JP2977396B2 - 無線受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信の
無線受信機に利用する。本発明は、振幅位相変調その他
ディジタル変調された無線信号の受信機に利用する。本
発明は移動無線通信方式の移動局装置として利用するに
適する。本発明は、符号間干渉による伝送特性劣化を抑
えるとともに消費電力の経済化に関するためのものであ
る。
無線受信機に利用する。本発明は、振幅位相変調その他
ディジタル変調された無線信号の受信機に利用する。本
発明は移動無線通信方式の移動局装置として利用するに
適する。本発明は、符号間干渉による伝送特性劣化を抑
えるとともに消費電力の経済化に関するためのものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来例の準同期検波回路を使用し
た無線受信機である。図５は他の実施例の遅延検波回路
を使用した無線受信機である。
た無線受信機である。図５は他の実施例の遅延検波回路
を使用した無線受信機である。
【０００３】ディジタルＱＡＭ（Quadrature Amplitude
Modulation,直交振幅変調）信号の無線受信機の検波回
路として、符号間干渉による伝送特性劣化を抑圧する技
術として、図４および図５に示す構成の装置が広く知ら
れている。図４は受信信号を入力とする準同期検波回路
３と、準同期検波回路３の出力サンプリング値から信号
判定を行う等化器７とを含むものである。一方、図５は
受信信号を入力とする遅延検波回路１２と、遅延検波回
路１２の出力の信号判定を行う判定回路１３とを含むも
のである。
Modulation,直交振幅変調）信号の無線受信機の検波回
路として、符号間干渉による伝送特性劣化を抑圧する技
術として、図４および図５に示す構成の装置が広く知ら
れている。図４は受信信号を入力とする準同期検波回路
３と、準同期検波回路３の出力サンプリング値から信号
判定を行う等化器７とを含むものである。一方、図５は
受信信号を入力とする遅延検波回路１２と、遅延検波回
路１２の出力の信号判定を行う判定回路１３とを含むも
のである。
【０００４】図６はこの受信機により受信されるバース
ト信号の一例を示す図であり、トレーニング信号は例え
ば１０シンボルでその方式毎に定められたパターンの信
号が配列され、このトレーニング信号の期間に受信回路
の動作が設定され、つづくデータ信号を受信する。デー
タ信号は例えば５６シンボルで構成され、このバースト
信号の持続時間は例えば約３．３ミリ秒である。
ト信号の一例を示す図であり、トレーニング信号は例え
ば１０シンボルでその方式毎に定められたパターンの信
号が配列され、このトレーニング信号の期間に受信回路
の動作が設定され、つづくデータ信号を受信する。デー
タ信号は例えば５６シンボルで構成され、このバースト
信号の持続時間は例えば約３．３ミリ秒である。
【０００５】図４に示す等化器７を含む検波回路では、
入力端子１に与えられる中間周波数帯の受信信号を自動
利得制御（ＡＧＣ）つきの線形増幅器２により増幅し、
準同期検波回路３により信号の同相成分および直交成分
を取り出し、それぞれアナログ・ディジタル変換回路４
および５によりサンプリング値を得て、これをメモリ６
に蓄積する。このメモリ６の内容を等化器７に与えて信
号判定を行う。
入力端子１に与えられる中間周波数帯の受信信号を自動
利得制御（ＡＧＣ）つきの線形増幅器２により増幅し、
準同期検波回路３により信号の同相成分および直交成分
を取り出し、それぞれアナログ・ディジタル変換回路４
および５によりサンプリング値を得て、これをメモリ６
に蓄積する。このメモリ６の内容を等化器７に与えて信
号判定を行う。
【０００６】ここで準同期検波回路とは（図４の符号
３）、受信ローカル周波数は送信側のキャリヤ周波数と
等しく設定されているが、位相同期をとっていない同期
検波回路である。また、等化器７としては最尤列推定
（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅ
ｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：ＭＬＳＥ）が知られて
いる。この等化器では可能性のある信号系列に対応する
尤度を算出し、信号判定ではその値が最も大きい信号系
列を選択するものである。この等化器は信号系列が長く
なると、可能性がある全ての信号系列の数は指数関数的
に増大するから、系列数を減らして演算量を抑えるため
に、状態推定をビタビアルゴリズムで行うビタビ形等化
器が知られている。
３）、受信ローカル周波数は送信側のキャリヤ周波数と
等しく設定されているが、位相同期をとっていない同期
検波回路である。また、等化器７としては最尤列推定
（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｓｅｑｕｅ
ｎｃｅ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ：ＭＬＳＥ）が知られて
いる。この等化器では可能性のある信号系列に対応する
尤度を算出し、信号判定ではその値が最も大きい信号系
列を選択するものである。この等化器は信号系列が長く
なると、可能性がある全ての信号系列の数は指数関数的
に増大するから、系列数を減らして演算量を抑えるため
に、状態推定をビタビアルゴリズムで行うビタビ形等化
器が知られている。
【０００７】一方、図５に示す検波回路は、入力端子１
