JPH05189069A - 無効電力制御方式の自動電圧制御回路 - Google Patents
無効電力制御方式の自動電圧制御回路Info
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- JPH05189069A JPH05189069A JP4159289A JP15928992A JPH05189069A JP H05189069 A JPH05189069 A JP H05189069A JP 4159289 A JP4159289 A JP 4159289A JP 15928992 A JP15928992 A JP 15928992A JP H05189069 A JPH05189069 A JP H05189069A
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- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
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- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
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- Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 この発明は、従来のインパルス還流形サイリ
スタインバータの不具合である無効電力変動による出力
電圧の不安定を解消して、安定した出力電圧を供給する
無効電力制御方式の自動電圧制御回路を提供することを
目的とする。 【構成】 この発明は、大容量交流電源装置の自動電圧
制御回路において、インバータＩＮＶの出力フィルター
回路５００にスイッチング部１０を付加し、負荷の変動
による無効電力を比例積分回路１００を利用して検出
し、無効電力の大きさによりスイッチング部１０を駆動
することにより出力電圧を負荷の変動に関係なく安定さ
れた状態を維持するように構成されてなる。
スタインバータの不具合である無効電力変動による出力
電圧の不安定を解消して、安定した出力電圧を供給する
無効電力制御方式の自動電圧制御回路を提供することを
目的とする。 【構成】 この発明は、大容量交流電源装置の自動電圧
制御回路において、インバータＩＮＶの出力フィルター
回路５００にスイッチング部１０を付加し、負荷の変動
による無効電力を比例積分回路１００を利用して検出
し、無効電力の大きさによりスイッチング部１０を駆動
することにより出力電圧を負荷の変動に関係なく安定さ
れた状態を維持するように構成されてなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、大容量交流電源装置
の自動電圧制御回路に関し、詳しくはインバータの出力
端にスイッチング部を構成し、出力端に接続された負荷
の変動による過大な無効電力の発生時に、上記スイッチ
ング部を駆動することにより出力電圧を恒常一定電圧に
維持することのできるようにした無効電力制御方式の自
動電圧制御回路に関する。
の自動電圧制御回路に関し、詳しくはインバータの出力
端にスイッチング部を構成し、出力端に接続された負荷
の変動による過大な無効電力の発生時に、上記スイッチ
ング部を駆動することにより出力電圧を恒常一定電圧に
維持することのできるようにした無効電力制御方式の自
動電圧制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】無停電交流電源装置、交流自動電圧調整
装置、交流モーター制御装置に印加される電圧は一般に
インバータを利用して供給している。インバータを利用
して交流電源を供給する場合には、インバータ自体の特
性による高調波が多く混合されて出力されるため、５０
［ＫＶＡ］以上の大容量低周波サイリスタインバータの
場合は、出力端電圧調整のための鉄共振回路（Ferro re
sonant Circuit）をインバータの出力端に備えるように
している。
装置、交流モーター制御装置に印加される電圧は一般に
インバータを利用して供給している。インバータを利用
して交流電源を供給する場合には、インバータ自体の特
性による高調波が多く混合されて出力されるため、５０
［ＫＶＡ］以上の大容量低周波サイリスタインバータの
場合は、出力端電圧調整のための鉄共振回路（Ferro re
sonant Circuit）をインバータの出力端に備えるように
している。
【０００３】しかし、上記鉄共振回路は軽負荷時の電圧
上昇による極めて大きな循環電流により、共振回路のイ
ンダクタ（Inductor）流の過熱焼損の危険があり、別の
冷却装置を使用しているが、その効率及び信頼性が低
く、頻繁に故障を誘発していた。
上昇による極めて大きな循環電流により、共振回路のイ
ンダクタ（Inductor）流の過熱焼損の危険があり、別の
冷却装置を使用しているが、その効率及び信頼性が低
く、頻繁に故障を誘発していた。
【０００４】また、鉄共振回路は過熱焼損を生じるた
め、鉄共振のためのインダクタを常時保持して定期的に
交換しなければならないので、極めて不便であった。
め、鉄共振のためのインダクタを常時保持して定期的に
交換しなければならないので、極めて不便であった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この発明は、このよう
な課題を解決するためになされたもので、鉄共振回路を
採用せず、公知のインパルス還流形サイリスタインバー
タに別のスイッチング部及び上記スイッチング部を制御
