JPH05176547A - マイクロコンピュータ - Google Patents
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- JPH05176547A JPH05176547A JP3343410A JP34341091A JPH05176547A JP H05176547 A JPH05176547 A JP H05176547A JP 3343410 A JP3343410 A JP 3343410A JP 34341091 A JP34341091 A JP 34341091A JP H05176547 A JPH05176547 A JP H05176547A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 8
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
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- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
- G06F1/02—Digital function generators
- G06F1/025—Digital function generators for functions having two-valued amplitude, e.g. Walsh functions
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータ素子を駆動する為のＰＷＭ信号生
成において、ソフトウェア処理時間を最小限に抑えるこ
とにより、高速動作するインバータ素子の制御を可能と
する。 【構成】 タイマ１１はＰＷＭ信号の搬送波を規定する
波形と同様に変化する値を出力する。レジスタ１２はタ
イマ１１の周期を制御する。２段構成のバッファレジス
タ２１と比較レジスタ２２とは、ＰＷＭ信号のパルス幅
を決定する。Ｔ−Ｆ／Ｆ２７は比較レジスタ２２からの
一致検出信号に同期してパルスを形成する。タイマ２４
はインバータ素子を駆動する場合に必要なデットタイム
を発生する。リロード・レジスタ１３はデットタイム幅
を設定する。このような構成により、インバータ素子駆
動用のＰＷＭ信号を発生する。
成において、ソフトウェア処理時間を最小限に抑えるこ
とにより、高速動作するインバータ素子の制御を可能と
する。 【構成】 タイマ１１はＰＷＭ信号の搬送波を規定する
波形と同様に変化する値を出力する。レジスタ１２はタ
イマ１１の周期を制御する。２段構成のバッファレジス
タ２１と比較レジスタ２２とは、ＰＷＭ信号のパルス幅
を決定する。Ｔ−Ｆ／Ｆ２７は比較レジスタ２２からの
一致検出信号に同期してパルスを形成する。タイマ２４
はインバータ素子を駆動する場合に必要なデットタイム
を発生する。リロード・レジスタ１３はデットタイム幅
を設定する。このような構成により、インバータ素子駆
動用のＰＷＭ信号を発生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロコンピュータ
に関し、特に、被制御部としてインバータ素子を駆動す
るためのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するＰＷＭ
信号生成回路に関する。
に関し、特に、被制御部としてインバータ素子を駆動す
るためのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するＰＷＭ
信号生成回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】３相モータなどをインバータ素子で駆動
する場合、インバータ素子はＰＷＭ信号によって制御さ
れる。ＰＷＭ制御とは、搬送波と呼ばれるパルス周期の
基本波と搬送波内のデューティー（アクティブレベル）
幅を変化させることによって、インバータ素子を制御す
る方法である。また、周知のように、インバータ素子
は、２つのトランジスタが電源と接地（ＧＮＤ）間に直
列接続されており、それぞれのトランジスタが相補的に
オンするように構成されている。しかし、実際には、ゲ
ート入力信号の遅れや、トランジスタのオン／オフ特性
のばらつきなどにより両トランジスタが同時にオンして
過大電流が流れ、トランジスタが破壊されることがあ
る。
する場合、インバータ素子はＰＷＭ信号によって制御さ
れる。ＰＷＭ制御とは、搬送波と呼ばれるパルス周期の
基本波と搬送波内のデューティー（アクティブレベル）
幅を変化させることによって、インバータ素子を制御す
る方法である。また、周知のように、インバータ素子
は、２つのトランジスタが電源と接地（ＧＮＤ）間に直
列接続されており、それぞれのトランジスタが相補的に
オンするように構成されている。しかし、実際には、ゲ
ート入力信号の遅れや、トランジスタのオン／オフ特性
のばらつきなどにより両トランジスタが同時にオンして