から中間周波数帯の受信号が入力し、リミッタアンプ１
１により受信信号を一定レベルに非線形増幅する。この
出力を遅延検波回路１２により遅延検波すると、この出
力には遅延検波信号の同相成分および直交成分が得られ
る。これを判定回路１３により硬判定して判定信号の同
相成分および直交成分をそれぞれ出力端子８、９に得る
ように構成されている。
から中間周波数帯の受信号が入力し、リミッタアンプ１
１により受信信号を一定レベルに非線形増幅する。この
出力を遅延検波回路１２により遅延検波すると、この出
力には遅延検波信号の同相成分および直交成分が得られ
る。これを判定回路１３により硬判定して判定信号の同
相成分および直交成分をそれぞれ出力端子８、９に得る
ように構成されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記二つの検波回路の
特性を比較すると、準同期検波回路および等化器を含む
図４に示す回路では、伝搬路の遅延分散が変調波のシン
ボル同期Ｔに比べて大きいときにも伝送特性の劣化が小
さい優れた性能を持っているが、サンプリング値が抽出
された後の回路はディジタル回路により構成されるため
に、その動作時の消費電力が大きい欠点がある。また自
動利得制御つきの線形増幅器も消費電力が大きい。一
方、遅延検波回路を含む無線受信機では、遅延検波回路
は非常に簡単なアナログ回路で実現でき、等化器に比べ
て消費電力が少なく、等化器を含む無線受信機よりも回
路規模が小さくなる利点があるが、伝搬路の遅延分散が
変調波のシンボル同期Ｔに比べて大きいとき、伝送特性
が大幅に劣化する欠点がある。
特性を比較すると、準同期検波回路および等化器を含む
図４に示す回路では、伝搬路の遅延分散が変調波のシン
ボル同期Ｔに比べて大きいときにも伝送特性の劣化が小
さい優れた性能を持っているが、サンプリング値が抽出
された後の回路はディジタル回路により構成されるため
に、その動作時の消費電力が大きい欠点がある。また自
動利得制御つきの線形増幅器も消費電力が大きい。一
方、遅延検波回路を含む無線受信機では、遅延検波回路
は非常に簡単なアナログ回路で実現でき、等化器に比べ
て消費電力が少なく、等化器を含む無線受信機よりも回
路規模が小さくなる利点があるが、伝搬路の遅延分散が
変調波のシンボル同期Ｔに比べて大きいとき、伝送特性
が大幅に劣化する欠点がある。
【０００９】移動無線通信方式の移動局装置に実装する
受信機としては、消費電力が小さいことがきわめて重要
であることから、遅延検波回路が多く採用されている
が、地方ではゾーン半径が大きく基地局送信電力が大き
く設定され伝播路の遅延分散が大きくなることから、移
動局装置にいずれの検波回路を採用するかは大きい問題
である。一方、近年ディジタル回路がきわめて小型にな
り、かなり複雑な判定回路も移動局装置の中に実装する
ことが可能になっている。
受信機としては、消費電力が小さいことがきわめて重要
であることから、遅延検波回路が多く採用されている
が、地方ではゾーン半径が大きく基地局送信電力が大き
く設定され伝播路の遅延分散が大きくなることから、移
動局装置にいずれの検波回路を採用するかは大きい問題
である。一方、近年ディジタル回路がきわめて小型にな
り、かなり複雑な判定回路も移動局装置の中に実装する
ことが可能になっている。
【００１０】本発明はこのような背景に行われたもので
あって、伝送特性と消費電力の調和をとった無線受信機
を提供することを目的とする。
あって、伝送特性と消費電力の調和をとった無線受信機
を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信信号を入
力とする遅延検波回路と、この遅延検波回路の出力の信
号判定を行う判定回路とを含む第一の検波回路を備え、
前記受信信号を入力とする準同期検波回路と、この準同
期検波回路の出力サンプリング値から信号判定を行う等
化器とを含む第二の検波回路を備え、前記二つの検波回
路のいずれか一方を選択する選択手段を備え、前記遅延
検波回路の出力および前記出力サンプリング値を取込み
前記二つの検波回路の各評価値を演算する手段と、この
評価値にしたがって前記選択手段を制御する制御手段と
を含む制御回路を備えたことを特徴とする。
力とする遅延検波回路と、この遅延検波回路の出力の信
号判定を行う判定回路とを含む第一の検波回路を備え、
前記受信信号を入力とする準同期検波回路と、この準同
期検波回路の出力サンプリング値から信号判定を行う等
化器とを含む第二の検波回路を備え、前記二つの検波回
路のいずれか一方を選択する選択手段を備え、前記遅延
検波回路の出力および前記出力サンプリング値を取込み
前記二つの検波回路の各評価値を演算する手段と、この
評価値にしたがって前記選択手段を制御する制御手段と
を含む制御回路を備えたことを特徴とする。
【００１２】また、本発明は、前記評価値は、前記第一
の検波回路については符号間干渉量および信号判定誤差
であり、前記第二の検波回路については信号判定誤差で
あり、前記制御回路はこの評価値をあらかじめ設定され
た切替タイミング毎に演算する構成となりうる。
の検波回路については符号間干渉量および信号判定誤差
であり、前記第二の検波回路については信号判定誤差で
あり、前記制御回路はこの評価値をあらかじめ設定され
た切替タイミング毎に演算する構成となりうる。
【００１３】さらに、本発明は、前記制御手段は、前記
第一の検波回路が選択されている状態ではその符号間干
渉量があらかじめ設定されたしきい値を越えたときに前