するための各種回路を付加して、従来のインパルス還流
形サイリスタインバータで問題となった無効電力変動に
よる出力電圧の不安定を解決することにより、安定した
出力電圧を供給することのできる無効電力制御方式の自
動電圧制御回路を提供することにその目的がある。
な課題を解決するためになされたもので、鉄共振回路を
採用せず、公知のインパルス還流形サイリスタインバー
タに別のスイッチング部及び上記スイッチング部を制御
するための各種回路を付加して、従来のインパルス還流
形サイリスタインバータで問題となった無効電力変動に
よる出力電圧の不安定を解決することにより、安定した
出力電圧を供給することのできる無効電力制御方式の自
動電圧制御回路を提供することにその目的がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような目的を解決す
るために、この発明の特徴は、インバータの出力電圧を
フィルタリングして負荷に印加する出力回路を含んで構
成されるインバータの出力調整装置において、出力電圧
と基準電圧の差を比例積分する比例積分回路と、９０°
の位相差を持つ第１、第２三角波を出力する三角波出力
回路と、上記比例積分回路の出力を上記第１、第２三角
波と比較する比較回路と、上記出力回路内に構成されて
上記比較回路の出力により有効電力を制御して出力する
インバータと、上記比較器の出力により負荷変動による
無効電力を制御する無効電力制御回路とから構成され
る。
るために、この発明の特徴は、インバータの出力電圧を
フィルタリングして負荷に印加する出力回路を含んで構
成されるインバータの出力調整装置において、出力電圧
と基準電圧の差を比例積分する比例積分回路と、９０°
の位相差を持つ第１、第２三角波を出力する三角波出力
回路と、上記比例積分回路の出力を上記第１、第２三角
波と比較する比較回路と、上記出力回路内に構成されて
上記比較回路の出力により有効電力を制御して出力する
インバータと、上記比較器の出力により負荷変動による
無効電力を制御する無効電力制御回路とから構成され
る。
【０００７】
【実施例】以下、この発明の実施例を添付された図面に
より詳細に説明する。
より詳細に説明する。
【０００８】先ず、この発明は、従来のインパルス還流
形サイリスタインバータを利用したものであるので、イ
ンパルス還流形サイリスタの動作とその問題点を説明し
て、その解決方法を説明する。
形サイリスタインバータを利用したものであるので、イ
ンパルス還流形サイリスタの動作とその問題点を説明し
て、その解決方法を説明する。
【０００９】図１はインパルス還流形サイリスタインバ
ータの回路図である。図１において、インバータは、直
流電源ＶＳ、絶縁変圧器Ｔ、サイリスタＴｈ１〜Ｔｈ
４、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、コンデンサＣ、Ｃ
１、直列インダクタＬを備えている。
ータの回路図である。図１において、インバータは、直
流電源ＶＳ、絶縁変圧器Ｔ、サイリスタＴｈ１〜Ｔｈ
４、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、コンデンサＣ、Ｃ
１、直列インダクタＬを備えている。
【００１０】図２に示す各波形は、上記サイリスタＴｈ
１〜Ｔｈ４を駆動させるためのパルスであり、Ｐ１は上
記サイリスタＴｈ１を駆動させるためのものであり、Ｐ
２はサイリスタＴｈ２を駆動させるためのものであり、
Ｐ３はサイリスタＴｈ３を駆動させるものであり、Ｐ４
はサイリスタＴｈ４を駆動させるためのものである。
１〜Ｔｈ４を駆動させるためのパルスであり、Ｐ１は上
記サイリスタＴｈ１を駆動させるためのものであり、Ｐ
２はサイリスタＴｈ２を駆動させるためのものであり、
Ｐ３はサイリスタＴｈ３を駆動させるものであり、Ｐ４
はサイリスタＴｈ４を駆動させるためのものである。
【００１１】パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３によりサイリスタ
Ｔｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ３が駆動されることにより、直流
電源ＶＳは陽極端子（＋）から上記トランスＴの端子
Ｆ，Ｅ、サイリスタＴｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ３、インダク
タＬを介して上記直流電源ＶＳの陰極端子（−）に印加
される。この時、上記直流電源ＶＳの一部は上記サイリ
スタＴｈ２を介してコンデンサＣに充電され、この時、
充電量が上記直流電源ＶＳの２倍になると、上記サイリ
スタＴｈ２はオフ状態になる。そして、時間ｔ１になる
と、上記サイリスタＴｈ４が駆動して上記サイリスタＴ
ｈ３はオフ状態になる。
Ｔｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ３が駆動されることにより、直流
電源ＶＳは陽極端子（＋）から上記トランスＴの端子
Ｆ，Ｅ、サイリスタＴｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ３、インダク
タＬを介して上記直流電源ＶＳの陰極端子（−）に印加
される。この時、上記直流電源ＶＳの一部は上記サイリ
スタＴｈ２を介してコンデンサＣに充電され、この時、
充電量が上記直流電源ＶＳの２倍になると、上記サイリ
スタＴｈ２はオフ状態になる。そして、時間ｔ１になる
と、上記サイリスタＴｈ４が駆動して上記サイリスタＴ
ｈ３はオフ状態になる。
【００１２】従って、上記コンデンサＣから共振電流が
上記サイリスタＴｈ４、インダクタＬを介してダイオー
ドＤ１に印加され、この時、上記インダクタＬには増加