過大電流が流れ、トランジスタが破壊されることがあ
る。
【０００３】これを防ぐ為、インバータ素子のゲート入
力信号には、両トランジスタがオフする期間を確保する
のが一般的である。この期間はデッドタイムと呼ばれ
る。
力信号には、両トランジスタがオフする期間を確保する
のが一般的である。この期間はデッドタイムと呼ばれ
る。
【０００４】以下、図５および図６を参照して、従来の
ＰＷＭ信号の生成を行うマイクロコンピュータの構成と
動作について簡単に説明する。
ＰＷＭ信号の生成を行うマイクロコンピュータの構成と
動作について簡単に説明する。
【０００５】図５は従来のマイクロコンピュータの構成
を示すブロック図である。従来のマイクロコンピュータ
は、タイマ１０１と比較レジスタ１０２とを含む。タイ
マ１０１は搬送波の周期及びＰＷＭ波形のセット、リセ
ット・タイミングのカウント用である。比較レジスタ１
０２は搬送波の周期（搬送周波数）を設定するレジスタ
である。比較レジスタ１０２はこれに設定された比較値
とタイマ１０１の値との比較動作を行い、これら値の一
致を検出すると周期割り込み信号１０３を発生する。
を示すブロック図である。従来のマイクロコンピュータ
は、タイマ１０１と比較レジスタ１０２とを含む。タイ
マ１０１は搬送波の周期及びＰＷＭ波形のセット、リセ
ット・タイミングのカウント用である。比較レジスタ１
０２は搬送波の周期（搬送周波数）を設定するレジスタ
である。比較レジスタ１０２はこれに設定された比較値
とタイマ１０１の値との比較動作を行い、これら値の一
致を検出すると周期割り込み信号１０３を発生する。
【０００６】マイクロコンピュータは、更に、互いに同
じ構成の３つの制御ブロック１１０、１２０および１３
０を有する。制御ブロック１１０は、４つの比較レジス
タ１１１、１１２、１１３、１１４と、２つのリセット
・セット−フリップ・フロップ（以下、ＲＳ−Ｆ／Ｆと
略称する）１１５および１１６と、から構成されてい
る。
じ構成の３つの制御ブロック１１０、１２０および１３
０を有する。制御ブロック１１０は、４つの比較レジス
タ１１１、１１２、１１３、１１４と、２つのリセット
・セット−フリップ・フロップ（以下、ＲＳ−Ｆ／Ｆと
略称する）１１５および１１６と、から構成されてい
る。
【０００７】周知のように３相モータは、通常、Ｕ相、
Ｖ相、およびＷ相と呼ばれる３つの相を持っている。こ
れら３つの相をインバータ素子で駆動する場合、マイク
ロコンピュータでは、Ｕ相はＵとＵバー（Ｕの上にバー
が付されている）、Ｖ相はＶとＶバー（Ｖの上にバーが
付されている）、Ｗ相はＷとＷバー（Ｗの上にバーが付
されている）のそれぞれの制御信号を出力する。ここで
は、制御ブロック１１０はＵ相を、制御ブロック１２０
はＶ相を、制御ブロック１３０はＷ相を制御することに
よって３相モータを制御することが出来る。
Ｖ相、およびＷ相と呼ばれる３つの相を持っている。こ
れら３つの相をインバータ素子で駆動する場合、マイク
ロコンピュータでは、Ｕ相はＵとＵバー（Ｕの上にバー
が付されている）、Ｖ相はＶとＶバー（Ｖの上にバーが
付されている）、Ｗ相はＷとＷバー（Ｗの上にバーが付
されている）のそれぞれの制御信号を出力する。ここで
は、制御ブロック１１０はＵ相を、制御ブロック１２０
はＶ相を、制御ブロック１３０はＷ相を制御することに
よって３相モータを制御することが出来る。
【０００８】次に、図６のタイミング図を参照して、図
５のマイクロコンピュータの動作について説明する。
５のマイクロコンピュータの動作について説明する。
【０００９】タイマ１０１はフリーランニング・カウン
タとして動作する。タイマ１０１に接続されている比較
レジスタ１０２は、比較レジスタ１０２に設定されてい
る比較値とタイマ１０１の値とを比較する比較動作を行
う。ここではまず、比較レジスタ１０２に比較値として
ａ値が設定されている。タイマ１０１の値がａ値となっ
たら、比較レジスタ１０２はこれら値の一致を検出して
割り込み信号１０３を発生する。この割り込み信号１０
３によってソフトウェア処理に入り、次の周期幅を規定
するｂ値を比較レジスタ１０２に比較値として設定す
る。
タとして動作する。タイマ１０１に接続されている比較
レジスタ１０２は、比較レジスタ１０２に設定されてい
る比較値とタイマ１０１の値とを比較する比較動作を行
う。ここではまず、比較レジスタ１０２に比較値として
ａ値が設定されている。タイマ１０１の値がａ値となっ
たら、比較レジスタ１０２はこれら値の一致を検出して
割り込み信号１０３を発生する。この割り込み信号１０
３によってソフトウェア処理に入り、次の周期幅を規定
するｂ値を比較レジスタ１０２に比較値として設定す
る。
【００１０】比較レジスタ１１４にはｃ１値が、比較レ
ジスタ１１１にはｄ１値がそれぞれ比較値として設定さ
れており、タイマ１０１の値がそれぞれｃ１値およびｄ
１値と一致すると、制御信号Ｕバーはセット、制御信号
Ｕはリセットされる。また、比較レジスタ１１１は、ｄ
１値とタイマ１０１の値との一致を検出すると、割り込
み信号１１７を発生する。この割り込み信号１１７に応
