JPH0516728B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、磁場を被測定流体に印加しその流量
を測定する電磁流量計に係り、特にその励磁方式
とこれに伴う信号処理方式を改良した電磁流量計
に関する。

＜従来の技術＞ 第８図はマイクロコンピユータを用いた従来の
電磁流量計の構成を示すブロツク図である。

１０は被測定流体を流す導管であり、この導管
１０とは絶縁されて流量を検出するための電極１
１ａ，１１ｂがその内面に設置されている。被測
定流体には励磁コイル１２より磁場が印加されて
おり、励磁コイル１２には励磁電源１３より基準
電圧を発生するための基準抵抗１４を介して矩形
波状の励磁電圧が印加されている。励磁電源１３
と基準抵抗１４との接続点は共通電位点COMに
接続されている。

一方、電極１１ａ，１１ｂは増幅器１５の入力
端と接続されており、その出力端はマルチプレク
サ１６を介してアナログ・デジタル変換器（Ａ／
Ｄ変換器）１７の入力端と接続されている。マル
チプレクサ１６はスイツチ１６ａ，１６ｂで構成
され、スイツチ１６ａは増幅器１５の出力端と
Ａ／Ｄ変換器１７の入力端の間に接続され、スイ
ツチ１６ｂは基準抵抗１４の一端とＡ／Ｄ変換器
１７の入力端の間に接続される。スイツチ１６
ａ，１６ｂはマイクロコンピユータ１８からのタ
イミング信号T_a，T_bによりそれぞれの開閉のタ
イミングが制御される。一方、マイクロコンピユ
ータ１８は励磁電源１３より励磁の切替えのタイ
ミングを知る同期信号S_cを受けとる。マイクロコ
ンピユータ１８はＡ／Ｄ変換器１７からのデジタ
ル信号を受けとり流量演算をしたのち、出力回路
１９を介して出力端２０に流量信号を出力する。

次に、以上の如く構成された電磁流量計の動作
について第９図を用いて説明する。

励磁電源１３から励磁コイル１２に流される矩
形波状の励磁電流によりマルチプレクサ１６のス
イツチ１６ｂには第９図イに示すような矩形状の
波形の基準電圧V_R′が印加されている。

マルチプレクサ１６のスイツチ１６ａには、流
速がゼロのときは第９図ロに示す波形の電圧が、
被測定流体が流れているときは第９図ハに示す波
形の電圧が、それぞれ増幅器１５の出力として発
生する。

増幅器１５の出力（第９図ロ，ハ）はタイミン
グ信号T_aにより、励磁期間と非励磁期間にそれ
ぞれ所定期間だけゲートされ、Ａ／Ｄ変換器１７
によりデジタル信号に変換されてマイクロコンピ
ユータ１８内に読込まれる。読込むタイミングは
それぞれ励磁電流が切替えられた後の定常状態で
ある。この様にしてマイクロコンピユータ１８に
読込まれた励磁状態と非励磁状態におけるデジタ
ル信号は、マイクロコンピユータ１８によりこれ
等の差をとる演算が実行され電極１１ａ，１１ｂ
に発生する直流雑音が除去される。

また、基準電圧V_R′（第９図イ）はタイミング
信号T_bにより所定期間だけゲートされ、Ａ／Ｄ
変換器１７によりデジタル信号に変換されてマイ
クロココンピユータ１８内に読込まれる。読込み
は励磁電流が切替えられた後の定常状態で行なわ
れる。マイクロコンピユータ１８に読込まれた励
磁状態と非励磁状態におけるデジタル信号は、マ
イクロコンピユータ１８によりこれ等の差がとら
れる。この結果は励磁電流の値に比例している。

マイクロコンピユータ１８は励磁状態と非励磁
状態に読込まれたデジタル信号の差と励磁電流に
対応するデジタル信号の差との比率を演算し出力
回路１９を介して出力端２０に出力する。この様
にして励磁電流の変動による流量出力の変動を防
いでいる。