電流によるエネルギーが蓄積される。そして、上記共振
電流が減少する時、上記インダクタＬの両端電圧が変化
して負（−）の直流電圧ＶＳと同じになる時から、イン
ダクタＬに蓄積されたエネルギーが２次側巻線とダイオ
ードＤ３を介して直流電源ＶＳの陽極端子（＋）に誘入
されてエネルギー回生が起きる。
上記サイリスタＴｈ４、インダクタＬを介してダイオー
ドＤ１に印加され、この時、上記インダクタＬには増加
電流によるエネルギーが蓄積される。そして、上記共振
電流が減少する時、上記インダクタＬの両端電圧が変化
して負（−）の直流電圧ＶＳと同じになる時から、イン
ダクタＬに蓄積されたエネルギーが２次側巻線とダイオ
ードＤ３を介して直流電源ＶＳの陽極端子（＋）に誘入
されてエネルギー回生が起きる。
【００１３】そして、時間ｔ２ですべてサイリスタＴｈ
１、Ｔｈ２、Ｔｈ３、Ｔｈ４をオープン状態とした後、
時間ｔ３でサイリスタＴｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ４を駆動し
て、電流がトランスＴの端子Ｆ，Ｇ、サイリスタＴｈ
２、Ｔｈ４、インダクタＬ、直流電源ＶＳの陰極端子
（−）へ流れ、トランスの２次側出力電圧の方向が切り
替わるようになる。この時、次の動作の還流エネルギー
蓄積のためのサイリスタＴｈ２の導通状態は、還流用コ
ンデンサＣの充電電流がゼロになると、自然還流（Natu
ral Commutated）となる。即ち、インパルス還流形サイ
リスタインバータは、図３に示すように、サイリスタの
導通遅延角αを制御して、電圧の実効値を制御すること
ができるものである。
１、Ｔｈ２、Ｔｈ３、Ｔｈ４をオープン状態とした後、
時間ｔ３でサイリスタＴｈ１、Ｔｈ２、Ｔｈ４を駆動し
て、電流がトランスＴの端子Ｆ，Ｇ、サイリスタＴｈ
２、Ｔｈ４、インダクタＬ、直流電源ＶＳの陰極端子
（−）へ流れ、トランスの２次側出力電圧の方向が切り
替わるようになる。この時、次の動作の還流エネルギー
蓄積のためのサイリスタＴｈ２の導通状態は、還流用コ
ンデンサＣの充電電流がゼロになると、自然還流（Natu
ral Commutated）となる。即ち、インパルス還流形サイ
リスタインバータは、図３に示すように、サイリスタの
導通遅延角αを制御して、電圧の実効値を制御すること
ができるものである。
【００１４】しかし、上述のインパルス還流形サイリス
タインバータの出力には多数の高調波成分が含まれてい
るので、負荷に印加される電圧を正弦波に近いようにす
るため、通常インダクタＬ１及びコンデンサＣ１からな
る低域通過フィルターを付加する。この時、上記負荷の
力率Ｃｏｓθが低い場合には、負荷消費電力に比べてイ
ンダクタＬ１及びコンデンサＣ１からなる低域通過フィ
ルターに無効電力が増加し、出力電圧が増大して歪曲さ
れた電圧波形が発生する。
タインバータの出力には多数の高調波成分が含まれてい
るので、負荷に印加される電圧を正弦波に近いようにす
るため、通常インダクタＬ１及びコンデンサＣ１からな
る低域通過フィルターを付加する。この時、上記負荷の
力率Ｃｏｓθが低い場合には、負荷消費電力に比べてイ
ンダクタＬ１及びコンデンサＣ１からなる低域通過フィ
ルターに無効電力が増加し、出力電圧が増大して歪曲さ
れた電圧波形が発生する。
【００１５】このような無効電力による影響で、上記ト
ランスＴの２次側端子出力電圧は、図４（Ａ）に示すよ
うになり、この時の出力電流は図４（Ｂ）に示すように
基本波電圧周波数に比べて高調波含有率が高い波形にな
る。また、この時の出力電圧Ｖｏは、図４（Ｃ）に示す
ように、高調波成分が極めて多く含んでいる外形波形と
なり、上述のインダクタＬ１、コンデンサＣ１とから構
成される低域通過フィルターのクォリティーファクタ
（Quality Factor）と無効電力により、外形波電圧が負
荷両端に供給される。この時の負荷両端に加えられる基
本波成分の出力電圧の最大値Ｖｍは、 Ｖｍ＝４／π・Ｃ／Ｌ・Ｖ１・Ｒｏ……（１） 但し、（Ｗ＝１／ＷＣ Ｌ／Ｃ＞Ｒｏ） （Ｖ１は変圧器の２次側端子電圧であり、Ｒｏは等価負
荷抵抗である。）として近似的に表現することができ
る。
ランスＴの２次側端子出力電圧は、図４（Ａ）に示すよ
うになり、この時の出力電流は図４（Ｂ）に示すように
基本波電圧周波数に比べて高調波含有率が高い波形にな
る。また、この時の出力電圧Ｖｏは、図４（Ｃ）に示す
ように、高調波成分が極めて多く含んでいる外形波形と
なり、上述のインダクタＬ１、コンデンサＣ１とから構
成される低域通過フィルターのクォリティーファクタ
（Quality Factor）と無効電力により、外形波電圧が負
荷両端に供給される。この時の負荷両端に加えられる基
本波成分の出力電圧の最大値Ｖｍは、 Ｖｍ＝４／π・Ｃ／Ｌ・Ｖ１・Ｒｏ……（１） 但し、（Ｗ＝１／ＷＣ Ｌ／Ｃ＞Ｒｏ） （Ｖ１は変圧器の２次側端子電圧であり、Ｒｏは等価負
荷抵抗である。）として近似的に表現することができ
る。
【００１６】この時、上記負荷端子にＶｏ＝ＶｍＳｉｎ
ｗｔの交流電圧が加えられた時、ｉｏ＝ＩｍＳｉｎ（ｗ
ｔ−θ）の電流が流れると、瞬時電力（Instanteneous
Power ）Ｐは電圧と電流の積で表されるので、 Ｐ＝Ｖｏ×ｉｏ＝ＶｍＳｉｎＷｔ×ＩｍＳｉｎ（ｗｔ−θ） ＝ＶｍＩｍ｛Ｃｏｓθ−Ｃｏｓ（２ｗｔ−θ）｝／２ ＝ＶｍＩｍ／２×Ｃｏｓθ−ＶｍＩｍ／２×Ｃｏｓ（２ｗｔ−θ）……（２ ）として表現することができる。
ｗｔの交流電圧が加えられた時、ｉｏ＝ＩｍＳｉｎ（ｗ
ｔ−θ）の電流が流れると、瞬時電力（Instanteneous
Power ）Ｐは電圧と電流の積で表されるので、 Ｐ＝Ｖｏ×ｉｏ＝ＶｍＳｉｎＷｔ×ＩｍＳｉｎ（ｗｔ−θ） ＝ＶｍＩｍ｛Ｃｏｓθ−Ｃｏｓ（２ｗｔ−θ）｝／２ ＝ＶｍＩｍ／２×Ｃｏｓθ−ＶｍＩｍ／２×Ｃｏｓ（２ｗｔ−θ）……（２ ）として表現することができる。