記第二の検波回路を選択し、前記第二の検波回路が選択
されている状態では前記信号判定誤差の小さい方の検波
回路を選択するように制御する手段を含むことができ
る。
第一の検波回路が選択されている状態ではその符号間干
渉量があらかじめ設定されたしきい値を越えたときに前
記第二の検波回路を選択し、前記第二の検波回路が選択
されている状態では前記信号判定誤差の小さい方の検波
回路を選択するように制御する手段を含むことができ
る。
【００１４】また、前記第二の検波回路に、さらにディ
ジタル遅延検波回路と、このディジタル遅延検波回路の
出力の信号判定を行う判定回路と、前記出力サンプリン
グ値を前記等化器およびこのディジタル遅延検波回路に
分配する分配回路とを備え、前記制御手段は、前記第一
の検波回路が選択されている状態ではその符号間干渉量
があらかじめ設定されたしきい値を越えたときに前記第
二の検波回路を選択し、前記第二の検波回路が選択され
ている状態では前記信号判定誤差が前記第一の検波回路
について小さいことが判定されたときに、前記第二の検
波回路の中のディジタル遅延検波回路を選択し、さらに
切替タイミングで前記第一の検波回路を選択するように
制御する手段を含むことができる。
ジタル遅延検波回路と、このディジタル遅延検波回路の
出力の信号判定を行う判定回路と、前記出力サンプリン
グ値を前記等化器およびこのディジタル遅延検波回路に
分配する分配回路とを備え、前記制御手段は、前記第一
の検波回路が選択されている状態ではその符号間干渉量
があらかじめ設定されたしきい値を越えたときに前記第
二の検波回路を選択し、前記第二の検波回路が選択され
ている状態では前記信号判定誤差が前記第一の検波回路
について小さいことが判定されたときに、前記第二の検
波回路の中のディジタル遅延検波回路を選択し、さらに
切替タイミングで前記第一の検波回路を選択するように
制御する手段を含むことができる。
【００１５】
【作用】本発明の装置では、無線回線の品質がよいとき
には、消費電力の小さい遅延検波回路を動作させ、無線
回線の品質が劣化してきたときには消費電力は大きいが
信号誤りの少ない等化器を含む検波回路を動作させるよ
うにして、伝送特性と消費電力との調和をとる。
には、消費電力の小さい遅延検波回路を動作させ、無線
回線の品質が劣化してきたときには消費電力は大きいが
信号誤りの少ない等化器を含む検波回路を動作させるよ
うにして、伝送特性と消費電力との調和をとる。
【００１６】制御回路には第一の検波回路および第二の
検波回路についてその検波出力を入力するのではなく、
第一の検波回路については遅延検波回路の出力を取込
み、第二の検波回路については準同期検波回路の出力サ
ンプリング値を取込み、それぞれ演算を行うことにより
評価値を演算することができる。
検波回路についてその検波出力を入力するのではなく、
第一の検波回路については遅延検波回路の出力を取込
み、第二の検波回路については準同期検波回路の出力サ
ンプリング値を取込み、それぞれ演算を行うことにより
評価値を演算することができる。
【００１７】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して説明
する。図１は本発明一実施例無線受信機のブロック構成
図である。
する。図１は本発明一実施例無線受信機のブロック構成
図である。
【００１８】図１において、本実施例の無線受信機は、
受信信号を入力とする遅延検波回路としてリミッタアン
プ１１および遅延回路１２と、遅延検波回路１２の出力
の信号判定を行う判定回路１３とを含む第一の検波回路
を備え、前記受信信号を入力とする準同期検波回路とし
て線形増幅器２、準同期検波回路３、アナログ・ディジ
タル変換器４、５およびメモリ６と、準同期検波回路３
の出力サンプリング値から信号判定を行う等化器７とを
含む第二の検波回路を備え、前記二つの検波回路のいず
れか一方を選択する選択手段として選択回路２３を備
え、遅延検波回路１２の出力および前記出力サンプリン
グ値を取込み前記二つの検波回路の各評価値を演算する
手段と、この評価値にしたがって選択回路２３を制御す
る制御手段とを含む制御回路として制御回路２２および
切替回路２１を備えたことを特徴とする。
受信信号を入力とする遅延検波回路としてリミッタアン
プ１１および遅延回路１２と、遅延検波回路１２の出力
の信号判定を行う判定回路１３とを含む第一の検波回路
を備え、前記受信信号を入力とする準同期検波回路とし
て線形増幅器２、準同期検波回路３、アナログ・ディジ
タル変換器４、５およびメモリ６と、準同期検波回路３
の出力サンプリング値から信号判定を行う等化器７とを
含む第二の検波回路を備え、前記二つの検波回路のいず
れか一方を選択する選択手段として選択回路２３を備
え、遅延検波回路１２の出力および前記出力サンプリン
グ値を取込み前記二つの検波回路の各評価値を演算する
手段と、この評価値にしたがって選択回路２３を制御す
る制御手段とを含む制御回路として制御回路２２および
切替回路２１を備えたことを特徴とする。
【００１９】また、前記評価値は、前記第一の検波回路
については符号間干渉量および信号判定誤差であり、前
記第二の検波回路については信号判定誤差であり、制御
回路２２はこの評価値をあらかじめ設定された切替タイ
ミング毎に演算する構成である。
については符号間干渉量および信号判定誤差であり、前
記第二の検波回路については信号判定誤差であり、制御
回路２２はこの評価値をあらかじめ設定された切替タイ
ミング毎に演算する構成である。