答して、ソフトウェア処理によって次のＰＷＭ周期で使
われるタイミングを決定するために、比較レジスタ１１
４にはｃ２値が、比較レジスタ１１１にはｄ２値がそれ
ぞれ比較値として設定される。
ジスタ１１１にはｄ１値がそれぞれ比較値として設定さ
れており、タイマ１０１の値がそれぞれｃ１値およびｄ
１値と一致すると、制御信号Ｕバーはセット、制御信号
Ｕはリセットされる。また、比較レジスタ１１１は、ｄ
１値とタイマ１０１の値との一致を検出すると、割り込
み信号１１７を発生する。この割り込み信号１１７に応
答して、ソフトウェア処理によって次のＰＷＭ周期で使
われるタイミングを決定するために、比較レジスタ１１
４にはｃ２値が、比較レジスタ１１１にはｄ２値がそれ
ぞれ比較値として設定される。
【００１１】次に、比較レジスタ１１２にはｅ１値が、
比較レジスタ１１３にはｆ１値がそれぞれ比較値として
設定されており、タイマ１０１の値がそれぞれｅ１値お
よびｆ１値と一致すると、制御信号Ｕはセット、制御信
号Ｕバーはリセットされる。また、比較レジスタ１１３
は、ｆ１値とタイマ１０１の値との一致を検出すると、
割り込み信号１１８を発生する。この割り込み信号１１
８に応答して、ソフトウェア処理によって次のＰＷＭ周
期で使われるタイミングを決定するために、比較レジス
タ１１２にはｅ２値が、比較レジスタ１１３にはｆ２値
がそれぞれ比較値として設定される。
比較レジスタ１１３にはｆ１値がそれぞれ比較値として
設定されており、タイマ１０１の値がそれぞれｅ１値お
よびｆ１値と一致すると、制御信号Ｕはセット、制御信
号Ｕバーはリセットされる。また、比較レジスタ１１３
は、ｆ１値とタイマ１０１の値との一致を検出すると、
割り込み信号１１８を発生する。この割り込み信号１１
８に応答して、ソフトウェア処理によって次のＰＷＭ周
期で使われるタイミングを決定するために、比較レジス
タ１１２にはｅ２値が、比較レジスタ１１３にはｆ２値
がそれぞれ比較値として設定される。
【００１２】以上の動作を繰り返すことによって、従来
のマイクロコンピュータはＰＷＭ信号を発生している。
また、ここではＵ相についてのみ説明したが、Ｖ相、Ｗ
相についても同様の動作が行われる。すなわち、Ｖ相は
割り込み信号１２７、１２８で、Ｗ相は割り込み信号１
３７、１３８によってそれぞれ対応する比較レジスタに
比較値を設定する。
のマイクロコンピュータはＰＷＭ信号を発生している。
また、ここではＵ相についてのみ説明したが、Ｖ相、Ｗ
相についても同様の動作が行われる。すなわち、Ｖ相は
割り込み信号１２７、１２８で、Ｗ相は割り込み信号１
３７、１３８によってそれぞれ対応する比較レジスタに
比較値を設定する。
【００１３】このように、従来のマイクロコンピュータ
では、搬送波の周期設定、各出力のＰＷＭ信号のセッ
ト、リセット・タイミング設定、インバータ素子の駆動
に必要な制御信号ＵとＵバー、ＶとＶバー、ＷとＷバー
のアクティブレベル（ここではロウレベル）が重ならな
い時間（デッドタイム）の設定を、全て割り込みによる
ソフトウェア処理で各比較レジスタに比較値を設定する
ことによって行っている。また、比較値を設定する比較
レジスタの数は、図５からもわかるように、３相モータ
制御の場合、１３個である。そして、ＰＷＭ１周期に発
生する割り込み回数（割り込み信号の数）は１０３、１
１７、１１８、１２７、１２８、１３７、１３８と７回
も発生することがわかる。
では、搬送波の周期設定、各出力のＰＷＭ信号のセッ
ト、リセット・タイミング設定、インバータ素子の駆動
に必要な制御信号ＵとＵバー、ＶとＶバー、ＷとＷバー
のアクティブレベル（ここではロウレベル）が重ならな
い時間（デッドタイム）の設定を、全て割り込みによる
ソフトウェア処理で各比較レジスタに比較値を設定する
ことによって行っている。また、比較値を設定する比較
レジスタの数は、図５からもわかるように、３相モータ
制御の場合、１３個である。そして、ＰＷＭ１周期に発
生する割り込み回数（割り込み信号の数）は１０３、１
１７、１１８、１２７、１２８、１３７、１３８と７回
も発生することがわかる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のＰＷＭ制御によるインバータ駆動用マイクロコンピュ
ータでは、搬送波の周期設定、ＰＷＭ信号のデッドタイ
ムを含めたセット、リセット・タイミング設定を随時Ｃ
ＰＵに割り込みをかけてソフトウェアにより演算処理に
よって設定している為、割り込み回数が増加し、ソフト
ウェア処理時間が増大するという問題がある。この結
果、従来のＰＷＭ制御によるインバータ駆動用マイクロ
コンピュータでは、搬送周波数が１５〜２０ｋＨｚの高
速モータ制御を行うことは不可能であった。
のＰＷＭ制御によるインバータ駆動用マイクロコンピュ
ータでは、搬送波の周期設定、ＰＷＭ信号のデッドタイ
ムを含めたセット、リセット・タイミング設定を随時Ｃ
ＰＵに割り込みをかけてソフトウェアにより演算処理に
よって設定している為、割り込み回数が増加し、ソフト
ウェア処理時間が増大するという問題がある。この結