【００１７】即ち、交流の各瞬間電力は電圧と電流の位
相角がθである時、ＶｍＩｍ／２×Ｃｏｓθである一定
値の電力と時間により、２倍の周波数で変化するＶｍＩ
ｍ／２×Ｃｏｓ（２ｗｔ−θ）である電力の和で表わさ
れる。従って、交流電力は上記（１）式から明らかなよ
うに、負荷等価抵抗Ｒｏと時間ｔにより変えられる。こ
の電力Ｐを交流の瞬時電力という。
相角がθである時、ＶｍＩｍ／２×Ｃｏｓθである一定
値の電力と時間により、２倍の周波数で変化するＶｍＩ
ｍ／２×Ｃｏｓ（２ｗｔ−θ）である電力の和で表わさ
れる。従って、交流電力は上記（１）式から明らかなよ
うに、負荷等価抵抗Ｒｏと時間ｔにより変えられる。こ
の電力Ｐを交流の瞬時電力という。
【００１８】この時、上述した（２）式から明らかなよ
うに、瞬時電力Ｐは電圧と電流の積で表現され、この時
の瞬時電力Ｐは電圧と電流の位相角θにより決められ、
上記位相角θは負荷の種類と大きさにより決められる。
うに、瞬時電力Ｐは電圧と電流の積で表現され、この時
の瞬時電力Ｐは電圧と電流の位相角θにより決められ、
上記位相角θは負荷の種類と大きさにより決められる。
【００１９】従って、交流電力は上記（１）式の瞬時電
力の一つのサイクル（２π（ｒａｄ））当りの平均を取
ることになる。上記（２）式の第１項は位相角θが定め
られると一定値となり、第２項は２倍の周波数で変化す
る電力であるので、一つのサイクル当りの平均値は０に
なる。即ち、図４に示すように、時間ｔ０から時間ｔ１
までは電源端側から負荷側へ電力が供給され、時間ｔ１
から時間ｔ２までは負荷側から電源端側へ電力が回生す
ることを意味する。従って、出力電圧Ｖｏは高調波成分
が多く含まれた外形波となるだけでなく、負荷の大きさ
により極めて敏感に変化する欠点がある。
力の一つのサイクル（２π（ｒａｄ））当りの平均を取
ることになる。上記（２）式の第１項は位相角θが定め
られると一定値となり、第２項は２倍の周波数で変化す
る電力であるので、一つのサイクル当りの平均値は０に
なる。即ち、図４に示すように、時間ｔ０から時間ｔ１
までは電源端側から負荷側へ電力が供給され、時間ｔ１
から時間ｔ２までは負荷側から電源端側へ電力が回生す
ることを意味する。従って、出力電圧Ｖｏは高調波成分
が多く含まれた外形波となるだけでなく、負荷の大きさ
により極めて敏感に変化する欠点がある。
【００２０】従って、この発明は、上述のインパルス還
流形サイリスタインバータを利用する上記図４に図示さ
れた区間ｔ１〜ｔ２から電源側へ回生される無効電力を
維持することにより、正弦波に近い出力電圧を負荷に供
給するためのものである。
流形サイリスタインバータを利用する上記図４に図示さ
れた区間ｔ１〜ｔ２から電源側へ回生される無効電力を
維持することにより、正弦波に近い出力電圧を負荷に供
給するためのものである。
【００２１】図５はこの発明による低域通過フィルター
における無効電力を制御するためのスイッチング部１０
を示す図である。
における無効電力を制御するためのスイッチング部１０
を示す図である。
【００２２】即ち、従来のインパルス還流形サイリスタ
インバータから印加される電圧Ｖ１を負荷に供給する前
に、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１からなる低域通
過フィルター５００によりフィルターリングして負荷に
電力を印加するが、負荷の変動による無効電力を制御す
るために、この発明ではサイリスタＴｈ５、Ｔｈ６から
なるスイッチング部１０を設けた。
インバータから印加される電圧Ｖ１を負荷に供給する前
に、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１からなる低域通
過フィルター５００によりフィルターリングして負荷に
電力を印加するが、負荷の変動による無効電力を制御す
るために、この発明ではサイリスタＴｈ５、Ｔｈ６から
なるスイッチング部１０を設けた。
【００２３】図６は上記スイッチング部１０及び上述の
インパルス還流形サイリスタインバータを制御して、負
荷による無効電力を制御するための、この発明による無
効電力制御方式の自動電圧制御回路のブロック図であ
る。
インパルス還流形サイリスタインバータを制御して、負
荷による無効電力を制御するための、この発明による無
効電力制御方式の自動電圧制御回路のブロック図であ
る。
【００２４】即ち、この発明による無効電力制御方式の
自動電圧制御回路は比例積分回路１００、三角波出力回
路２００、比較回路３００、無効電力制御回路４００及
び従来のインパルス還流形サイリスタインバータ（以下
インバータという）ＩＮＶと出力回路５００とから構成
されている。
自動電圧制御回路は比例積分回路１００、三角波出力回
路２００、比較回路３００、無効電力制御回路４００及
び従来のインパルス還流形サイリスタインバータ（以下
インバータという）ＩＮＶと出力回路５００とから構成
されている。
【００２５】上記比例積分回路１００は上記無効電力制
御回路４００から出力される出力電圧Ｖｏ´と所定の基
準電圧Ｖｒとの差を比例積分するためのもので、上記無
効電力制御回路４００の出力を帰還させる帰還部２０が
加算器３０に接続されている。この時、上記加算器３０
には所定の基準電圧Ｖｒを印加して、上記帰還部２０の
出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒの差△Ｖを出力させる。そ
して、比例積分回路１００の加算器３０の出力電圧△Ｖ
は、比例積分部４０に印加されるようにする。
御回路４００から出力される出力電圧Ｖｏ´と所定の基