【００２０】さらに、制御回路２２は、前記第一の検波
回路が選択されている状態ではその符号間干渉量があら
かじめ設定されたしきい値を越えたときに前記第二の検
波回路を選択し、前記第二の検波回路が選択されている
状態では前記信号判定誤差の小さい方の検波回路を選択
するように制御する手段を含む。
回路が選択されている状態ではその符号間干渉量があら
かじめ設定されたしきい値を越えたときに前記第二の検
波回路を選択し、前記第二の検波回路が選択されている
状態では前記信号判定誤差の小さい方の検波回路を選択
するように制御する手段を含む。
【００２１】このような構成の無線受信機の動作につい
て説明する。
て説明する。
【００２２】図１において、入力端子１から中間周波数
帯の受信信号が入力する。切替回路２１は後述する制御
回路２２に制御され、受信信号をリミッタアンプ１１ま
たは線形増幅器２へ入力する。リミッタアンプ１１は受
信信号を一定レベルに非線形増幅し、遅延検波回路１２
はリミッタアンプ１１の出力信号を遅延検波して、遅延
検波信号の同相成分および直交成分を出力する。判定回
路１３は遅延検波信号を入力として硬判定による信号判
定を行い、第一の判定信号の同相成分および直交成分を
出力する。ここで、リミッタアンプ１１、遅延検波回路
１２および判定回路１３は、第一の検波回路に相当す
る。
帯の受信信号が入力する。切替回路２１は後述する制御
回路２２に制御され、受信信号をリミッタアンプ１１ま
たは線形増幅器２へ入力する。リミッタアンプ１１は受
信信号を一定レベルに非線形増幅し、遅延検波回路１２
はリミッタアンプ１１の出力信号を遅延検波して、遅延
検波信号の同相成分および直交成分を出力する。判定回
路１３は遅延検波信号を入力として硬判定による信号判
定を行い、第一の判定信号の同相成分および直交成分を
出力する。ここで、リミッタアンプ１１、遅延検波回路
１２および判定回路１３は、第一の検波回路に相当す
る。
【００２３】一方、線形増幅器２は受信信号を検波に適
したレベルに線形増幅し、準同期検波回路３は線形増幅
器２の出力信号を準同期検波して、その同相成分および
直交成分を出力する。アナログ・ディジタル変換器４、
５は準同期検波信号をサンプリングし、準同期検波信号
サンプリング値として出力する。メモリ６は準同期検波
信号サンプリング値を一時保持し、等化器７へ出力す
る。等化器７は、準同期検波信号サンプリング値を入力
として等化による信号判定を行い、第二の判定信号の同
相成分および直交成分を出力する。ここで、線形増幅
２、準同期検波回路３、アナログ・ディジタル変換器
４、５、メモリ６および等化器７は第二の検波回路に相
当する。
したレベルに線形増幅し、準同期検波回路３は線形増幅
器２の出力信号を準同期検波して、その同相成分および
直交成分を出力する。アナログ・ディジタル変換器４、
５は準同期検波信号をサンプリングし、準同期検波信号
サンプリング値として出力する。メモリ６は準同期検波
信号サンプリング値を一時保持し、等化器７へ出力す
る。等化器７は、準同期検波信号サンプリング値を入力
として等化による信号判定を行い、第二の判定信号の同
相成分および直交成分を出力する。ここで、線形増幅
２、準同期検波回路３、アナログ・ディジタル変換器
４、５、メモリ６および等化器７は第二の検波回路に相
当する。
【００２４】制御回路２２は、遅延検波信号と準同期検
波信号サンプリング値とを入力として、第一の検波回路
および第二の検波回路内で伝送特性の良い方を切替タイ
ミングごとに選択し動作させる。そして、この選択に基
づき切替回路２１を制御する。選択回路２３は、制御回
路２２の選択に基づき第一の判定信号または第二の判定
信号を選択し、出力信号として出力端子８、９から出力
する。ここで、制御回路２２および切替回路２１は制御
回路に相当し、選択回路２３は選択手段に相当する。
波信号サンプリング値とを入力として、第一の検波回路
および第二の検波回路内で伝送特性の良い方を切替タイ
ミングごとに選択し動作させる。そして、この選択に基
づき切替回路２１を制御する。選択回路２３は、制御回
路２２の選択に基づき第一の判定信号または第二の判定
信号を選択し、出力信号として出力端子８、９から出力
する。ここで、制御回路２２および切替回路２１は制御
回路に相当し、選択回路２３は選択手段に相当する。
【００２５】次に、制御回路２２の動作について説明す
る。以下の説明で変調方式は差動符号化ＰＳＫとし、信
号のサンプリング周期は変調波のシンボル周期Ｔとす
る。加えて、全ての信号は同相成分を実部に、直交成分
を虚部に持つ複素表示を用いて表す。
る。以下の説明で変調方式は差動符号化ＰＳＫとし、信
号のサンプリング周期は変調波のシンボル周期Ｔとす
る。加えて、全ての信号は同相成分を実部に、直交成分
を虚部に持つ複素表示を用いて表す。
【００２６】第一の検波回路をすでに選択し動作させて
いるとき、制御回路２２は遅延検波信号に含まれる符号
間干渉量を求める。これは符号間干渉による波形歪みの
度合いを表す物理量であり、この値が大きいときには第
一の検波回路よりも第二の検波回路の方が伝送特性が良
くなる。したがって、あらかじめ設定したしきい値を超
えるときには切替タイミングで第二の検波回路に切替え
動作させるように制御する。たとえば、切替タイミング
をバーストタイミングに設定したとき、次のバーストタ
イミングで第二の検波回路を選択し動作させる。
いるとき、制御回路２２は遅延検波信号に含まれる符号
間干渉量を求める。これは符号間干渉による波形歪みの
