JPH05206876A - 二重周波数変換器 - Google Patents
二重周波数変換器Info
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- JPH05206876A JPH05206876A JP4014188A JP1418892A JPH05206876A JP H05206876 A JPH05206876 A JP H05206876A JP 4014188 A JP4014188 A JP 4014188A JP 1418892 A JP1418892 A JP 1418892A JP H05206876 A JPH05206876 A JP H05206876A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 送受信機の二重周波数変換器に関し、ＰＬＬ
における電圧制御発振器の非線形性を補正するためのメ
モリや可変利得増幅器などを不要とし、しかも広帯域に
わたって位相雑音特性の優れた二重周波数変換器の実現
を目的とする。 【構成】 ミクサと電圧制御発振器とから成る周波数変
換器を２組備え、入力信号を２度周波数変換して出力す
る二重周波数変換器において、２つのミクサのうち高い
周波数側のミクサは下側波帯変換であり、２つの電圧制
御発振器の差の周波数を得る第３のミクサを備え、この
ミクサの出力を分周した後、基準発振器出力信号と位相
比較し、位相比較結果の交流成分を低い周波数側の電圧
制御発振器の周波数制御端子に帰還し、位相比較結果の
直流成分を高い周波数側の電圧制御発振器の周波数制御
端子に帰還する回路を具備することにより構成する。
における電圧制御発振器の非線形性を補正するためのメ
モリや可変利得増幅器などを不要とし、しかも広帯域に
わたって位相雑音特性の優れた二重周波数変換器の実現
を目的とする。 【構成】 ミクサと電圧制御発振器とから成る周波数変
換器を２組備え、入力信号を２度周波数変換して出力す
る二重周波数変換器において、２つのミクサのうち高い
周波数側のミクサは下側波帯変換であり、２つの電圧制
御発振器の差の周波数を得る第３のミクサを備え、この
ミクサの出力を分周した後、基準発振器出力信号と位相
比較し、位相比較結果の交流成分を低い周波数側の電圧
制御発振器の周波数制御端子に帰還し、位相比較結果の
直流成分を高い周波数側の電圧制御発振器の周波数制御
端子に帰還する回路を具備することにより構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】マイクロ波デジタル無線通信方式
などのように、比較的広い同調範囲にわたって低位相雑
音特性が要求される通信回線に使用する送信機や受信機
の局部発振器（以下局発とも言う）の構成法に関する。
などのように、比較的広い同調範囲にわたって低位相雑
音特性が要求される通信回線に使用する送信機や受信機
の局部発振器（以下局発とも言う）の構成法に関する。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の局部発振器の構成法につい
て、送信機の場合を例に採って説明する。受信機用局部
発振器の場合は周波数の関係こそ逆になるが動作原理は
送信機の場合と同様である。一般に、送信周波数がマイ
クロ波というような高い周波数の場合、入力信号を一度