果、従来のＰＷＭ制御によるインバータ駆動用マイクロ
コンピュータでは、搬送周波数が１５〜２０ｋＨｚの高
速モータ制御を行うことは不可能であった。
【００１５】したがって、本発明の目的は、割り込み回
数、ソフトウェア処理時間を最小限に抑えることができ
るＰＷＭ制御によるインバータ駆動用マイクロコンピュ
ータを提供することにある。
数、ソフトウェア処理時間を最小限に抑えることができ
るＰＷＭ制御によるインバータ駆動用マイクロコンピュ
ータを提供することにある。
【００１６】本発明の別の目的は、３相モータなどを高
速回転制御することが可能なＰＷＭ制御によるインバー
タ駆動用マイクロコンピュータを提供することにある。
速回転制御することが可能なＰＷＭ制御によるインバー
タ駆動用マイクロコンピュータを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明に係るマイクロコ
ンピュータは、同一半導体基板上に、搬送波によって規
定される複数のパルス幅変調信号を発生する信号発生回
路を有し、複数のパルス幅変調信号に基づいて被制御部
を制御するためのものである。
ンピュータは、同一半導体基板上に、搬送波によって規
定される複数のパルス幅変調信号を発生する信号発生回
路を有し、複数のパルス幅変調信号に基づいて被制御部
を制御するためのものである。
【００１８】本発明によれば、上記信号発生回路は、搬
送波を規定する波形と同様に変化する値を出力する搬送
波規定タイマと、この搬送波規定タイマの周期を制御す
る制御レジスタと、カウント値を保持するリロード・レ
ジスタと、搬送波規定タイマの値とリロード・レジスタ
に保持されたカウント値とに基づいて、複数のパルス幅
変調信号を発生する複数の制御ブロックと、を備えい
る。そして、複数の制御ブロックの各々は、搬送波規定
タイマの値と比較値とを常に比較し、搬送波規定タイマ
の値と比較値との一致を検出すると一致検出信号を出力
する比較レジスタと、一致検出信号によってセット、リ
セットされる論理回路と、比較レジスタへ所定のタイミ
ングで比較値を転送する転送レジスタと、論理回路のセ
ット、リセットに同期してリロード・レジスタに保持さ
れたカウント値が設定され、動作するワンショット・タ
イマと、ワンショット・タイマの出力信号と論理回路の
出力信号とによりパルス幅変調信号を生成する手段と、
を有する。
送波を規定する波形と同様に変化する値を出力する搬送
波規定タイマと、この搬送波規定タイマの周期を制御す
る制御レジスタと、カウント値を保持するリロード・レ
ジスタと、搬送波規定タイマの値とリロード・レジスタ
に保持されたカウント値とに基づいて、複数のパルス幅
変調信号を発生する複数の制御ブロックと、を備えい
る。そして、複数の制御ブロックの各々は、搬送波規定
タイマの値と比較値とを常に比較し、搬送波規定タイマ
の値と比較値との一致を検出すると一致検出信号を出力
する比較レジスタと、一致検出信号によってセット、リ
セットされる論理回路と、比較レジスタへ所定のタイミ
ングで比較値を転送する転送レジスタと、論理回路のセ
ット、リセットに同期してリロード・レジスタに保持さ
れたカウント値が設定され、動作するワンショット・タ
イマと、ワンショット・タイマの出力信号と論理回路の
出力信号とによりパルス幅変調信号を生成する手段と、
を有する。
【００１９】本発明の第１の態様によるマイクロコンピ
ュータでは、上記搬送波は鋸波変調の搬送波であり、搬
送波規定タイマは搬送波を規定する鋸波と同様に変化す
る値を出力するアップタイマであり、論理回路がリセッ
ト・セット−フリップフロップである。
ュータでは、上記搬送波は鋸波変調の搬送波であり、搬
送波規定タイマは搬送波を規定する鋸波と同様に変化す
る値を出力するアップタイマであり、論理回路がリセッ
ト・セット−フリップフロップである。
【００２０】本発明の第２の態様によるマイクロコンピ
ュータでは、上記搬送波は三角波変調の搬送波であり、
搬送波規定タイマは搬送波を規定する三角波と同様に変
化する値を出力するアップダウンタイマであり、論理回
路がトグル・フリップフロップである。
ュータでは、上記搬送波は三角波変調の搬送波であり、
搬送波規定タイマは搬送波を規定する三角波と同様に変
化する値を出力するアップダウンタイマであり、論理回
路がトグル・フリップフロップである。
【００２１】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００２２】図１を参照すると、本発明の第１の実施例
によるマイクロコンピュータは、搬送波を規定する波形
と同様に変化する値を出力するタイマ１１と、タイマ１
１の周期を制御する比較レジスタ（制御レジスタ）１２
と、後述するデットタイムタイマのカウント値を保持す
るリロード・レジスタ１３とを含む。
によるマイクロコンピュータは、搬送波を規定する波形
と同様に変化する値を出力するタイマ１１と、タイマ１
１の周期を制御する比較レジスタ（制御レジスタ）１２
と、後述するデットタイムタイマのカウント値を保持す
るリロード・レジスタ１３とを含む。