＜発明が解決しようとする問題点＞ この従来の電磁流量計は、励磁電流が安定した
時点で流量信号をサンプリングするので励磁の切
替に伴つて生ずる微分性の雑音（第９図ロ，ハの
N₁，N₂）の影響を受けない利点がある反面、流
量信号に外部雑音が重畳されると特定のサンプリ
ングのタイミングにおいてのみデータが収集され
ることから雑音の影響が強調されることがある。
更に、流量信号が整定されるのを待つ必要がある
ので励磁周波数を低くする必要がある。この結
果、スラリ性の流体や低導電率の流体で発生する
流速と共に増加する低周波のランダムノイズ（以
下、フローノイズという）の影響を受けやすいと
いう欠点がある。

また、マイクロコンピユータ１８は励磁周波数
に同期した同期信号S_cに同期して頻繁なデータを
収集する必要があり、マイクロコンピユータ１８
の負荷が増大し他の必要なジヨブを実行すること
ができないという問題がある。

＜問題点を解決するための手段＞ この発明は、これ等の問題点を一掃するため、
第１周波数とこれより低い第２周波数の２つの異
なつた周波数を有する励磁電流を励磁コイルに流
す励磁手段と、この励磁手段により励磁され流量
に対応して発生する信号電圧を増幅する増幅手段
と、この増幅手段の出力を先の第１周波数に基づ
いて整流平滑して第１直流電圧を得る第１復調手
段と、先の増幅手段の出力を先の第２周波数に基
づいて整流平滑する第２直流電圧を得る第２復調
手段と、先の第１および第２直流電圧をマイクロ
コンピユータからのデータ収集指令に基づき第１
および第２デジタル信号として収集するデータ収
集手段と、先の第１および第２デジタル信号を先
のマイクロコンピユータにより加算的に合成して
出力する構成としたものである。

＜実施例＞ 以下、本発明の実施例について図面に基づき説
明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。

２１は電極１１ａ，１１ｂに発生した電圧を増
幅器１５で増幅した出力を整流平滑する復調回路
である。２２は復調回路２１で復調された直流の
信号電圧をデータとして収集するデータ収集回
路、２３は収集したデータをデジタル信号に変換
するアナログ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器と
いう）である。Ａ／Ｄ変換器２３でデジタル化さ
れた信号はマイクロコンピユータ２４で後述する
所定の演算がなされ、出力回路２５を介して出力
端２０に出力される。２６は励磁コイル１２を励
磁する励磁電源部、２７はタイミング制御部であ
る。

タイミング制御部２７は複数のタイミングパル
スG₁，G₂を励磁電源部２６に供給して複合励磁
の励磁タイミングを与える。

タイミング制御部２７において、２８はクロツ
ク発生器であり、２９はステツプダウンカウンタ
である。励磁コイル１２への複合励磁において、
例えば高い方の周波数として128Hz、低い方の周
波数として１Hzを採用する。この場合には、クロ
ツク発生器２８の発生周波数_cを4.096（ＫHz）と
する。これをステツプダウンカウンタ２９のクロ
ツク端子CLに印加し、ステツプダウンした出力
端Q₁，Q₂，〜Q₁₂の出力のうち出力端Q₅から128
Hzのゲート信号G_H，Q₁₂から１Hzのゲート信号G_L
を得てインバータ３０，３１を介してアンドゲー
ト３２の各入力端に印加し、その出力端にタイミ
ングパルスG₁を得ている。インバータ３０の出
力端にはゲート信号G_Hを反転したゲート信号_H
が得られる。また、出力端Q₅，Q₁₂の各出力はナ
ンドゲート３３の各入力端に入力され、その出力
端にタイミングパルスG₂を得ている。インバー
タ３１の出力端にはゲート信号G_Lを反転したゲ
ート信号_Lが得られる。なお、各論理素子は正
電源＋Ｅ，負電源−Ｅで付勢されている。