に高い周波数へ変換すると、局発漏洩やイメージ信号漏
洩など好ましくないことが発生しやすくなる。
て、送信機の場合を例に採って説明する。受信機用局部
発振器の場合は周波数の関係こそ逆になるが動作原理は
送信機の場合と同様である。一般に、送信周波数がマイ
クロ波というような高い周波数の場合、入力信号を一度
に高い周波数へ変換すると、局発漏洩やイメージ信号漏
洩など好ましくないことが発生しやすくなる。
【０００３】そこで、解決策として、入力信号を一旦比
較的高い第２中間周波数へ変換した後、所望の送信周波
数へ変換することが一般的である。これを二重周波数変
換（ダブルスーパーヘテロダインまたはダブルコンバー
ジョン）と呼んでいる。
較的高い第２中間周波数へ変換した後、所望の送信周波
数へ変換することが一般的である。これを二重周波数変
換（ダブルスーパーヘテロダインまたはダブルコンバー
ジョン）と呼んでいる。
【０００４】従来の二重周波数変換器の例を図２に示
す。図２において、２１は第１ミクサ、２２は第２ミク
サ、２４は第１中間周波増幅器、２５は第２中間周波増
幅器、２６はＲＦ増幅器、２７は第１局部発振器、２８
は第２局部発振器、２９は水晶発振器、３０は可変分周
器、３１は周波数設定スイッチ、３２，３３は、位相比
較器（ＰＤ）、３４は固定分周器、３５は可変分周器、
３６，３７はループフィルタ（ＬＦ１，ＬＦ２）、３８
は可変利得増幅器、３９はメモリ（ＲＯＭ）を表わして
いる。
す。図２において、２１は第１ミクサ、２２は第２ミク
サ、２４は第１中間周波増幅器、２５は第２中間周波増
幅器、２６はＲＦ増幅器、２７は第１局部発振器、２８
は第２局部発振器、２９は水晶発振器、３０は可変分周
器、３１は周波数設定スイッチ、３２，３３は、位相比
較器（ＰＤ）、３４は固定分周器、３５は可変分周器、
３６，３７はループフィルタ（ＬＦ１，ＬＦ２）、３８
は可変利得増幅器、３９はメモリ（ＲＯＭ）を表わして
いる。
【０００５】多くの場合、一定のＩＦ入力周波数ｆ１
（例えばｆ１＝１００MHz ）に対して送信出力周波数ｆ
３を可変とすることが要求される。このため、２つの局
発のうちどちらかを周波数可変とするのが一般的であ
る。
（例えばｆ１＝１００MHz ）に対して送信出力周波数ｆ
３を可変とすることが要求される。このため、２つの局
発のうちどちらかを周波数可変とするのが一般的であ
る。
【０００６】通常、第１局発ｆ１２固定で第２局発ｆ２
３を可変とする場合が多い。なぜなら、第２中間周波数
を固定できるからである。ＩＦ入力周波数をｆ１、第２
中間周波数をｆ２、ＲＦ送信周波数をｆ３、第１局発周
波数をｆ１２、第２局発周波数をｆ２３と書くと、これ
らの関係は、 ｆ２＝ｆ１２±ｆ１ ｆ３＝ｆ２３−ｆ２＝ｆ２３−ｆ１２±ｆ１ となる。従って、ｆ２３を可変とすることにより送信周
波数ｆ３を可変できる。上式で復号±は第１の周波数変
換の方式が上側波帯変換か下側波帯変換かで±が変わ
る。
３を可変とする場合が多い。なぜなら、第２中間周波数
を固定できるからである。ＩＦ入力周波数をｆ１、第２
中間周波数をｆ２、ＲＦ送信周波数をｆ３、第１局発周
波数をｆ１２、第２局発周波数をｆ２３と書くと、これ
らの関係は、 ｆ２＝ｆ１２±ｆ１ ｆ３＝ｆ２３−ｆ２＝ｆ２３−ｆ１２±ｆ１ となる。従って、ｆ２３を可変とすることにより送信周
波数ｆ３を可変できる。上式で復号±は第１の周波数変