【００２３】また、マイクロコンピュータは、３相モー
タのＵ相を制御するＵ相制御ブロック２０−１と、Ｖ相
を制御するＶ相制御ブロック３０−１と、Ｗ相を制御す
るＷ相制御ブロック４０−１とを有する。
タのＵ相を制御するＵ相制御ブロック２０−１と、Ｖ相
を制御するＶ相制御ブロック３０−１と、Ｗ相を制御す
るＷ相制御ブロック４０−１とを有する。
【００２４】Ｕ相制御ブロック２０−１はバッファレジ
スタ（転送レジスタ）２１と、比較レジスタ２２と、Ｒ
Ｓ−Ｆ／Ｆ２３と、デットタイムタイマ２４と、２つの
２入力ナンドゲート２５および２６とから構成されてい
る。Ｖ相制御ブロック３０−１およびＷ相制御ブロック
４０−１も、回路構成はＵ相制御ブロック２０−１と同
様である。
スタ（転送レジスタ）２１と、比較レジスタ２２と、Ｒ
Ｓ−Ｆ／Ｆ２３と、デットタイムタイマ２４と、２つの
２入力ナンドゲート２５および２６とから構成されてい
る。Ｖ相制御ブロック３０−１およびＷ相制御ブロック
４０−１も、回路構成はＵ相制御ブロック２０−１と同
様である。
【００２５】従来例との相違点は、タイマ１１が搬送波
を規定する波形と同様に変化する値を出力する点と、デ
ットタイムタイマ２４を設けている点と、ＰＷＭタイミ
ングを生成するための回路がバッファレジスタ２１と比
較レジスタ２２の２段レジスタ構成になっている点であ
る。
を規定する波形と同様に変化する値を出力する点と、デ
ットタイムタイマ２４を設けている点と、ＰＷＭタイミ
ングを生成するための回路がバッファレジスタ２１と比
較レジスタ２２の２段レジスタ構成になっている点であ
る。
【００２６】以下、図１のマイクロコンピュータの動作
について図２を参照して説明する。
について図２を参照して説明する。
【００２７】ＰＷＭ変調方式には、搬送動作から鋸波変
調と三角波変調の２種類がある。本実施例は鋸波変調の
例である。また、図２にはＵ相についてのタイミング図
を示している。
調と三角波変調の２種類がある。本実施例は鋸波変調の
例である。また、図２にはＵ相についてのタイミング図
を示している。
【００２８】タイマ１１はその値が鋸波と同様に変化す
るアップタイマで、比較レジスタ１２でそれに設定した
ａ値とタイマ１１の値との一致が検出されたときに比較
レジスタ１２から出力される割り込み信号１４によって
クリアされる。このようにして、タイマ１１はインター
バルタイマ動作を繰り返す。
るアップタイマで、比較レジスタ１２でそれに設定した
ａ値とタイマ１１の値との一致が検出されたときに比較
レジスタ１２から出力される割り込み信号１４によって
クリアされる。このようにして、タイマ１１はインター
バルタイマ動作を繰り返す。
【００２９】従来のフリーランニングタイマ動作の場
合、周期を変えない場合でも必ず次周期をソフトウェア
処理によって設定しなくてはならなかった。これに対し
て、本実施例の構成では、周期が一定の場合、比較レジ
スタ１２に設定する比較値の値を書き替える必要はな
く、ソフトェア処理の負担が軽減される。
合、周期を変えない場合でも必ず次周期をソフトウェア
処理によって設定しなくてはならなかった。これに対し
て、本実施例の構成では、周期が一定の場合、比較レジ
スタ１２に設定する比較値の値を書き替える必要はな
く、ソフトェア処理の負担が軽減される。
【００３０】ここで、まず割り込み信号１４（タイミン
グ）が発生すると、ＲＳ−Ｆ／Ｆ２３がセットされ、
前周期で設定しておいたバッファレジスタ２１のｂ値が
比較レジスタ２２に比較値として転送され、更にソフト
ウェア処理によって次周期のＰＷＭタイミングを規定す
るｃ値をバッファレジスタ２１に設定する。
グ）が発生すると、ＲＳ−Ｆ／Ｆ２３がセットされ、
前周期で設定しておいたバッファレジスタ２１のｂ値が
比較レジスタ２２に比較値として転送され、更にソフト
ウェア処理によって次周期のＰＷＭタイミングを規定す
るｃ値をバッファレジスタ２１に設定する。
【００３１】タイマ１１はアップカウントを続け、タイ
マ１１の値がｂ値までカウントした時点で比較レジスタ
２２で一致が検出され、この一致検出信号によってＲＳ
−Ｆ／Ｆ２３はリセットされる。タイマ１１は更にアッ
プカウントを続け、タイマ１１の値がａ値までカウント
した時点で比較レジスタ１２で一致が検出され、タイマ
１１はクリアされる。
マ１１の値がｂ値までカウントした時点で比較レジスタ
２２で一致が検出され、この一致検出信号によってＲＳ
−Ｆ／Ｆ２３はリセットされる。タイマ１１は更にアッ
プカウントを続け、タイマ１１の値がａ値までカウント
した時点で比較レジスタ１２で一致が検出され、タイマ
１１はクリアされる。
【００３２】ここで、また割り込み信号１４（タイミン
グ）が発生し、ＲＳ−Ｆ／Ｆ２３をセットし、バッフ
ァレジスタ２１のｃ値を比較値として比較レジスタ２２
に転送し、ソフトウェア処理によって次周期のＰＷＭタ
イミングを規定する値をバッファレジスタ２１に設定す
る。
グ）が発生し、ＲＳ−Ｆ／Ｆ２３をセットし、バッフ
ァレジスタ２１のｃ値を比較値として比較レジスタ２２
に転送し、ソフトウェア処理によって次周期のＰＷＭタ