準電圧Ｖｒとの差を比例積分するためのもので、上記無
効電力制御回路４００の出力を帰還させる帰還部２０が
加算器３０に接続されている。この時、上記加算器３０
には所定の基準電圧Ｖｒを印加して、上記帰還部２０の
出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒの差△Ｖを出力させる。そ
して、比例積分回路１００の加算器３０の出力電圧△Ｖ
は、比例積分部４０に印加されるようにする。
【００２６】上記三角波出力回路２００は、所定幅の矩
形波を出力する信号発生部５０と矩形波を三角波に変形
して、第１、第２三角波を出力する第１、第２三角波発
生部６０、７０に接続されるようにする。この時、上記
第１、第２三角波発生部６０、７０は、上記第１三角波
発生部６０から出力される第１三角波が上記第２三角波
発生部７０から出力される第２三角波より９０°位相が
先に進むようになる。
形波を出力する信号発生部５０と矩形波を三角波に変形
して、第１、第２三角波を出力する第１、第２三角波発
生部６０、７０に接続されるようにする。この時、上記
第１、第２三角波発生部６０、７０は、上記第１三角波
発生部６０から出力される第１三角波が上記第２三角波
発生部７０から出力される第２三角波より９０°位相が
先に進むようになる。
【００２７】上記比較回路３００は、上記比例積分回路
１００の出力を上記第１、２三角波と比較するためのも
ので、上記比例積分部４０及び第１三角波発生部６０を
第１比較器ｏｐ１に接続し、上記比例積分部４０及び第
２三角波発生部７０を第２比較器ｏｐ２に接続してな
る。
１００の出力を上記第１、２三角波と比較するためのも
ので、上記比例積分部４０及び第１三角波発生部６０を
第１比較器ｏｐ１に接続し、上記比例積分部４０及び第
２三角波発生部７０を第２比較器ｏｐ２に接続してな
る。
【００２８】上記インバータＩＮＶは、図１に図示され
た従来のインバータと同一に構成されるが、上記サイリ
スタＴｈ１〜Ｔｈ４の導通遅延角αは、上記第１比較器
ｏｐ１の出力により制御を受けることにより、出力され
る皮相電力が制御されるようにする。
た従来のインバータと同一に構成されるが、上記サイリ
スタＴｈ１〜Ｔｈ４の導通遅延角αは、上記第１比較器
ｏｐ１の出力により制御を受けることにより、出力され
る皮相電力が制御されるようにする。
【００２９】上記無効電力制御回路４００は、上記第２
比較器ｏｐ２の出力により負荷変動にともなって無効電
力を制御するためのもので、上記第２比較器ｏｐ２の出
力及び上記出力電圧Ｖｏの極性により第１、第２スイッ
チング信号を出力するスイッチング信号出力部８０と、
上記第１、第２スイッチング信号により駆動されて出力
電圧を制御するスイッチング部１０とからなる。
比較器ｏｐ２の出力により負荷変動にともなって無効電
力を制御するためのもので、上記第２比較器ｏｐ２の出
力及び上記出力電圧Ｖｏの極性により第１、第２スイッ
チング信号を出力するスイッチング信号出力部８０と、
上記第１、第２スイッチング信号により駆動されて出力
電圧を制御するスイッチング部１０とからなる。
【００３０】これを具体的で説明すると、図８に示すよ
うに、上記スイッチング信号出力部８０は上記第２比較
器ｏｐ２の出力により矩形波を発振する単安定パルス発
生器２を接続する。この時、単安定パルス発生器２が出
力する矩形波の幅は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の時
定数に依存する。そして、スイッチング信号出力部８０
は上記図５に示す出力端に極性検出器１を接続して、上
記極性検出器１は出力端電圧が陰極性である時端子ｂを
介して、正極性である時端子ａを介してハイレベルの論
理を出力するようになる。そして、スイッチング信号出
力部８０は上記単安定パルス発生器２及び極性検出器１
をＡＮＤゲートＡ１、Ａ２に接続して、上記ＡＮＤゲー
トＡ１、Ａ２は単安定パルス発生器２及び極性検出器１
の出力により、ハイレベルの論理を出力するようにす
る。
うに、上記スイッチング信号出力部８０は上記第２比較
器ｏｐ２の出力により矩形波を発振する単安定パルス発
生器２を接続する。この時、単安定パルス発生器２が出
力する矩形波の幅は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の時
定数に依存する。そして、スイッチング信号出力部８０
は上記図５に示す出力端に極性検出器１を接続して、上
記極性検出器１は出力端電圧が陰極性である時端子ｂを
介して、正極性である時端子ａを介してハイレベルの論
理を出力するようになる。そして、スイッチング信号出
力部８０は上記単安定パルス発生器２及び極性検出器１
をＡＮＤゲートＡ１、Ａ２に接続して、上記ＡＮＤゲー
トＡ１、Ａ２は単安定パルス発生器２及び極性検出器１
の出力により、ハイレベルの論理を出力するようにす
る。
【００３１】上記スイッチング部１０は上記図５に図示
されたごとく、出力端に接続されるサイリスタＴｈ５、
Ｔｈ６からなり、その駆動は上記スイッチング信号出力
部８０の出力により制御される。なお、Ｂ１、Ｂ２はバ
ッファであり、上記第２比較器ｏｐ２は上記スイッチン
グ信号出力部８０として構成されていないが、説明のた
め上記スイッチング信号出力部８０に図示した。
されたごとく、出力端に接続されるサイリスタＴｈ５、
Ｔｈ６からなり、その駆動は上記スイッチング信号出力
部８０の出力により制御される。なお、Ｂ１、Ｂ２はバ
ッファであり、上記第２比較器ｏｐ２は上記スイッチン
グ信号出力部８０として構成されていないが、説明のた
め上記スイッチング信号出力部８０に図示した。
【００３２】このような構成において、この発明による