換の方式が上側波帯変換か下側波帯変換かで±が変わ
る。
【０００７】さて、環境温度変動や経年変化などによる
送信周波数のふらつきを防ぐために、実用的な送信機で
は２つの局発２７，２８はいずれもＰＬＬ（位相同期）
方式で周波数の安定化を図ってあるのが一般的である。
周波数の基準となる水晶発振器２９の周波数をｆｏと書
くと、 ｆ１２＝Ｋ×ｆｏ ｆ２３＝Ｎ×ｆｏ となる。ＫとＮはそれぞれ固定分周器３４と可変分周器
３５の分周比である。
送信周波数のふらつきを防ぐために、実用的な送信機で
は２つの局発２７，２８はいずれもＰＬＬ（位相同期）
方式で周波数の安定化を図ってあるのが一般的である。
周波数の基準となる水晶発振器２９の周波数をｆｏと書
くと、 ｆ１２＝Ｋ×ｆｏ ｆ２３＝Ｎ×ｆｏ となる。ＫとＮはそれぞれ固定分周器３４と可変分周器
３５の分周比である。
【０００８】以下、具体的に説明するために数値例とし
て、 ｆｏ＝１０MHz,ｆ１＝１００MHz,ｆ２＝１GHz,ｆ３＝１
０〜１１GHz ｆ１２＝１．１GHz,ｆ２３＝１１〜１２GHz Ｋ＝１１０，Ｎ＝１１００〜１２００ とする。ここで、〜は可変範囲を表す記号である。
て、 ｆｏ＝１０MHz,ｆ１＝１００MHz,ｆ２＝１GHz,ｆ３＝１
０〜１１GHz ｆ１２＝１．１GHz,ｆ２３＝１１〜１２GHz Ｋ＝１１０，Ｎ＝１１００〜１２００ とする。ここで、〜は可変範囲を表す記号である。
【０００９】このように、比較的広い（この場合１０
％）周波数範囲をカバーするには、局発の共振器はあま
り高Ｑなものは使えない。なぜなら、高Ｑ共振器は可変
範囲が狭いからである。例えば、Ｑ＝１０００程度の誘
電体共振器は可変範囲は数MHzしかない。広帯域送受信
機では、可変範囲を広くするために可変容量素子（バラ
クタ）を共振器に密に結合している。この密結合により
共振器のＱファクタが低くなっている。
％）周波数範囲をカバーするには、局発の共振器はあま
り高Ｑなものは使えない。なぜなら、高Ｑ共振器は可変
範囲が狭いからである。例えば、Ｑ＝１０００程度の誘
電体共振器は可変範囲は数MHzしかない。広帯域送受信
機では、可変範囲を広くするために可変容量素子（バラ
クタ）を共振器に密に結合している。この密結合により
共振器のＱファクタが低くなっている。
【００１０】これにより発振器の位相雑音が増加する。
この位相雑音増加を抑制するために、ループフィルタの
帯域を広くして下記文献等に示されるＰＬＬによる位相
雑音抑圧効果により低位相雑音特性を得ている。
この位相雑音増加を抑制するために、ループフィルタの
帯域を広くして下記文献等に示されるＰＬＬによる位相
雑音抑圧効果により低位相雑音特性を得ている。
【００１１】〔文献１〕T.Ohira et al:“Dual-chip Ga
As monolithic integration Ku-bandphase-locked-loop
microwave synthesizer,”IEEE Trans.Microwave Theo
ry and Tech.,MTT-38,pp.1204-1209,Sept.1990.
As monolithic integration Ku-bandphase-locked-loop
microwave synthesizer,”IEEE Trans.Microwave Theo
ry and Tech.,MTT-38,pp.1204-1209,Sept.1990.