度合いを表す物理量であり、この値が大きいときには第
一の検波回路よりも第二の検波回路の方が伝送特性が良
くなる。したがって、あらかじめ設定したしきい値を超
えるときには切替タイミングで第二の検波回路に切替え
動作させるように制御する。たとえば、切替タイミング
をバーストタイミングに設定したとき、次のバーストタ
イミングで第二の検波回路を選択し動作させる。
【００２７】次にこの符号間干渉量の計算法について述
べる。ただし、遅延検波受信信号の時刻ｔ＝ｋＴ（ｋは
整数）におけるサンプリング値をｚ（ｋ）とする。遅延
検波信号はリミッタアンプ１１を通過しているので、振
幅は一定である。時刻ｔ＝ｋＴと時刻（ｋ−１）Ｔにお
ける複素シンボルの位相差をｄ（ｋ）とすると、符号間
干渉および雑音などの劣化要因がなければｚ（ｋ）ｄ＊
（ｋ）は時刻によらず一定の実数となりｄ（ｋ−１）と
相関がない。ここで、＊は複素共役を表す。符号間干渉
による波形歪が生じるとき、このｚ（ｋ）ｄ＊（ｋ）と
ｄ（ｋ−１）に相関が現れる。したがって、ｚ（ｋ）ｄ
＊（ｋ）とｄ（ｋ−１）との相関を符号間干渉量とみな
すことができる。たとえば、指定された信号区間をｄ
（ｋ）が既知である信号長ＮT のトレーニング信号区間
とすれば、この相関ρは次式のように与えられる。
べる。ただし、遅延検波受信信号の時刻ｔ＝ｋＴ（ｋは
整数）におけるサンプリング値をｚ（ｋ）とする。遅延
検波信号はリミッタアンプ１１を通過しているので、振
幅は一定である。時刻ｔ＝ｋＴと時刻（ｋ−１）Ｔにお
ける複素シンボルの位相差をｄ（ｋ）とすると、符号間
干渉および雑音などの劣化要因がなければｚ（ｋ）ｄ＊
（ｋ）は時刻によらず一定の実数となりｄ（ｋ−１）と
相関がない。ここで、＊は複素共役を表す。符号間干渉
による波形歪が生じるとき、このｚ（ｋ）ｄ＊（ｋ）と
ｄ（ｋ−１）に相関が現れる。したがって、ｚ（ｋ）ｄ
＊（ｋ）とｄ（ｋ−１）との相関を符号間干渉量とみな
すことができる。たとえば、指定された信号区間をｄ
（ｋ）が既知である信号長ＮT のトレーニング信号区間
とすれば、この相関ρは次式のように与えられる。
【００２８】
【数１】 第二の検波回路をすでに選択し動作させてるとき、制御
回路２２は、ＢＥＲ（ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｉ
ｏ）の理論式から求められる判定式に基づき、第一の検
波回路と第二の検波回路の内ＢＥＲ特性が良い方を選択
する。以下の説明では等化器７はビタビ形等化器とす
る。この判定式は差動符号化ＱＰＳＫ変調の場合に、 Ｄ＝γE −２．０γD となり、判定式Ｄが負のとき第一の検波回路を選択し、
非負のとき第二の検波回路を選択する。ここで、γE 、
γD は等化器７と遅延検波回路１２の１ビット当たりの
信号エネルギー対雑音電力密度Ｅb ／Ｎ0 であり、除去
できない符号間干渉および伝搬路変動に対する追従誤差
を雑音成分として考慮することにより求める。ここで
は、γE 、γD を信号長ＮT シンボルのトレーニング信
号区間で近似的に求める方法について述べる。雑音成分
の電力が微量であると仮定すると、判定式Ｄは下記の判
定式Ｄ’と置き換えることができる。
回路２２は、ＢＥＲ（ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｉ
ｏ）の理論式から求められる判定式に基づき、第一の検
波回路と第二の検波回路の内ＢＥＲ特性が良い方を選択
する。以下の説明では等化器７はビタビ形等化器とす
る。この判定式は差動符号化ＱＰＳＫ変調の場合に、 Ｄ＝γE −２．０γD となり、判定式Ｄが負のとき第一の検波回路を選択し、
非負のとき第二の検波回路を選択する。ここで、γE 、
γD は等化器７と遅延検波回路１２の１ビット当たりの
信号エネルギー対雑音電力密度Ｅb ／Ｎ0 であり、除去
できない符号間干渉および伝搬路変動に対する追従誤差
を雑音成分として考慮することにより求める。ここで
は、γE 、γD を信号長ＮT シンボルのトレーニング信
号区間で近似的に求める方法について述べる。雑音成分
の電力が微量であると仮定すると、判定式Ｄは下記の判
定式Ｄ’と置き換えることができる。
【００２９】
【数２】 ここで、ｅE （ｋ）は等化器７の信号判定誤差で、準同
期検波信号サンプリング値とその推定値との差分であ
る。ｅD （ｋ）は遅延検波回路１２の信号判定誤差であ
り、準同期検波信号サンプリング値から求める。なお、
この値は、時刻１Ｔ過去の準同期検波信号サンプリング
値のキャリア位相を基準にして信号判定するときの誤差
信号であり、符号間干渉、伝搬路変動に対する追従誤差
および雑音が二重に見積もられており、その電力は求め
るべき値の２倍となっている。
期検波信号サンプリング値とその推定値との差分であ
る。ｅD （ｋ）は遅延検波回路１２の信号判定誤差であ
り、準同期検波信号サンプリング値から求める。なお、
この値は、時刻１Ｔ過去の準同期検波信号サンプリング
値のキャリア位相を基準にして信号判定するときの誤差
信号であり、符号間干渉、伝搬路変動に対する追従誤差
および雑音が二重に見積もられており、その電力は求め
るべき値の２倍となっている。
【００３０】この判定式Ｄ’が負のときには第二の検波
回路よりも第一の検波回路の方が伝送特性が良いので、
第一の検波回路を切替タイミングで切替え動作させるよ
うに制御する。たとえば、切替タイミングをバーストタ
イミングに設定したとき、次のバーストタイミングで第
一の検波回路を選択し動作させる。判定式Ｄ’が非負の