無効電力制御方式の自動電圧制御回路の動作を図７の波
形図を参照して説明する。
無効電力制御方式の自動電圧制御回路の動作を図７の波
形図を参照して説明する。
【００３３】図５において、三角パルスＰ５は上記第１
三角波発生部６０から出力されるパルスであり、パルス
Ｐ６は上記インバータＩＮＶの出力電圧であり、三角パ
ルスＰ７は上記第２三角波発生部７０から出力されるパ
ルスである。パルスＰ８は上記サイリスタＴｈ５、Ｔｈ
６のアノード側とカソード側に加わる電圧波形であり、
パルスＰ９は上記負荷に印加される電圧波形である。パ
ルスＰ１０は上記ＡＮＤゲートＡ１により上記サイリス
タＴｈ５に印加される駆動信号電圧波形であり、パルス
Ｐ１１は上記ＡＮＤゲートＡ２により上記サイリスタＴ
ｈ６に印加される駆動信号電圧波形である。
三角波発生部６０から出力されるパルスであり、パルス
Ｐ６は上記インバータＩＮＶの出力電圧であり、三角パ
ルスＰ７は上記第２三角波発生部７０から出力されるパ
ルスである。パルスＰ８は上記サイリスタＴｈ５、Ｔｈ
６のアノード側とカソード側に加わる電圧波形であり、
パルスＰ９は上記負荷に印加される電圧波形である。パ
ルスＰ１０は上記ＡＮＤゲートＡ１により上記サイリス
タＴｈ５に印加される駆動信号電圧波形であり、パルス
Ｐ１１は上記ＡＮＤゲートＡ２により上記サイリスタＴ
ｈ６に印加される駆動信号電圧波形である。
【００３４】先ず、上記負荷が正常状態である場合を見
ると、上記負荷に印加される出力電圧Ｖｏは帰還部２０
を介して上記加算器３０に帰還電圧Ｖｏ´が印加され
る。この時、上記加算器３０は所定の基準電圧Ｖｒが印
加されているので、上記加算器３０は上記帰還電圧Ｖｏ
´と上記基準電圧Ｖｒの差電圧△Ｖが比例積分部４０で
比例積分されて上記第１、第２比較器ｏｐ１、ｏｐ２に
印加されるが、上記帰還電圧Ｖｏ´が正常状態である時
は、上記差電圧△Ｖが上記第１、第２三角波発生部６
０、７０の三角波より大きい状態であるので、上記第
１、第２比較器ｏｐ１、ｏｐ２はロウレベルの論理を出
力する。
ると、上記負荷に印加される出力電圧Ｖｏは帰還部２０
を介して上記加算器３０に帰還電圧Ｖｏ´が印加され
る。この時、上記加算器３０は所定の基準電圧Ｖｒが印
加されているので、上記加算器３０は上記帰還電圧Ｖｏ
´と上記基準電圧Ｖｒの差電圧△Ｖが比例積分部４０で
比例積分されて上記第１、第２比較器ｏｐ１、ｏｐ２に
印加されるが、上記帰還電圧Ｖｏ´が正常状態である時
は、上記差電圧△Ｖが上記第１、第２三角波発生部６
０、７０の三角波より大きい状態であるので、上記第
１、第２比較器ｏｐ１、ｏｐ２はロウレベルの論理を出
力する。
【００３５】このような第１比較器ｏｐ１のロウレベル
論理は上記インバータＩＮＶにいかなる影響も及ぼさな
い。即ち、インバータＩＮＶはサイリスタＴｈ１〜Ｔｈ
４の導通遅延角を維持して、現在出力している実効電力
を持続的に出力する。また、上記第２比較器ｏｐ２から
出力されるロウレベル論理は上記単安定パルス発生器２
に影響を与えないので、出力はロウレベル状態を維持す
る。
論理は上記インバータＩＮＶにいかなる影響も及ぼさな
い。即ち、インバータＩＮＶはサイリスタＴｈ１〜Ｔｈ
４の導通遅延角を維持して、現在出力している実効電力
を持続的に出力する。また、上記第２比較器ｏｐ２から
出力されるロウレベル論理は上記単安定パルス発生器２
に影響を与えないので、出力はロウレベル状態を維持す
る。
【００３６】従って、上記ＡＮＤゲートＡ１、Ａ２には
ロウレベルの論理が維持されて、ＡＮＤゲートＡ１、Ａ
２はロウレベルの論理を出力することにより、上記サイ
リスタＴｈ５、Ｔｈ６はオフ状態になる。このようなサ
イリスタＴｈ５、Ｔｈ６のオフ状態は上記インバータか
ら負荷に印加される出力電圧Ｖｏ状態を維持し続けるよ
うになり、この時、上記サイリスタＴｈ５、Ｔｈ６に印
加される電圧波形はパルスＰ８のように正弦波状態を維
持することにより、出力電圧ＶｏはパルスＰ９のように
正弦波状態になる。
ロウレベルの論理が維持されて、ＡＮＤゲートＡ１、Ａ
２はロウレベルの論理を出力することにより、上記サイ
リスタＴｈ５、Ｔｈ６はオフ状態になる。このようなサ
イリスタＴｈ５、Ｔｈ６のオフ状態は上記インバータか
ら負荷に印加される出力電圧Ｖｏ状態を維持し続けるよ
うになり、この時、上記サイリスタＴｈ５、Ｔｈ６に印
加される電圧波形はパルスＰ８のように正弦波状態を維
持することにより、出力電圧ＶｏはパルスＰ９のように
正弦波状態になる。
【００３７】しかし、上記負荷が変動して無効電力が増
加することにより出力電圧が増加すると、上記比例積分
部４０から出力される電圧Ｖｏ´は図７に点線で示した
ように、上記第１、第２三角パルスＰ５、Ｐ６よりも低
められる。この時、上記第１比較器ｏｐ１は上記第１三
角波が電圧Ｖｏ´よりも小さくなり、ハイレベルの論理
を上記インバータに印加して、上記サイリスタＴｈ１〜
Ｔｈ４の導通遅延角αを大きくすることにより実効電力
を減少させる。
加することにより出力電圧が増加すると、上記比例積分
部４０から出力される電圧Ｖｏ´は図７に点線で示した
ように、上記第１、第２三角パルスＰ５、Ｐ６よりも低
められる。この時、上記第１比較器ｏｐ１は上記第１三
角波が電圧Ｖｏ´よりも小さくなり、ハイレベルの論理
を上記インバータに印加して、上記サイリスタＴｈ１〜
Ｔｈ４の導通遅延角αを大きくすることにより実効電力
を減少させる。
【００３８】一方、上記第２比較器ｏｐ２は、第１三角
波Ｐ６より９０°遅れた第２三角波発生部７０の出力と
比例積分部４０の出力Ｖｏ´とを比較して、スイッチン
グ信号出力部８０の駆動信号Ｐ１０、Ｐ１１を発生する
ようになる。このような第２比較器ｏｐ２の駆動信号Ｐ
１０、Ｐ１１は上記単安定パルス発生器２に印加され