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＰＬＬによ
る位相雑音抑圧を十分に行なうにはＰＬＬのループ利得
を最適に保つ必要がある。ループ利得が低すぎると十分
な抑圧効果が得られない。逆にループ利得が高すぎる
と、キャリア近傍の雑音は抑圧されるが一方でキャリア
からやや離調した雑音が増大したり、ループ自身が発振
してしまうことさえもある。ループ利得が変動する主た
る要因として電圧制御発振器の制御特性の非線形性があ
る。すなわち、制御電圧に対して発振周波数がリニアに
変化しない（図３に例を示す）ことである。
る位相雑音抑圧を十分に行なうにはＰＬＬのループ利得
を最適に保つ必要がある。ループ利得が低すぎると十分
な抑圧効果が得られない。逆にループ利得が高すぎる
と、キャリア近傍の雑音は抑圧されるが一方でキャリア
からやや離調した雑音が増大したり、ループ自身が発振
してしまうことさえもある。ループ利得が変動する主た
る要因として電圧制御発振器の制御特性の非線形性があ
る。すなわち、制御電圧に対して発振周波数がリニアに
変化しない（図３に例を示す）ことである。
【００１３】言い換えると、周波数変調感度（図３の曲
線の傾き）が一定でなく制御電圧によって変化してしま
う。図３の例では、変調感度の最高値は最低値の２〜３
倍である。この原因は、１）バラクタのＣＶ曲線が直線
ではない、２）バラクタの容量値と共振周波数の関係が
直線でない、という２点である。このように、ループ利
得は発振周波数により変化する。
線の傾き）が一定でなく制御電圧によって変化してしま
う。図３の例では、変調感度の最高値は最低値の２〜３
倍である。この原因は、１）バラクタのＣＶ曲線が直線
ではない、２）バラクタの容量値と共振周波数の関係が
直線でない、という２点である。このように、ループ利
得は発振周波数により変化する。
【００１４】この問題は広い同調範囲が要求される場合
に特に深刻になる。従来の広帯域送受信機では、これを
防ぐために電圧制御発振器の変調特性をメモリ（一般的
にはＲＯＭ）に記憶させこれによって可変利得増幅器を
制御するなどしてループ利得を一定に保つような工夫を
施している。このように、従来の周波数変換器では局発
の電圧制御発振器の非線形性を補正するためにＲＯＭや
可変利得増幅器などが必要であり、しかも電圧制御発振
器の変調特性を装置組立時にあらかじめ測定しＲＯＭに
焼き付ける工程が必要であった。
に特に深刻になる。従来の広帯域送受信機では、これを
防ぐために電圧制御発振器の変調特性をメモリ（一般的
にはＲＯＭ）に記憶させこれによって可変利得増幅器を
制御するなどしてループ利得を一定に保つような工夫を
施している。このように、従来の周波数変換器では局発
の電圧制御発振器の非線形性を補正するためにＲＯＭや
可変利得増幅器などが必要であり、しかも電圧制御発振
器の変調特性を装置組立時にあらかじめ測定しＲＯＭに
焼き付ける工程が必要であった。
【００１５】本発明は上述のような従来の問題点を解決
するため成されたもので、電圧制御発振器の非線形性を
補正するためのメモリや可変利得増幅器などを不要と
し、しかも広帯域にわたって位相雑音特性の優れた二重
周波数変換器を提供することを目的としている。
するため成されたもので、電圧制御発振器の非線形性を
補正するためのメモリや可変利得増幅器などを不要と
し、しかも広帯域にわたって位相雑音特性の優れた二重
周波数変換器を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば上述の目
的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成され
る。すなわち、本発明は、ミクサと電圧制御発振器とか
ら成る周波数変換器を２組備え、入力信号を２度周波数
変換して出力する二重周波数変換器において、２つのミ
クサのうち高い周波数側のミクサは下側波帯変換であ
り、２つの電圧制御発振器の差の周波数を得る第３のミ
クサを備え、このミクサの出力を分周した後、基準発振
器出力信号と位相比較し、位相比較結果の交流成分を低
い周波数側の電圧制御発振器の周波数制御端子に帰還
し、位相比較結果の直流成分を高い周波数側の電圧制御
発振器の周波数制御端子に帰還するように構成した二重