励磁電源部２６において、抵抗３４，３５，３
６はタイミングパルスG₁，G₂のオン・オフに基
づいて多重モードの励磁電流の値を設定するため
の設定部であり、抵抗３４，３５の一端に与えら
れたタイミングパルスG₁，G₂を各々抵抗３６で
電圧分割し、抵抗３６の両端に設定電圧V_Tを発
生させる。抵抗３７は励磁コイル１２の一端と直
列に接続され、ここに基準電圧V_Rを生じさせて
いる。

比較器３８は設定電圧V_Tが反転入力端に、基
準電圧V_Rが非反転入力端にそれぞれ印加され、
スイツチ回路３９を制御して設定電圧V_Tに基準
電圧V_Rを追従させる。ここで、±Ｅ＝±5.5(u)、抵
抗３４，３５の値を５（ｋ〓）、抵抗３６の値を
500（〓）に選定するとV_T＝＋0.5(V)〜０〜−0.5(V)
の３レベルの設定値をもつ。また、例えば抵抗３
７の値を１（〓）に選定すると励磁電流I_fは0.5(A)
〜−0.5(A)になる。

スイツチ回路３９はＣ−MOSトランジスタに
よりスイツチ４０，４１が形成され、その各一端
には＋Ｅ，−Ｅの電圧が印加されその各他端は励
磁コイル１２の他端に接続されている。

復調回路２１には、複数のスイツチSW₁，
SW₂，〜SW₈と、抵抗とコンデンサで構成された
複数のフイルタF₁，F₂，〜F₈が設けられている。
増幅器１５の出力端は抵抗４２を介してスイツチ
SW₁，SW₂の各一端に接続され、これ等の各他端
はフイルタF₁，F₂に接続されている。また、増
幅器１５の出力端は抵抗４３を介してスイツチ
SW₃，SW₄の各一端に接続され、これ等の各他端
はフイルタF₃，F₄に接続されている。基準電圧
V_Rは抵抗４４を介してスイツチSW₅，SW₆の各
一端に印加され、これ等の各他端はフイルタF₅，
F₆に接続されている。また、基準電圧V_Rは抵抗
４５を介してスイツチSW₇，SW₈の各一端に印加
され、これ等の各他端はフイルタF₇，F₈に接続
されている。スイツチSW₁とSW₅はゲート信号
G_Hにより、スイツチSW₂とSW₆はゲート信号_H
により、スイツチSW₃とSW₇はゲート信号G_Lに
より、スイツチSW₄とSW₈はゲート信号_Lによ
りそれぞれ開閉を制御される。

データ収集回路２２はスイツチSW₁′，SW₂′，
〜SW₈′で構成され、フイルタF₁，F₃，F₅，F₈の
出力の直流電圧はスイツチSW₁′，SW₃′，SW₅′，
SW₇′を介してＡ／Ｄ変換器２３に入力され、ま
たフイルタF₂，F₄，F₆，F₈の出力の直流電圧は
それぞれスイツチSW₂′，SW₄′，SW₆′，SW₈′を
介してＡ／Ｄ変換器２３に入力される。

次に、以上の如く構成された第１図に示す電磁
流量計の動作について第２図に示す波形図を用い
て説明する。

タイミング制御部２７ではクロツク発生器２８
の発生周波数_cをステツプダウンカウンタ２９に
より分周し、出力端Q₅，Q₁₂よりゲート信号G_H，
G_L（第２図イ，ロ）を得る。ゲート信号G_H，G_Lを
それぞれインバータ３０，３１により反転してゲ
ート信号_H，_L（第２図ヘ，ト）を得る。