イミングを規定する値をバッファレジスタ２１に設定す
る。
【００３３】以上の動作を繰り返すことによってＰＷＭ
信号が生成される。
信号が生成される。
【００３４】このように、ＰＷＭタイミングを生成する
回路を、バッファレジスタ２１と比較レジスタ２２の２
段構成とすることで、１周期前に設定した値が現周期で
使われる。この為、前の１周期間内にＰＷＭタイミング
値を設定出来ればよく、ソフトウェア処理時間に十分な
余裕が得られることになる。
回路を、バッファレジスタ２１と比較レジスタ２２の２
段構成とすることで、１周期前に設定した値が現周期で
使われる。この為、前の１周期間内にＰＷＭタイミング
値を設定出来ればよく、ソフトウェア処理時間に十分な
余裕が得られることになる。
【００３５】次に、タイマ２４の動作について説明す
る。図２に示されるように、タイマ２４はデットタイム
タイマとして動作する。
る。図２に示されるように、タイマ２４はデットタイム
タイマとして動作する。
【００３６】まず、デットタイム値（ｄ値）をリロード
・レジスタ１３に保持しておく。ＲＳ−Ｆ／Ｆ２３（Ｑ
出力）のセット、リセット・タイミングをトリガとし
て、リロードレジスタ１３に保持されたｄ値がタイマ２
４にセットされ、タイマ２４はダウンカウントを開始す
る。すなわち、タイマ２４はワンショットのダウンタイ
マとして動作し、カウント期間中だけロウレベルの信号
を出力する。
・レジスタ１３に保持しておく。ＲＳ−Ｆ／Ｆ２３（Ｑ
出力）のセット、リセット・タイミングをトリガとし
て、リロードレジスタ１３に保持されたｄ値がタイマ２
４にセットされ、タイマ２４はダウンカウントを開始す
る。すなわち、タイマ２４はワンショットのダウンタイ
マとして動作し、カウント期間中だけロウレベルの信号
を出力する。
【００３７】２入力ナンドゲート２５はタイマ２４の出
力とＲＳ−Ｆ／Ｆ２３のＱ出力とを入力としており、図
２に示しているＵ端子の波形を出力している。２入力ナ
ンドゲート２６はタイマ２４の出力とＲＳ−Ｆ／Ｆ２３
のＱバー（Ｑの上にバーが付されている）出力とを入力
としており、Ｕバー端子の波形を出力している。
力とＲＳ−Ｆ／Ｆ２３のＱ出力とを入力としており、図
２に示しているＵ端子の波形を出力している。２入力ナ
ンドゲート２６はタイマ２４の出力とＲＳ−Ｆ／Ｆ２３
のＱバー（Ｑの上にバーが付されている）出力とを入力
としており、Ｕバー端子の波形を出力している。
【００３８】このように、デットタイムタイマ２４によ
って、アクティブレベル（ここでは、オウレベル）が重
ならないデットタイムをとった波形がハードウェアによ
って自動的に出力される。
って、アクティブレベル（ここでは、オウレベル）が重
ならないデットタイムをとった波形がハードウェアによ
って自動的に出力される。
【００３９】以上、Ｕ相について説明してきたが、Ｖ
相、Ｗ相も全く同様に動作する。
相、Ｗ相も全く同様に動作する。
【００４０】このような回路構成にすることによって、
設定レジスタ数が１相に１個（３相で３個）しか必要と
せず、割り込み回数も搬送周波数の１周期に１回（割り
込み信号１４）しか発生しない。この為、従来に比べて
大幅にソフトウェア負担を軽減することが出来る。
設定レジスタ数が１相に１個（３相で３個）しか必要と
せず、割り込み回数も搬送周波数の１周期に１回（割り
込み信号１４）しか発生しない。この為、従来に比べて
大幅にソフトウェア負担を軽減することが出来る。
【００４１】また、インバータ素子駆動に必要なデット
タイムの確保については、専用のデットタイムタイマを
設けることにより、ソフトウェアによるタイミングの設
定は不要となる。この結果、インバータ素子を用いた高
速モータ制御を効率よく行うことが可能となる。
タイムの確保については、専用のデットタイムタイマを
設けることにより、ソフトウェアによるタイミングの設
定は不要となる。この結果、インバータ素子を用いた高
速モータ制御を効率よく行うことが可能となる。
【００４２】図３を参照すると、本発明の第２の実施例
によるマイクロコンピュータは、タイマ１１をアップダ
ウンタイマとして動作させ、搬送波として三角波変調を
用いていることと、それに伴いＲＳ−Ｆ／Ｆ２３の代わ
りにトグル・フリップフロップ（以下、Ｔ−Ｆ／Ｆと略
称する）２７を使用している点を除いては、図１に示し
た第１の実施例のものと回路構成上は同様である。した
がって、同一の機能を有するものには同一の参照符号を
付して、それらの説明については省略する。
によるマイクロコンピュータは、タイマ１１をアップダ
ウンタイマとして動作させ、搬送波として三角波変調を
用いていることと、それに伴いＲＳ−Ｆ／Ｆ２３の代わ
りにトグル・フリップフロップ（以下、Ｔ−Ｆ／Ｆと略
称する）２７を使用している点を除いては、図１に示し
た第１の実施例のものと回路構成上は同様である。した
がって、同一の機能を有するものには同一の参照符号を
付して、それらの説明については省略する。
【００４３】次に、図３のマイクロコンピュータの動作
について図４を参照して説明する。
について図４を参照して説明する。