周波数変換器である。
的は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成され
る。すなわち、本発明は、ミクサと電圧制御発振器とか
ら成る周波数変換器を２組備え、入力信号を２度周波数
変換して出力する二重周波数変換器において、２つのミ
クサのうち高い周波数側のミクサは下側波帯変換であ
り、２つの電圧制御発振器の差の周波数を得る第３のミ
クサを備え、このミクサの出力を分周した後、基準発振
器出力信号と位相比較し、位相比較結果の交流成分を低
い周波数側の電圧制御発振器の周波数制御端子に帰還
し、位相比較結果の直流成分を高い周波数側の電圧制御
発振器の周波数制御端子に帰還するように構成した二重
周波数変換器である。
【００１７】
【作用】本発明は、２つの局発のうち一方（周波数可
変）において発生する位相雑音と等しい位相変動を他方
（周波数固定）の局発で発生させ、お互いに打ち消し合
わせることにより、トータルで低位相雑音特性を達成す
る。以下本発明の作用等に関し、実施例に基づいて詳細
に説明する。
変）において発生する位相雑音と等しい位相変動を他方
（周波数固定）の局発で発生させ、お互いに打ち消し合
わせることにより、トータルで低位相雑音特性を達成す
る。以下本発明の作用等に関し、実施例に基づいて詳細
に説明する。
【００１８】本発明による二重周波数変換器の一実施例
を図１に示す。図１において、１は第１ミクサ、２は第
２ミクサ、３は第３ミクサ、４は第１中間周波増幅器、
５は第２中間周波増幅器、６はＲＦ増幅器、７は第１局
部発振器、８は第２局部発振器、９は水晶発振器、１０
は可変分周器、１１は周波数設定スイッチ、１２は位相
比較器（ＰＤ）、１３は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
１４はループフィルタ（ＬＦ）、１５は直流阻止用の蓄
電器を表わしている。
を図１に示す。図１において、１は第１ミクサ、２は第
２ミクサ、３は第３ミクサ、４は第１中間周波増幅器、
５は第２中間周波増幅器、６はＲＦ増幅器、７は第１局
部発振器、８は第２局部発振器、９は水晶発振器、１０
は可変分周器、１１は周波数設定スイッチ、１２は位相
比較器（ＰＤ）、１３は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
１４はループフィルタ（ＬＦ）、１５は直流阻止用の蓄
電器を表わしている。
【００１９】周波数の関係は図２の場合と同じく ｆ２＝ｆ１２±ｆ１・・・・・・・・・・・・・・（１） ｆ３＝ｆ２３−ｆ２＝ｆ２３−ｆ１２±ｆ１・・・（２） である。
【００２０】上式で復号±は第１の周波数変換の方式が
上側波帯変換か下側波帯変換かで変わるが、どちらの場
合でも本発明は適用できる。ただし、第２の周波数変換
は下側波帯変換に限る。
上側波帯変換か下側波帯変換かで変わるが、どちらの場
合でも本発明は適用できる。ただし、第２の周波数変換
は下側波帯変換に限る。
【００２１】２つの局発７，８の差の周波数ｆ２３−ｆ
１２を得る第３のミクサ３を備え、このミクサの出力を
可変分周器１０によって分周し、分周出力信号と水晶発
振器９の出力信号とを位相比較し、位相比較結果の直流
成分を第２の電圧制御発振器（第２局部発振器８）の周
波数制御端子に帰還する。可変分周器１０の分周比Ｎの
値は、 （ｆ２３−ｆ１２）÷Ｎ＝ｆｏ・・・・・・・・・（３） となるように選ぶ。式（３）を式（２）に代入すると、 ｆ３＝Ｎ×ｆｏ±ｆ１ となり、送信ＲＦ周波数ｆ３は安定化される。
１２を得る第３のミクサ３を備え、このミクサの出力を
可変分周器１０によって分周し、分周出力信号と水晶発
振器９の出力信号とを位相比較し、位相比較結果の直流
成分を第２の電圧制御発振器（第２局部発振器８）の周
波数制御端子に帰還する。可変分周器１０の分周比Ｎの
値は、 （ｆ２３−ｆ１２）÷Ｎ＝ｆｏ・・・・・・・・・（３） となるように選ぶ。式（３）を式（２）に代入すると、 ｆ３＝Ｎ×ｆｏ±ｆ１ となり、送信ＲＦ周波数ｆ３は安定化される。
【００２２】Ｎの値を変えることにより第２の電圧制御
発振器の周波数ｆ２３が変化し、所望の送信ＲＦ周波数
ｆ３を得ることができる。例えば、送信ＲＦ周波数ｆ３
が図２の場合と同じ値となるためには、Ｎ＝９９０〜１