これ等のゲート信号_H，_LおよびG_H，G_Lはそ
れぞれアンドゲート３２、ナンドゲート３３を介
してタイミングパルスG₁，G₂とされ、抵抗３４，
３５，３６により電圧分割されて設定電圧V_T（第
２図ハ）となる。比較器３８は設定電圧V_Tと抵
抗３７に励磁電流によつて発生した基準電圧V_R
（第２図ニ）を比較し、設定電圧V_Tに基準電圧V_R
を追従させる。スイツチ４０のオンにより励磁電
流I_fが増加し、基準電圧V_Rが増加する。スイツチ
４１のオンにより励磁電流I_fが減少し基準電圧V_R
が減少する。この増減を比較器３８での出力で操
作して設定電圧V_Tに基準電圧V_Rを追従させる。
この結果、励磁コイル１２の両端の励磁電圧e_fは
第２図ホに示すようなオン・オフ波形となる。一
方、基準電圧V_Rは励磁コイル１２のインダクタ
ンスにより励磁電圧e_f（第２図ホ）を平滑した波
形で、繰返し周波数2Hと2Lの２つの周波数を含
む波形（第２図ニ）となる。この波形は励磁電流
I_fの波形と同じであり、これ等の周波数に対応す
る磁場が被測定流体に印加され、対応する周波数
を含む信号電圧e_sが増幅器１５の出力端に得られ
る（第２図チ）。

増幅器１５の出力端の信号電圧e_s（第２図チ）
は、ゲート信号G_H，G_L，_H，_Lをタイミング制
御部２７より受け、復調回路２７で同期整流され
る。信号電圧e_sの平均レベルが第２図チのＡの場
合とＢの場合についてスイツチSW₁，〜SW₄で同
期整流したときの各出力e₁，e₃に対してそれぞれ
添字Ａ，Ｂを付して示すと、第２図リ〜オに示す
整流電圧e_1A，e_3A，e_1B，e_3Bとなる。

整流電圧e₁は周期2H（第２図イ，ヘ）で同期整
流され、フイルタF₁，F₂で平滑されてこの出力
端で直流電圧E₁とされる。この直流電圧E₁は周
期2Hで決定される平均電圧に等しく高速応答を
示す。しかし、第２図リに示すように励磁電流の
切替えによつて生ずる微分性の雑音N₃とN₄が周
期2Hに亘つて平滑しても消去されず残つている。
この微分性の雑音N₃，N₄は信号検出の際に磁場
に対して信号検出ループが面積をもつなどして生
ずるものであり温度により変化し長期ドリフトの
要因をなす。

これに対して、整流電圧e₃は周期2L（第２図
ロ，ト）で同期整流され、フイルタF₃，F₄で平
滑されてこの出力端で直流電圧E₃とされる。こ
の直流電圧E₃は周期2Lで決定される平均電圧に
等しいので応答は遅く、低速応答を示す。しか
し、第２図ヌに示すように励磁電流の切替えによ
つて生ずる微分性の雑音N₅，N₆はその極性は反
対であり、周期2Lに亘つて平滑すると消去され、
従つてドリフトの原因を作ることなく安定であ
る。

第２図ワはゲート信号G_H（第２図イ）、ゲート
信号_H（第２図ヘ）により制御されて基準電圧
V_Rを同期整流して得た整流電圧e₅の波形を示し
ている。図中、N₇で示す突起状の部分は励磁電
流の切替えに伴つて生じた微分性の雑音を示して
いる。整流電圧e₅は周期2Hで同期整流され、フ
イルタF₅，F₆で平滑されてこの出力端で直流電
圧E₅とされる。

第２図カはゲート信号G_L（第２図ロ）、ゲート
信号_L（第２図ト）により制御されて基準電圧
V_Rを同期整流して得た整流電圧e₇の波形を示す。
整流電圧e₇は周期2Lで同期整流され、フイルタ
F₇，F₈で平滑されてこの出力端で直流電圧E₇と
される。

以上の各直流電圧E₁，E₃，E₅，E₇の時間に対
する変化を示したものが第３図〜第５図である。

第３図は秒単位における各直流電圧E₁，〜E₇
の時間変化を示している。第３図イに示すE₁に
対して第３図ハに示すE₃の値が小さくなつてい
るのは、直流電圧E₁が第２図リに示すように微
分性の雑音N₃，N₄が加算され、直流電圧E₃が第
２図ヌに示すように雑音N₃，N₄が減算されてい
るためである。

第４図は分単位における各直流電圧E₁〜E₇の
応答を示している。第４図イに示す直流電圧E₁
は流量変化に対し高速応答を示し、第４図ハに示
す直流電圧E₃は低速応答を示している。