ときには、次のバーストタイミングでも第二の検波回路
を動作させる。
回路よりも第一の検波回路の方が伝送特性が良いので、
第一の検波回路を切替タイミングで切替え動作させるよ
うに制御する。たとえば、切替タイミングをバーストタ
イミングに設定したとき、次のバーストタイミングで第
一の検波回路を選択し動作させる。判定式Ｄ’が非負の
ときには、次のバーストタイミングでも第二の検波回路
を動作させる。
【００３１】前述のように、第二の検出回路をすでに選
択して動作しているときに、制御回路２２は準同期検波
回路３からの準同期検波信号サンプリング値に基づいて
判定式Ｄ’から第一の検波回路と第二の検波回路とのど
ちらが伝送特性がよいか判断し選択することができる。
択して動作しているときに、制御回路２２は準同期検波
回路３からの準同期検波信号サンプリング値に基づいて
判定式Ｄ’から第一の検波回路と第二の検波回路とのど
ちらが伝送特性がよいか判断し選択することができる。
【００３２】図２は本発明第二実施例無線受信機のブロ
ック構成図である。図２において、入力端子１から中間
周波数帯の受信信号が入力する。切替回路２１は後述す
る制御回路３２に制御され、受信信号をリミッタアンプ
１１または線形増幅器２に入力する。リミッタアンプ１
１は受信信号を一定レベルに非線形増幅し、遅延検波回
路１２はリミッタアンプ１１の出力信号を遅延検波し
て、遅延検波信号の同相成分および直交成分を出力す
る。判定回路１３は遅延検波信号を入力として硬判定に
よる信号判定を行い、第一の判定信号の同相成分および
直交成分を出力する。 一方、線形増幅器２は受信信号
を検波に適したレベルに線形増幅し、準同期検波回路３
は線形増幅器２の出力信号を準同期検波して、その同相
成分および直交成分を出力する。アナログ・ディジタル
変換器４、５は準同期検波信号をサンプリングし、準同
期検波信号サンプリング値として出力する。メモリ６は
準同期検波信号サンプリング値を一時保持し、切替回路
３４へ入力する。切替回路３４は、準同期検波信号サン
プリング値を等化器７またはディジタル遅延検波回路３
５へ入力する。等化器７は、準同期検波信号サンプリン
グ値を入力として等化による信号判定を行い、第二の判
定信号の同相成分および直交成分を出力する。ディジタ
ル遅延検波回路３５および判定回路３６は準同期検波信
号サンプリング値を入力として遅延検波による信号判定
を行い、第三の判定信号の同相成分および直交成分を出
力する。
ック構成図である。図２において、入力端子１から中間
周波数帯の受信信号が入力する。切替回路２１は後述す
る制御回路３２に制御され、受信信号をリミッタアンプ
１１または線形増幅器２に入力する。リミッタアンプ１
１は受信信号を一定レベルに非線形増幅し、遅延検波回
路１２はリミッタアンプ１１の出力信号を遅延検波し
て、遅延検波信号の同相成分および直交成分を出力す
る。判定回路１３は遅延検波信号を入力として硬判定に
よる信号判定を行い、第一の判定信号の同相成分および
直交成分を出力する。 一方、線形増幅器２は受信信号
を検波に適したレベルに線形増幅し、準同期検波回路３
は線形増幅器２の出力信号を準同期検波して、その同相
成分および直交成分を出力する。アナログ・ディジタル
変換器４、５は準同期検波信号をサンプリングし、準同
期検波信号サンプリング値として出力する。メモリ６は
準同期検波信号サンプリング値を一時保持し、切替回路
３４へ入力する。切替回路３４は、準同期検波信号サン
プリング値を等化器７またはディジタル遅延検波回路３
５へ入力する。等化器７は、準同期検波信号サンプリン
グ値を入力として等化による信号判定を行い、第二の判
定信号の同相成分および直交成分を出力する。ディジタ
ル遅延検波回路３５および判定回路３６は準同期検波信
号サンプリング値を入力として遅延検波による信号判定
を行い、第三の判定信号の同相成分および直交成分を出
力する。
【００３３】制御回路３２は、遅延検波信号および準同
期検波信号サンプリング値を入力として、非線形受信手
段および線形受信手段の内伝送特性の良い方を切替タイ
ミングごとに選択し動作させる。そして、この選択に基
づき切替回路２１を制御する。選択回路３３は、制御回
路３２の選択に基づき第一の判定信号、第二の判定信号
または第三の判定信号を選択し、出力信号として出力端
子８、９から出力する。
期検波信号サンプリング値を入力として、非線形受信手
段および線形受信手段の内伝送特性の良い方を切替タイ
ミングごとに選択し動作させる。そして、この選択に基
づき切替回路２１を制御する。選択回路３３は、制御回
路３２の選択に基づき第一の判定信号、第二の判定信号
または第三の判定信号を選択し、出力信号として出力端
子８、９から出力する。
【００３４】次に、制御回路３２の動作について説明す
る。
る。
【００３５】遅延検波回路１２をすでに選択し動作させ
ているとき、遅延検波回路１２と判定回路１３から構成
される第一の検波回路が動作している。制御回路３２
は、第一実施例で述べた遅延検波信号に含まれる符号間
干渉量があらかじめ設定したしきい値を超えるときには
切替タイミングで準同期検波回路３を切替え動作させる
ように制御する。すなわち、切替タイミングをバースト
タイミングに設定したとき、次のバーストタイミングで
準同期検波回路３を選択し動作させる。
ているとき、遅延検波回路１２と判定回路１３から構成
される第一の検波回路が動作している。制御回路３２
は、第一実施例で述べた遅延検波信号に含まれる符号間
干渉量があらかじめ設定したしきい値を超えるときには