て、上記単安定パルス発生器２は上記抵抗Ｒ１及びコン
デンサＣ２の時定数による所定矩形波を出力する。この
時、上記極性検出器１は時間ｔ１で上記出力電圧Ｖｏが
負極性であるので、端子６を介してハイレベルの論理を
上記第２ＡＮＤゲートＡ２に印加する。
波Ｐ６より９０°遅れた第２三角波発生部７０の出力と
比例積分部４０の出力Ｖｏ´とを比較して、スイッチン
グ信号出力部８０の駆動信号Ｐ１０、Ｐ１１を発生する
ようになる。このような第２比較器ｏｐ２の駆動信号Ｐ
１０、Ｐ１１は上記単安定パルス発生器２に印加され
て、上記単安定パルス発生器２は上記抵抗Ｒ１及びコン
デンサＣ２の時定数による所定矩形波を出力する。この
時、上記極性検出器１は時間ｔ１で上記出力電圧Ｖｏが
負極性であるので、端子６を介してハイレベルの論理を
上記第２ＡＮＤゲートＡ２に印加する。
【００３９】従って、上記第２ＡＮＤゲートＡ２は上記
単安定パルス発生器２及び極性検出器１のハイレベルの
論理を検出して、上記サイリスタＴｈ６にハイレベルの
論理を印加する。従って、上記サイリスタＴｈ６は導通
して、上記負荷の変動により増加された無効電力をサイ
リスタＴｈ６とインダクタＬ３を介して帰還されて出力
電圧Ｐ９の大きさを制御する。
単安定パルス発生器２及び極性検出器１のハイレベルの
論理を検出して、上記サイリスタＴｈ６にハイレベルの
論理を印加する。従って、上記サイリスタＴｈ６は導通
して、上記負荷の変動により増加された無効電力をサイ
リスタＴｈ６とインダクタＬ３を介して帰還されて出力
電圧Ｐ９の大きさを制御する。
【００４０】また、上記出力電圧Ｖｏが正極性である場
合には、上記極性検出器１は端子ａを介してハイレベル
の論理を上記ＡＮＤゲートＡ１に印加して、サイリスタ
Ｔｈ５にパルスＰ１１のような駆動信号を印加する。従
って、上記負荷の変動による無効電力を上記サイリスタ
Ｔｈ５、Ｔｈ６とリアクターＬ３、コンデンサＣ１を介
して帰還させることにより、出力電圧Ｖｏの実効値を一
定となるように制御する。上述した作用に対する参考と
して、図９に実験によって得られた波形を図示した。
合には、上記極性検出器１は端子ａを介してハイレベル
の論理を上記ＡＮＤゲートＡ１に印加して、サイリスタ
Ｔｈ５にパルスＰ１１のような駆動信号を印加する。従
って、上記負荷の変動による無効電力を上記サイリスタ
Ｔｈ５、Ｔｈ６とリアクターＬ３、コンデンサＣ１を介
して帰還させることにより、出力電圧Ｖｏの実効値を一
定となるように制御する。上述した作用に対する参考と
して、図９に実験によって得られた波形を図示した。
【００４１】図９（Ａ）は最低負荷状態の出力電圧波形
であり、同図（Ｂ）は約１／２負荷状態であり、同図
（Ｃ）は最大負荷状態の出力電圧波形である。
であり、同図（Ｂ）は約１／２負荷状態であり、同図
（Ｃ）は最大負荷状態の出力電圧波形である。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、負荷の変動による無効電力を比例積分回路を利用し
て検出し、無効電力の大きさによりスイッチング部を駆
動するようにしたので、出力電圧を負荷の変動に関係な
く安定した状態に維持することのできる効果があり、軽
負荷時に低域通過フィルター内部に流れる大きな循環電
流を制限することにより、インダクタ流の焼損を防止す
ることができる。
ば、負荷の変動による無効電力を比例積分回路を利用し
て検出し、無効電力の大きさによりスイッチング部を駆
動するようにしたので、出力電圧を負荷の変動に関係な
く安定した状態に維持することのできる効果があり、軽
負荷時に低域通過フィルター内部に流れる大きな循環電
流を制限することにより、インダクタ流の焼損を防止す
ることができる。
【図１】従来のインパルス還流形サイリスタインバータ
回路の回路図である。
回路の回路図である。
【図２】従来のインパルス還流形サイリスタインバータ
の駆動信号波形図である。
の駆動信号波形図である。
【図３】従来のインパルス還流形サイリスタインバータ
の出力電圧波形図である。
の出力電圧波形図である。
【図４】従来のインパルス還流形サイリスタインバータ
の無効電力増加時の電圧及び電流波形図である。
の無効電力増加時の電圧及び電流波形図である。
【図５】この発明による無効電力制御方式の自動電圧制
御回路におけるスイッチング部の回路図である。
御回路におけるスイッチング部の回路図である。
【図６】この発明による無効電力制御方式の自動電圧制
御回路のブロック図である。
御回路のブロック図である。
【図７】この発明による無効電力制御方式の自動電圧制
御回路における主要部分の波形図である。
御回路における主要部分の波形図である。
【図８】この発明による無効電力制御方式の自動電圧制
御回路における信号出力部、スイッチング部のブロック
図である。
御回路における信号出力部、スイッチング部のブロック
図である。
【図９】この発明による無効電力制御方式の自動電圧制
御回路における出力電圧波形図である。
御回路における出力電圧波形図である。
１０ スイッチング部 ２０ 帰還部 ３０ 加算器 ４０ 比例積分部 ５０ 信号発生部 ６０ 第１三角波発生部 ７０ 第２三角波発生部 ８０ スイッチング信号出力部 １ 極性検出器 ２ 単安定パルス発生器 １００ 比例積分回路 ２００ 三角波出力回路 ３００ 比較回路 ４００ 無効電力制御回路 ５００ 出力回路
Claims (6)
- 【請求項１】 インバータの出力電圧をフィルターリン
グして負荷に印加する出力回路を含んで構成されるイン
バータの出力調整装置において、 出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒの差を比例積分する比例積