０９０とすればよい。
発振器の周波数ｆ２３が変化し、所望の送信ＲＦ周波数
ｆ３を得ることができる。例えば、送信ＲＦ周波数ｆ３
が図２の場合と同じ値となるためには、Ｎ＝９９０〜１
０９０とすればよい。
【００２３】ところで、第２の電圧制御発振器の周波数
制御端子に帰還されているのは位相比較結果の直流成分
のみである。すなわち、このＰＬＬはループ帯域が非常
に低く（例えば数百Hz以下）、したがって発振周波数は
水晶ｆｏに同期しているが発振位相は自走発振時のよう
に変動している。
制御端子に帰還されているのは位相比較結果の直流成分
のみである。すなわち、このＰＬＬはループ帯域が非常
に低く（例えば数百Hz以下）、したがって発振周波数は
水晶ｆｏに同期しているが発振位相は自走発振時のよう
に変動している。
【００２４】この位相変動成分をΔφとし、一方の第１
局発の位相変動をΔψと書くこととすると、ΔφとΔψ
は第３のミクサの入力信号の位相変動となるので、第３
のミクサの出力信号の位相変動はΔφ−Δψとなる。こ
れに従って、可変分周器１０の出力信号の位相変動は
（Δφ−Δψ）÷Ｎとなる。
局発の位相変動をΔψと書くこととすると、ΔφとΔψ
は第３のミクサの入力信号の位相変動となるので、第３
のミクサの出力信号の位相変動はΔφ−Δψとなる。こ
れに従って、可変分周器１０の出力信号の位相変動は
（Δφ−Δψ）÷Ｎとなる。
【００２５】位相比較器１２（ＰＤ）はこの変動成分を
検出してこれに比例した電圧を出力する。その出力電圧
Ｖpdは Ｖpd＝ｋpd×（Δφ−Δψ）÷Ｎ となる。ここでｋpdは位相比較器１２の検出感度〔Ｖ／
ｒａｄ〕である。この電圧Ｖpdで第１の電圧制御発振器
（第１局部発振器７）に負帰還することによりＶ pdを抑
圧する。
検出してこれに比例した電圧を出力する。その出力電圧
Ｖpdは Ｖpd＝ｋpd×（Δφ−Δψ）÷Ｎ となる。ここでｋpdは位相比較器１２の検出感度〔Ｖ／
ｒａｄ〕である。この電圧Ｖpdで第１の電圧制御発振器
（第１局部発振器７）に負帰還することによりＶ pdを抑
圧する。
【００２６】従って（Δφ−Δψ）が零に近づく。すな
わちΔψはΔφとほぼ等しい位相変動となり、第２の周
波数変換は下側波帯変換であるので打ち消し合って送信
出力には現われない。
わちΔψはΔφとほぼ等しい位相変動となり、第２の周
波数変換は下側波帯変換であるので打ち消し合って送信
出力には現われない。
【００２７】さて、ループフィルタＬＦの伝達関数をＦ
（ω）とすると、このＰＬＬのループ利得は下式で示さ
れる。 Ｋpd×Ｆ（ω）÷Ｎ
（ω）とすると、このＰＬＬのループ利得は下式で示さ
れる。 Ｋpd×Ｆ（ω）÷Ｎ
【００２８】上式において、ＫpdとＦ（ω）は一定であ
るので、この値は送信周波数を変えた（Ｎを変える）際
に大きく変化しない（上述の数値例の場合１０％程
度）。第２局発の周波数を変えた場合に、第２の電圧制
御発振器の制御曲線（図３）がたとえ極端に非線形であ
ってもそれはループ利得に全く関与しない。この点が本
発明のキーポイントである。すなわち、可変範囲内の全
ての送信周波数に於てループ利得がほぼ一定となり、常
にΔψはΔφを等振幅で打ち消すことになる。従来例で
はループ利得が送信周波数の変化に伴って数倍に変動し
たが、本発明によりこれを回避できる。従って、広帯域
にわたって低位相雑音の二重周波数変換器を得ることが
可能となる。
るので、この値は送信周波数を変えた（Ｎを変える）際
に大きく変化しない（上述の数値例の場合１０％程
度）。第２局発の周波数を変えた場合に、第２の電圧制
御発振器の制御曲線（図３）がたとえ極端に非線形であ
ってもそれはループ利得に全く関与しない。この点が本
発明のキーポイントである。すなわち、可変範囲内の全
ての送信周波数に於てループ利得がほぼ一定となり、常
にΔψはΔφを等振幅で打ち消すことになる。従来例で
はループ利得が送信周波数の変化に伴って数倍に変動し
たが、本発明によりこれを回避できる。従って、広帯域
にわたって低位相雑音の二重周波数変換器を得ることが
可能となる。
【００２９】以上の説明では、送信機の場合を例に採っ
て述べているが、前にも記したように受信機の場合には
信号の入出力の方向が逆になるだけであるから、本発明
を送信機の場合と同様に適用することができる。