切替タイミングで準同期検波回路３を切替え動作させる
ように制御する。すなわち、切替タイミングをバースト
タイミングに設定したとき、次のバーストタイミングで
準同期検波回路３を選択し動作させる。
【００３６】準同期検波回路３をすでに先端し動作させ
ているとき、ここで等化器７はビタビ形等化器とする。
制御回路３２は、第一実施例で述べた判定式Ｄ′に基づ
き、等化器７とディジタル遅延検波回路３５および判定
回路３６との内でＢＥＲ特性が良い方を選択し動作させ
る。具体的には、判定式Ｄ′が負のときディジタル遅延
検波器３５および判定回路３６を選択し動作させ、次の
バーストタイミングでリミッタアンプ１１を選択し、遅
延検波回路１２及び判定回路１３を動作させる。非負の
ときには等化器７を選択し、次のバーストタイミングで
も準同期検波回路３を選択し動作させる。
ているとき、ここで等化器７はビタビ形等化器とする。
制御回路３２は、第一実施例で述べた判定式Ｄ′に基づ
き、等化器７とディジタル遅延検波回路３５および判定
回路３６との内でＢＥＲ特性が良い方を選択し動作させ
る。具体的には、判定式Ｄ′が負のときディジタル遅延
検波器３５および判定回路３６を選択し動作させ、次の
バーストタイミングでリミッタアンプ１１を選択し、遅
延検波回路１２及び判定回路１３を動作させる。非負の
ときには等化器７を選択し、次のバーストタイミングで
も準同期検波回路３を選択し動作させる。
【００３７】以上、切替タイミングがバーストタイミン
グと一致している場合について述べたが、バーストタイ
ミングを整数分周したタイミングに設定することも可能
である。
グと一致している場合について述べたが、バーストタイ
ミングを整数分周したタイミングに設定することも可能
である。
【００３８】図３は本発明第二実施例無線受信機のＢＥ
Ｒ特性グラフを示す図である。
Ｒ特性グラフを示す図である。
【００３９】本発明の効果を確かめるために、第二実施
例に関して計算シミュレーションを行った。最初にシミ
ュレーション条件について述べる。伝送速度は４０ｋｂ
／ｓ、変調方式はロールオフ０．５の差動符号化ＱＰＳ
Ｋとした。伝搬路は遅延時間τの２波レイリーモデルと
し、１ビット当たりの信号エネルギー対雑音電力密度の
比ＥB ／Ｎ0 ＝３０ｄＢ、最大ドップラ周波数ｆD を８
０Ｈｚとした。バースト信号の構成は、１０シンボルの
トレーニング信号に６４シンボルのデータ信号が続くも
のとした。等化器はビタビ形等化器であり、伝送路推定
にＲＬＳ（逐次最小自乗法、recursive least squares
）アルゴリズムを用いる。なお、ＲＬＳアルゴリズム
の忘却係数は０．８であり、ビタビアルゴリズムの状態
数は４とした。
例に関して計算シミュレーションを行った。最初にシミ
ュレーション条件について述べる。伝送速度は４０ｋｂ
／ｓ、変調方式はロールオフ０．５の差動符号化ＱＰＳ
Ｋとした。伝搬路は遅延時間τの２波レイリーモデルと
し、１ビット当たりの信号エネルギー対雑音電力密度の
比ＥB ／Ｎ0 ＝３０ｄＢ、最大ドップラ周波数ｆD を８
０Ｈｚとした。バースト信号の構成は、１０シンボルの
トレーニング信号に６４シンボルのデータ信号が続くも
のとした。等化器はビタビ形等化器であり、伝送路推定
にＲＬＳ（逐次最小自乗法、recursive least squares
）アルゴリズムを用いる。なお、ＲＬＳアルゴリズム
の忘却係数は０．８であり、ビタビアルゴリズムの状態
数は４とした。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、遅延検
波回路を伝搬状況によって適宜使用するので、伝搬路の
遅延分散が小さく変動が激しいときでも優れた伝送特性
が得られ、かつ低消費電力化が図れる優れた効果があ
る。したがって伝送特性と消費電力との調和をとった無
線受信機を実現できる。
波回路を伝搬状況によって適宜使用するので、伝搬路の
遅延分散が小さく変動が激しいときでも優れた伝送特性
が得られ、かつ低消費電力化が図れる優れた効果があ
る。したがって伝送特性と消費電力との調和をとった無
線受信機を実現できる。
【図１】本発明第一実施例無線受信機のブロック構成
図。
図。
【図２】本発明第二実施例無線受信機のブロック構成
図。
図。
【図３】本発明第二実施例無線受信機のＢＥＲ特性グラ
フを示す図。
フを示す図。
【図４】従来例の準同期検波回路を使用した無線受信機
のブロック構成図。
のブロック構成図。
【図５】他の従来例の遅延検波回路を使用した無線受信
機のブロック構成図。
機のブロック構成図。
【図６】無線受信機の受信されるバースト信号を示す
図。
図。
１ 入力端子 ２ 線形増幅器 ３ 準同期検波回路 ４、５ アナログ・ディジタル変換器（ＡＤ変換器） ６ メモリ ７ 等化器 ８、９ 出力端子 １１ リミッタアンプ １２ 遅延検波回路 １３、３６ 判定回路 ２１、３４ 切替回路 ２２、３２ 制御回路 ２３、３３ 選択回路 ３５ ディジタル遅延検波回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (3)
- 【請求項１】 受信信号を入力とする遅延検波回路と、
この遅延検波回路の出力の信号判定を行う判定回路とを
含み伝搬路の遅延分散が小さいところで用いられる第一
の検波回路を備え、 前記受信信号を入力とする準同期検波回路と、この準同
期検波回路の出力サンプリング値から信号判定を行う等
化器とを含み伝搬路の遅延分散が大きいところで用いら
れる第二の検波回路を備え、 前記二つの検波回路のいずれか一方を選択する選択手段