分回路と、 ９０°の位相差を持つ第１、第２三角波を出力する三角
波出力回路と、 上記比例積分回路の出力を上記第１、第２三角波と比較
する第１、第２比較器とからなる比較回路と、 上記第１比較器の出力により有効電力を制御して出力す
るインバータと、 上記出力回路内に構成される上記第２比較器の出力にし
たがって負荷変動による無効電力を制御する無効電力制
御回路とを有するを特徴とする無効電力制御方式の自動
電圧制御回路。 - 【請求項２】 上記比例積分回路は、 上記無効電力制御回路の出力電圧を帰還させる帰還部
と、 上記帰還部の出力電圧と基準電圧の差を求める加算器
と、 上記加算器の出力を比例積分する比例積分部とから構成
されてなることを特徴とする請求項１記載の無効電力制
御方式の自動電圧制御回路。 - 【請求項３】 上記比較回路は、 上記三角波発生回路の第１三角波と上記比例積分回路の
出力とを比較する第１比較器と、 上記三角波発生回路の第２三角波と上記比例積分回路の
出力とを比較する第２比較器とから構成されてなること
を特徴とする請求項１記載の無効電力制御方式の自動電
圧制御回路。 - 【請求項４】 上記無効電力制御回路は、 上記第２比較器の出力及び上記出力電圧の極性により第
１、第２スイッチング信号を出力するスイッチング信号
出力部と、 上記スイッチング信号により駆動されて出力電圧Ｖｏを
制御するスイッチング部とから構成されてなることを特
徴とする請求項１記載の無効電力制御方式の自動電圧制
御回路。 - 【請求項５】 上記スイッチング信号出力部は、 上記出力電圧Ｖｏの極性を検出する極性検出器と、 上記第１比較器の出力により所定パルス幅を持つパルス
を出力する単安定パルス発生器と、 上記極性検出器及び単安定パルス発生器の出力を入力と
する第１、第２ＡＮＤゲートとから構成されてなること
を特徴とする請求項４記載の無効電力制御方式の自動電
圧制御回路。 - 【請求項６】 上記スイッチング部は、 上記第１、第２ＡＮＤゲートの出力により駆動されて上
記インバータから上記負荷に印加される出力電圧を制御
する第１、第２サイリスタとから構成されてなることを
特徴とする請求項４記載の無効電力制御方式の自動電圧
制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019910011258A KR940002742B1 (ko) | 1991-07-03 | 1991-07-03 | 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로 |
| KR1991-11258 | 1991-07-03 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05189069A true JPH05189069A (ja) | 1993-07-30 |
Family
ID=19316711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4159289A Pending JPH05189069A (ja) | 1991-07-03 | 1992-06-18 | 無効電力制御方式の自動電圧制御回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5349283A (ja) |
| JP (1) | JPH05189069A (ja) |
| KR (1) | KR940002742B1 (ja) |
| DE (1) | DE4221910B4 (ja) |
| GB (1) | GB2258060B (ja) |
| TW (1) | TW197538B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5610501A (en) * | 1995-02-01 | 1997-03-11 | Westinghouse Electric Corporation | Dynamic power and voltage regulator for an ac transmission line |
| SE526001C2 (sv) * | 2003-09-26 | 2005-06-14 | Abb Research Ltd | System för överföring av elektrisk kraft |
| CN103149847B (zh) * | 2013-01-25 | 2015-09-02 | 四川电力科学研究院 | 一种基于rtds的无功电压控制效率检测方法 |
| US20200197232A1 (en) | 2017-06-19 | 2020-06-25 | Daio Paper Corporation | Absorbent article |
| CN113937780A (zh) * | 2021-12-15 | 2022-01-14 | 建投遵化热电有限责任公司 | 厂外输煤电气系统电压调节方法 |
Citations (1)
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Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| BE756428A (fr) * | 1969-09-24 | 1971-03-01 | Western Electric Co | Convertisseur continu-continu avec regulation de tension a noyau a saturation simulee commandee |
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