て述べているが、前にも記したように受信機の場合には
信号の入出力の方向が逆になるだけであるから、本発明
を送信機の場合と同様に適用することができる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば二
重周波数変換器の局発において電圧制御発振器の非線形
性を補正するためのメモリや可変利得増幅器などを不要
とすることができる。さらに、ループ利得の調整が必要
なループフィルタ（ＬＦ）が１箇所でよいという特長も
ある。また、同調範囲が広い送受信機においても広帯域
にわたって位相雑音特性をほぼ一定に保つことができる
ので本発明は非常に有効である。
重周波数変換器の局発において電圧制御発振器の非線形
性を補正するためのメモリや可変利得増幅器などを不要
とすることができる。さらに、ループ利得の調整が必要
なループフィルタ（ＬＦ）が１箇所でよいという特長も
ある。また、同調範囲が広い送受信機においても広帯域
にわたって位相雑音特性をほぼ一定に保つことができる
ので本発明は非常に有効である。
【図１】本発明の一実施例を示す図である。
【図２】従来の二重周波数変換器の例を示す図である。
【図３】電圧制御発振器のＦＶ曲線の例を示す図であ
る。
る。
１ 第１ミクサ ２ 第２ミクサ ３ 第３ミクサ ４ 第１中間周波増幅器 ５ 第２中間周波増幅器 ６ ＲＦ増幅器 ７ 第１局部発振器 ８ 第２局部発振器 ９ 水晶発振器 １０ 可変分周器 １１ 周波数設定スイッチ １２ 位相比較器 １３ 低域通過フィルタ １４ ループフィルタ １５ 直流阻止用の蓄電器
Claims (1)
- 【請求項１】ミクサと電圧制御発振器とから成る周波数
変換器を２組備え、 入力信号を２度周波数変換して出力する二重周波数変換
器において、 ２つのミクサのうち高い周波数側のミクサは下側波帯変
換であり、 ２つの電圧制御発振器の差の周波数を得る第３のミクサ
を備え、 該第３のミクサの出力を分周した後、基準発振器出力信
号と位相比較し、 位相比較結果の交流成分を低い周波数側の電圧制御発振
器の周波数制御端子に帰還し、 位相比較結果の直流成分を高い周波数側の電圧制御発振
器の周波数制御端子に帰還する回路を具備することを特
徴とする二重周波数変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1418892A JP2921719B2 (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 二重周波数変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1418892A JP2921719B2 (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 二重周波数変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05206876A true JPH05206876A (ja) | 1993-08-13 |
| JP2921719B2 JP2921719B2 (ja) | 1999-07-19 |
Family
ID=11854153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1418892A Expired - Fee Related JP2921719B2 (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 二重周波数変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2921719B2 (ja) |
-
1992
- 1992-01-29 JP JP1418892A patent/JP2921719B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2921719B2 (ja) | 1999-07-19 |
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Legal Events
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