係数が収束した状態での
推定信号は受信信号からマルチパスフェージングに起因
する歪を補償し、伝送誤り率の向上がはかれる。

【００４０】第１および第２の座標変換器では、上記に
示した数１０、数１１、数１２および数１３で示した変
換式ではなく、必要な演算精度を満たす近似式または変
換テーブルを使用して構成してもかまわない。

【００４１】本実施例によると周波数オフセットがある
場合でも波形等化器の減衰量の劣化を抑えることがで
き、伝送誤り率の低下を抑えることができる。

【００４２】次に第２の実施例として図６を用いて説明
する。５０は周波数オフセット検出器、５１は第２のシ
ンボル遅延器、５２は第２の選択スイッチである。周波
数オフセット検出器５０は受信波に含まれる周波数オフ
セットによる位相回転量を検出し、あらかじめ設定され
たある一定値より大きければ、第２の選択スイッチ５２
を制御して第１のシンボル遅延器４４の出力信号を選択
し、小さい場合は第２のシンボル遅延器５１の出力信号
を選択する。

【００４３】この第２の実施例によるとタップ係数の更
新アルゴリズムが周波数オフセットによる位相回転の速
度に十分追従できる場合には従来の方式による構成をと
ることでき、また位相回転が速く、更新アルゴリズムが
追従できない場合は第１の実施例で示した構成をとるこ
とができる。これによって周波数オフセットの大きさに
応じて、誤り率の良好な方式を選択することができる。

【００４４】以上、第１及び第２の実施例で示した波形
等化器の具体的実現手段として、図１及び図６で示した
ブロック図をディジタル回路で実現する方法、あるいは
ＭＰＵ(Micro Processing Unit)やＤＳＰ(Digital Sign
al Processer)を用いてソフトウェアで実現する方法、
あるいは双方を組み合わせた形で実現する方法がある。
しかしいずれも、本実施例で示した信号処理の流れで実
現されるものである。

【００４５】

【発明の効果】本発明により、判定帰還型波形等化器を
使用したディジタル移動体通信装置において、周波数オ
フセットがある場合でも減衰量の劣化を防止することが
出来、マルチパスフェージング下での伝送誤り率の低下
を防止することができる。それによって高品質のディジ
タル移動通信装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示したブロック図

【図２】移動体通信端末の構成を示したブロック図

【図３】従来の判定帰還型等化器のブロック図

【図４】スロットフォーマットの一例を示した図

【図５】π／４シフトＱＰＳＫの位相変位の様子を示し
た図

【図６】本発明の第２の実施例を示したブロック図

【符号の説明】

３０‥‥前方等化器、 ３１‥‥後方等化器、 ３２，３３‥‥トランスバーサルフィルタ、 ３４、３５‥‥タップ係数更新器、 ３７‥‥データ判定器、 ３８‥‥誤差信号算出器、 ４１，４２‥‥座標変換器、 ４３‥‥減算器、 ４４、５１‥‥シンボル遅延器、 ４５、５２‥‥選択スイッチ、 ４６‥‥加算器、 ５０‥‥周波数オフセット検出器。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ディジタル変調方式による受信波を入力信
   号とし、 前方等化器と後方等化器および判定器からなる判定帰還
   型等化器において、 前記前方等化器と前記後方等化器の出力信号の和を推定
   信号として生成し、 前記推定信号の１シンボル前の信号と前記判定器の出力
   信号との和の信号を判定帰還信号とし、 前記後方等化器の入力信号とすることを特徴とする波形
   等化器。
2. 【請求項２】請求項１に記載の波形等化器において、 前記推定信号の１シンボル前の信号と前記判定器の出力
   信号の和は、 位相角で演算して判定帰還信号とすることを特徴とする
   波形等化器。
3. 【請求項３】請求項１または２に記載の波形等化器にお
   いて、 周波数オフセット検出手段と、 １シンボル前の推定信号と１シンボル前の判定帰還信号
   とを選択的に切り替える切り替え手段、 および前記切り替え手段の出力信号と前記判定器の出力
   信号の和を判定帰還信号とする手段を設け、 前記周波数オフセット検出手段の出力信号に応じて前記
   切り替え手段を制御することを特徴とする波形等化器。