【００４４】割り込み信号１５はタイマ１１の値が
“０”になった時に発生する。まず、割り込みタイミン
グで、前周期で設定しておいたバッファレジスタ２１
のｂ値が比較レジスタ２２に比較値として転送され、更
に、ソフトウェア処理によって次周期のＰＷＭタイミン
グを規定するｃ値をバッファレジスタ２１に設定する。
“０”になった時に発生する。まず、割り込みタイミン
グで、前周期で設定しておいたバッファレジスタ２１
のｂ値が比較レジスタ２２に比較値として転送され、更
に、ソフトウェア処理によって次周期のＰＷＭタイミン
グを規定するｃ値をバッファレジスタ２１に設定する。
【００４５】タイマ１１はアップカウント動作を行い、
その値がｂ値になったところで比較レジスタ２２で一致
が検出され、一致検出信号でＴ−Ｆ／Ｆ２７をセットす
る。更に、タイマ１１はアップカウントを続け、ａ値ま
でカウントしたところで比較レジスタ１２で一致が検出
され、この一致検出信号でタイマ１１をアップカウント
動作からダウンカウント動作に切り換える。
その値がｂ値になったところで比較レジスタ２２で一致
が検出され、一致検出信号でＴ−Ｆ／Ｆ２７をセットす
る。更に、タイマ１１はアップカウントを続け、ａ値ま
でカウントしたところで比較レジスタ１２で一致が検出
され、この一致検出信号でタイマ１１をアップカウント
動作からダウンカウント動作に切り換える。
【００４６】次に、タイマ１１はダウンカウント動作を
行い、ｂ値までカウントしたところで比較レジスタ２２
で一致が検出され、この一致検出信号でＴ−Ｆ／Ｆ２７
をリセットする。タイマ１１はダウンカウントを続け、
その値が“０”になった時点で周期割り込み信号１５を
発生する（タイミング）。この周期割り込み信号１５
に応答して、ソフトウェア処理によりバッファレジスタ
２１に設定されていたｃ値が比較レジスタ２２に比較値
として転送され、次周期のＰＷＭタイミングを規定する
値をバッファレジスタ２１に設定する。
行い、ｂ値までカウントしたところで比較レジスタ２２
で一致が検出され、この一致検出信号でＴ−Ｆ／Ｆ２７
をリセットする。タイマ１１はダウンカウントを続け、
その値が“０”になった時点で周期割り込み信号１５を
発生する（タイミング）。この周期割り込み信号１５
に応答して、ソフトウェア処理によりバッファレジスタ
２１に設定されていたｃ値が比較レジスタ２２に比較値
として転送され、次周期のＰＷＭタイミングを規定する
値をバッファレジスタ２１に設定する。
【００４７】以上の動作を繰り返すことによって、ＰＷ
Ｍ信号を生成することが出来る。
Ｍ信号を生成することが出来る。
【００４８】ここで、従来の三角波変調では、フリップ
フロップのセット、リセット・タイミングを別々に設定
していた。これに対して、上述した第２の実施例では、
三角波の頂点に対して左右対称となるように、セット、
リセット・タイミングを同一としている。これにより、
上述した第１の実施例における鋸波変調の場合と同様
に、１周期に１回の割り込みでＰＷＭタイミングを設定
することを可能としている。したがって、レジスタの設
定回数及び割り込み回数は、上記第１の実施例の鋸波変
調と全く同じである。また、デットタイムタイマ２４の
動作及びＵ端子、Ｕバー端子の出力についても、第１の
実施例と同様であるので、それらの説明については省略
する。
フロップのセット、リセット・タイミングを別々に設定
していた。これに対して、上述した第２の実施例では、
三角波の頂点に対して左右対称となるように、セット、
リセット・タイミングを同一としている。これにより、
上述した第１の実施例における鋸波変調の場合と同様
に、１周期に１回の割り込みでＰＷＭタイミングを設定
することを可能としている。したがって、レジスタの設
定回数及び割り込み回数は、上記第１の実施例の鋸波変
調と全く同じである。また、デットタイムタイマ２４の
動作及びＵ端子、Ｕバー端子の出力についても、第１の
実施例と同様であるので、それらの説明については省略
する。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、ＰＷＭ信
号の生成において、鋸波変調、三角波変調を問わず、割
り込み処理回数、ソフトウェア処理時間を最小限に抑
え、更に、インバータ素子駆動に必要なデットタイムを
ハードウェアで生成することにより、従来に比べてソフ
トウェア負担を低減することができ、インバータ素子を
使って３相モータなどを高速回転制御することが可能で
ある。
号の生成において、鋸波変調、三角波変調を問わず、割
り込み処理回数、ソフトウェア処理時間を最小限に抑
え、更に、インバータ素子駆動に必要なデットタイムを
ハードウェアで生成することにより、従来に比べてソフ
トウェア負担を低減することができ、インバータ素子を
使って３相モータなどを高速回転制御することが可能で
ある。
【図１】本発明の第１の実施例によるマイクロコンピュ
ータの構成を示すブロック図である。
ータの構成を示すブロック図である。
【図２】図１のマイクロコンピュータの動作を説明する
ためのタイミング図である。
ためのタイミング図である。