を備え、 前記遅延検波回路の出力を取込み符号間干渉量を演算す
る手段と、前記出力サンプリング値を取込み評価値とし
て信号判定誤差を演算する手段と、前記二つの評価値に
したがって前記二つの検波回路のいずれか一方を動作さ
せてその出力を選択する制御手段とを含む制御回路を備
え、 前記制御手段は、前記第一の検波回路が選択されている
状態ではその符号間干渉量があらかじめ設定されたしき
い値を越えたときに前記第二の検波回路を選択し、前記
第二の検波回路が選択されている状態では前記信号判定
誤差の小さい方の検波回路を選択するように制御する手
段を含むことを特徴とする無線受信機。 - 【請求項２】 前記制御回路は、前記評価値をあらかじ
め設定された切替タイミング毎に演算する構成である請
求項１記載の無線受信機。 - 【請求項３】 受信信号を入力とする遅延検波回路と、
この遅延検波回路の出力の信号判定を行う判定回路とを
含み伝搬路の遅延分散が小さいところで用いられる第一
の検波回路を備え、 前記受信信号を入力とする準同期検波回路と、この準同
期検波回路の出力サンプリング値から信号判定を行う等
化器とを含み伝搬路の遅延分散が大きいところで用いら
れる第二の検波回路を備え、 前記二つの検波回路のいずれか一方を選択する選択手段
を備え、 前記遅延検波回路の出力を取込み符号間干渉量を評価値
として演算する手段と、前記出力サンプリング値を取込
み評価値として信号判定誤差を演算する手段と、前記二
つの評価値にしたがって前記二つの検波回路のいずれか
一方を動作させてその出力を選択する制御手段とを含む
制御回路を備え、 前記第二の検波回路に、さらにディジタル遅延検波回路
と、このディジタル遅延検波回路の出力の信号判定を行
う判定回路と、前記出力サンプリング値を前記等化器お
よびこのディジタル遅延検波回路に分配する分配回路と
を備え、 前記制御手段は、前記第一の検波回路が選択されている
状態ではその符号間干渉量があらかじめ設定されたしき
い値を越えたときに前記第二の検波回路を選択し、前記
第二の検波回路が選択されている状態では前記第二の検
波回路中のディジタル遅延検波回路の信号判定誤差が前
記等化回路の信号判定誤差より小さいと判定されたとき
に、前記第二の検波回路の中のディジタル遅延検波回路
を選択し、さらに次の切替タイミングで前記第一の検波
回路を選択するように動作させる手段を含むことを特徴
とする無線受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4313686A JP2977396B2 (ja) | 1992-11-24 | 1992-11-24 | 無線受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4313686A JP2977396B2 (ja) | 1992-11-24 | 1992-11-24 | 無線受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06164661A JPH06164661A (ja) | 1994-06-10 |
| JP2977396B2 true JP2977396B2 (ja) | 1999-11-15 |
Family
ID=18044298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4313686A Expired - Fee Related JP2977396B2 (ja) | 1992-11-24 | 1992-11-24 | 無線受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2977396B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009044571A (ja) * | 2007-08-10 | 2009-02-26 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7602836B2 (en) | 2003-12-01 | 2009-10-13 | Samsung Electronics Co., Ltd | Receiver |
| JP5102702B2 (ja) * | 2008-06-02 | 2012-12-19 | 日本無線株式会社 | 無線受信機 |
| JP5225180B2 (ja) * | 2009-04-06 | 2013-07-03 | 三菱電機株式会社 | 受信装置 |
-
1992
- 1992-11-24 JP JP4313686A patent/JP2977396B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９２年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集，分冊２，ｐ．２−２６２ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009044571A (ja) * | 2007-08-10 | 2009-02-26 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06164661A (ja) | 1994-06-10 |
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