第５図は時間単位における直流電圧E₁，E₃の
長時間ドリフトの様子を示している。直流電圧
E₁は第４図イに示す如く高速応答を示す反面、
長期的に見るとドリフトを起し、安定性に欠ける
ことを示し、直流電圧E₃は第４図ハに示すごと
く応答は遅いが、ドリフトがなく長期安定性を持
つている。

以上、説明したように各直流電圧E₁〜E₇は
各々特徴を有し、これ等の直流電圧はマイクロコ
ンピユータ２４からの指令に基づくタイミングで
データ収集回路２２のスイツチSW₁′，SW₂′，〜
SW₈′を切替え、データの収集を行ない、これを
Ａ／Ｄ変換器２３でデジタル値に変換してマイク
ロコンピユータ２４に取込む。このデータの収集
は、復調回路２１で各電圧が直流電圧に変換され
ているので、マイクロコンピユータ２４のデータ
処理能力に合せて入力アクセス頻度を選定し励磁
周期と切り離して実行できる。

マイクロコンピユータ２４は、直流電圧E₁と
直流電圧E₅の比をとる演算、および直流電圧E₃
と直流電圧E₇の比をとる演算を実行して励磁電
流の変動を補償し、更に各々の比演算E₁／E₅，
E₃／E₇の結果を加算的に合成して出力回路２５
に出力する。

比演算E₁／E₅，E₃／E₇の和をとる演算をする
と、E₁／E₅の高速応答性を生かしながらE₃／E₇
の有する長期安定性を確保することができる。

流量変動の少ない通常の作動の場合は、増幅器
１５の出力に含まれる信号電圧e_sの変動の周波数
は小さく、直流出力E₁はハイパスフイルタとし
て機能するスイツチSW₁，SW₂（繰返し周期2H）
のため応答せず、ローパスフイルタとして機能す
るスイツチSW₃，SW₄（繰返し周期2L）によるゼ
ロ点の安定（雑音N₅，N₆はキヤンセルされる）
な低速応答の直流出力E₃が合成出力として出力
される。一方、フローノイズに関しては、ローパ
スフイルタとして機能するスイツチSW₃，SW₄の
存在のためにその影響が軽減され直流電圧E₃の
揺動としては現われず、また、高い励磁周波数と
同期して切換えられるスイツチSW₁，SW₂の存在
のため低周波領域に存在するフローノイズとの周
波数差が大きく、直流電圧E₁にその影響が現わ
れない。換言すれば、流量変動の少ない通常の作
動の場合は、安定なゼロ点を確保しながらフロー
ノイズの影響も受け難い電磁流量計とすることが
できる。

次に、流量が急に変動した場合には、直流電圧
E₃はローパスフイルタとして機能するスイツチ
SW₃，SW₄の大き時定数のために応答しないが、
直流電圧E₁はハイパスフイルタとして機能する
スイツチSW₁，SW₂の小さな時定数のため直ちに
応答して直流電圧E₁が合成出力として出力され
る。

第６図は本発明の変形実施例を示すブロツク図
である。第１図に示すゲート信号G_H，_Hの半周
期Ｈを例えば５ミリ秒、ゲート信号G_L，_Lの半
周期Ｌを例えば320ミリ秒に選定し、前記５ミリ
秒の値をフローノイズの主成分の周期、100〜
2000ミリ秒に対して充分小さい値として選定すれ
ば、第２図に示すように信号電圧e_sの全量を必ず
しも整流して平滑する必要はない。例えばＨ／２
の幅ごとに整流してもフローノイズは充分平滑し
て取り込める。

第１１図にはＨ／２の幅ごとの電圧をゲートし
て使用する場合のゲート信号G_H′，_H′，G_L′，
G_L′を得る構成を示してある。ステツプダウンカ
ウン２９の出力端Q₄の出力がアンドゲート４６，
４７，４８，４９の入力の一端に印加され、アン
ドゲート４６の入力の他端にはQ₅の出力が印加
されてその出力端にゲート信号G_H′を得、アンド
ゲート４７の入力の他端にはQ₁₂の出力が印加さ
れてその出力端にゲート信号G_L′を得、アンドゲ
ート４８の入力の他端にはインバータ３１の出力
が印加されてその出力端にゲート信号_L′を得、
アンドゲート４９の入力の他端にはインバータ３
０の出力が印加されてその出力端にゲート信号
G_H′を得る。