【図３】本発明の第２の実施例によるマイクロコンピュ
ータの構成を示すブロック図である。
ータの構成を示すブロック図である。
【図４】図３のマイクロコンピュータの動作を説明する
ためのタイミング図である。
ためのタイミング図である。
【図５】従来のマイクロコンピュータの構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】図５のマイクロコンピュータの動作を説明する
ためのタイミング図である。
ためのタイミング図である。
１１ タイマ １２ 比較レジスタ（制御レジスタ） １３ リロード・レジスタ １４、１５ 割り込み信号 ２０−１、２０−２ Ｕ相制御ブロック ３０−１、３０−２ Ｖ相制御ブロック ４０−１、４０−２ Ｖ相制御ブロック ２１ バッファレジスタ（転送レジスタ） ２２ 比較レジスタ ２３ ＲＳ−Ｆ／Ｆ ２４ デットタイムタイマ ２５、２６ ２入力ナンドゲート ２７ Ｔ−Ｆ／Ｆ
Claims (3)
- 【請求項１】 同一半導体基板上に、搬送波によって規
定される複数のパルス幅変調信号を発生する信号発生回
路を有し、該パルス幅変調信号に基づいて被制御部を制
御するマイクロコンピュータに於いて、前記信号発生回
路は、 前記搬送波を規定する波形と同様に変化する値を出力す
る搬送波規定タイマと、 該搬送波規定タイマの周期を制御する制御レジスタと、 カウント値を保持するリロード・レジスタと、 前記搬送波規定タイマの値と前記リロード・レジスタに
保持された前記カウント値とに基づいて、前記複数のパ
ルス幅変調信号を発生する複数の制御ブロックと、を備
え、 前記複数の制御ブロックの各々は、 前記搬送波規定タイマの値と比較値とを常に比較し、前
記搬送波規定タイマの値と前記比較値との一致を検出す
ると一致検出信号を出力する比較レジスタと、 前記一致検出信号によってセット、リセットされる論理
回路と、 前記比較レジスタへ所定のタイミングで前記比較値を転
送する転送レジスタと、 前記論理回路のセット、リセットに同期して前記リロー
ド・レジスタに保持された前記カウント値が設定され、
動作するワンショット・タイマと、 前記ワンショット・タイマの出力信号と前記論理回路の
出力信号とにより前記パルス幅変調信号を生成する手段
と、を有することを特徴とするマイクロコンピュータ。 - 【請求項２】 前記搬送波は鋸波変調の搬送波であり、
前記搬送波規定タイマは前記搬送波を規定する鋸波と同
様に変化する値を出力するアップタイマであり、前記論
理回路がリセット・セット−フリップフロップである請
求項１記載のマイクロコンピュータ。 - 【請求項３】 前記搬送波は三角波変調の搬送波であ
り、前記搬送波規定タイマは前記搬送波を規定する三角
波と同様に変化する値を出力するアップダウンタイマで
あり、前記論理回路がトグル・フリップフロップである
請求項１記載のマイクロコンピュータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3343410A JP2885256B2 (ja) | 1991-12-25 | 1991-12-25 | マイクロコンピュータ |
| US07/996,900 US5298871A (en) | 1991-12-25 | 1992-12-28 | Pulse width modulation signal generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3343410A JP2885256B2 (ja) | 1991-12-25 | 1991-12-25 | マイクロコンピュータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05176547A true JPH05176547A (ja) | 1993-07-13 |
| JP2885256B2 JP2885256B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=18361300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3343410A Expired - Lifetime JP2885256B2 (ja) | 1991-12-25 | 1991-12-25 | マイクロコンピュータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5298871A (ja) |
| JP (1) | JP2885256B2 (ja) |
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| JP2912290B2 (ja) * | 1997-03-25 | 1999-06-28 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | Ｐｗｍ制御回路 |
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