ゲート信号G_H′でスイツチSW₁，SW₅が、ゲー
ト信号_H′でスイツチSW₂，SW₆が、ゲート信号
G_L′でスイツチSW₃，SW₇が、ゲート信号_L′で
スイツチSW₄，SW₈がそれぞれ制御される。

第７図は第６図に示すゲート信号を用いて信号
処理したときの各部の波形を示す。第６図イ，
ロ，ハ，ニ，ホの各波形は第２図ニ，チ，ワ，
ヌ，リに各々対応している。これ等の波形におい
ては励磁電流の切替えに伴う微分性の雑音、例え
ばN₇などの影響が軽減され、マイクロコンピユ
ータによる合成出力の安定性は更に向上する。

なお、第１図に示す実施例においては、基準電
圧V_Rと増幅器１５の出力との比をとる演算がマ
イクコンピユータ２４により実行されたが、励磁
電流I_fが安定ならば、この比演算は省略すること
ができる。

＜発明の効果＞ 以上、実施例とともに具体的に説明した様に本
発明によれば以下の如き効果がある。

(イ) 複雑の励磁周波数により発信器を励磁し、生
ずる複数の周波数を含む信号電圧を各励磁周波
に同期したゲート信号で復調して直流電圧と
し、この直流電圧に対してマイクロコンピユー
タの選定した任意の入力アクセス頻度でデータ
を収集するようにしたので、励磁周期とデータ
収集の周期とを切り離すことができるようにな
り、マイクロコンピユータの他のジヨブ処理能
力が向上し得る。

(ロ) 励磁周波数に同期して信号電圧を収集する必
要がない構成であるので、第１周波数を高くし
てフローノイズの影響を避けやすくしても、こ
れに伴つてマイクロコンピユータの入力アクセ
ス頻度を増やす必要がない。従つて、第１周波
数を充分に高く選定することができる。

(ハ) 複数の周波数で励磁し、対応する周波数の信
号電圧を各々加算的に合成することにより、高
い周波数の高速応答性を生かしながら同時に低
い周波数の長期安定性を確保し、精度の高い電
磁流量計が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図における各部の波形を示す波形
図、第３図，第４図，第５図は第１図に示す実施
例の各フイルタ出力の短期、中期、長期における
安定性を示す説明図、第６図は本発明におけるゲ
ート信号を発生させる他の実施例を示すブロツク
図、第７図は第６図における構成を用いたときの
各部の波形を示す波形図、第８図は従来の電磁流
量計の構成を示すブロツク図、第９図は第８図に
おける各部の波形を示す波形図である。 １５……増幅器、２１……復調回路、２２……
データ収集回路、２３……Ａ／Ｄ変換器、２４…
…マイクロコンピユータ、２５……出力回路、２
６……励磁電源部、２７……タイミング制御部、
２８……クロツク発生器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１周波数とこれより低い第２周波数の２つ
   の異なつた周波数を有する励磁電流を励磁コイル
   に流す励磁手段と、この励磁手段により励磁され
   流量に対応して発生する信号電圧を増幅する増幅
   手段と、この増幅手段の出力を前記第１周波数に
   基づいて整流平滑して第１直流電圧を得る第１復
   調手段と、前記増幅手段の出力を前記第２周波数
   に基づいて整流平滑する第２直流電圧を得る第２
   復調手段と、前記第１および第２直流電圧をマイ
   クロコンピユータからのデータ収集指令に基づき
   第１および第２デジタル信号として収集するデー
   タ収集手段と、前記第１および第２デジタル信号
   を前記マイクロコンピユータにより加算的に合成
   して出力することを特徴とする電磁流量計。