JPH05130046A - 光バス伝送方式及びそれを実施する送信側エンコーダと受信側デコーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 マンチェスタバイフェイズ信号の伝送を実施
する光バス伝送方式の規模を小さくする。 【構成】 光バスに接続される各端末において、マンチ
ェスタバイフェイズの一方のデジタル信号ＴＸＯの先頭
に設けられた第１前置同期パルスＰＰＳＳＰの立上りと
立下りにそれぞれ同期した幅狭のパルスと、その第１前
置同期パルスに続く各パルスの立上りと同期した幅狭の
パルスと、その各パルスの継続中における一定時間毎の
幅狭パルスとを発生させ、これら幅狭パルスＥＴＸを光
信号に変換して一列の光パルス列ＲＰＳとして光バスに
送出する。各端末において光バスから受信した光パルス
を電気信号ＥＴＸに変換し、その電気信号の先頭の２つ
のパルスとそれ以降のパルスとを分離し、上記先頭の２
つのパルスと同期して第１前置同期パルスを作り、上記
それ以降の各パルスを幅が一定のパルスに変換して上記
第１前置同期パルスと結合することにより上記デジタル
信号ＴＸＯを再生し、上記再生されたデジタル信号ＴＸ
Ｏを極性反転してマンチェスタバイフェイズの他方のデ
ジタル信号ＴＸＮを再生する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はマンチェスタバイフェ
イズのデジタル電気信号を光信号に変換し、光バスを介
して伝送する光バス伝送方式及びそれを実施する送信側
のエンコーダと受信側デコーダに関する。

【０００２】

【従来の技術】航空機に搭載された各種電子機器間のデ
ジタルデータの通信のために導入されたＬＡＮ（ローカ
ルエリアネットワーク）としてＤＡＴＡＣ（Digital Au
tomousTerminal Access Communication)方式が知られて
いる（例えば、雑誌「ＮＥＣ技法」Vol.３９，No. １
２，1986, 160 〜167 頁）。このＤＡＴＡＣ方式ではデ
ータをマンチェスタバイフェイズのデジタル信号で伝送
している。このマンチェスタバイフェイズのデジタル信
号はＴＸＯ信号とＴＸＮ信号との二列のパルス列として
送信するものであり、従ってバスの伝送路としてもＴＸ
Ｏ信号を伝送するものとＴＸＮ信号を伝送するものとの
２本を必要とした。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このＤＡＴＡＣ方式に
おけるバスとして光バスを用いることが考えられるが、
光バスは端末との光結合器の関係から、１本のバスで両
方向への伝送ができない。従ってＴＸＯ信号を両方向に
光伝送するために２本の光伝送路を必要とし、更にＴＸ
Ｎ信号を伝送するために２本の光伝送路を必要とし、光
伝送路が４本となり、その規模が大きくなる。

【０００４】また、光バスに多くの端末が接続される場
合は、光結合器の損失が比較的大きいため、近くの端末
からの受信光信号と、遠くの端末からの受信光信号とで
そのレベルが大きく異なり、小レベルの光信号でも受信
可能にすると、大レベルの光信号では受信機が飽和して
大きな波形歪が生じ、正しいパルスを得ることができな
いおそれがある。

【０００５】同様に、各端末で十分なレベルで受信でき
るようにするためには、大きな光パワーの光信号として
光バスへ供給する必要があるが、従来の電気信号のパル
スをそのまゝ用いた場合は大きな光パワーの信号を出力
することができない。複数の端末から同時に信号がバス
へ出力されると、正しいデータを得ることができない。
従って各端末はバス上にキャリアがない状態（バスクワ
イエット）を検出してから送信を開始する。また何らか
により複数の信号が同時にバスへ送出された状態、いわ
ゆる信号衝突状態になると、これを検出して、信号の送
出を停止する。しかしながら従来の電気信号をそのまま
光信号に置き換える方式は、そのパルス幅が比較的広
く、大きいレベルの信号と、小さいレベルの信号とが一
部重なった場合は、これら２信号の衝突を検出すること
が困難であった。

【０００６】この発明の目的は光バスの規模を小さくす
ることができ、しかも受信レベルのダイナミックレンジ
が大きくとれる光バス伝送方式及びそれを実施する送信
側エンコーダと受信側デコーダを提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明によれば端末に
おいてマンチェスタバイフェイズの第１及び第２デジタ
ル信号ＴＸＯ及びＴＸＮのうち第１デジタル信号ＴＸＯ
の先頭に設けられた第１前置同期パルスの立上り及び立
下りとそれぞれ同期した幅狭の２つのパルスと、その第
１前置同期パルスに続く各パルスの立上りと同期した幅
狭のパルス及び、その各パルスの継続中における一定時
間ごとの幅狭パルスとを作り、これら幅狭パルスを光信
号に変換して一列の光パルス列として光バスへ送信す
る。光バスから受信した光パルスを電気信号に変換し、
その電気信号の先頭の２つのパルスと、それ以後のパル
スとに分離し、前者２つのパルスと同期して第１前置同
期パルスを作り、後者の各パルスをパルス幅が上記一定
時間のパルスに変換して、前記第１前置同期パルスと結
合することにより、上記デジタル信号ＴＸＯを再生し、
その再生されたデジタル信号ＴＸＯを極性反転すること
により、上記デジタル信号ＴＸＮを再生する。

【０００８】第１デイジタル電気信号を上記光パルス列
に変換して送出する送信側エンコーダは、上記マンチェ
スタバイフェイズ信号の一方の信号ＴＸＯがあらかじめ
決めた第１期間以上低レベルを継続していることを検出
して所定の論理のギャップ検出信号を出力し、上記ギャ
ップ検出信号を上記第１前置同期パルスの立上りまで保
持するターミナルギャップ検出手段と、上記ギャップ検
出信号に応答し、上記第１前置同期パルスを抽出して出
力する第１前置同期パルス抽出手段と、抽出された上記
第１前置同期パルスの立上りを検出して第１パルスを発
生する立上り検出手段と、抽出された上記第１前置同期
パルスの立下りを検出して第２パルスを発生する立下り
検出手段と、上記ギャップ検出信号に応答し、上記第１
前置同期パルスを除去した上記信号ＴＸＯを出力する第
１前置同期パルス除去手段と、上記第１前置同期パルス
が除去された上記信号ＴＸＯの各論理パルスをその各立
上り時点と、それに続く高レベルのあいだ上記マンチェ
スタバイフェイズ信号の0.５ビット長毎に第３パルスを
発生するパルス発生手段と、上記第１、第２及び第３パ
ルスを一列に結合し、上記パルスにそれぞれ応答して上
記マンチェスタバイフェイズ信号の0.５ビット長より短
い幅狭パルスの列を上記光パルス列に変換すべきパルス
列として出力するパルス列生成手段、とから構成され
る。

【０００９】上記光パルス列を受信し第１及び第２デジ
タル電気信号に変換する受信側デコーダは、上記電気パ
ルス列信号があらかじめ決められた期間以上低レベルを
継続していることを検出して所定の論理のバスクワイエ
ット信号を出力し、上記バスクワイエット信号を上記電
気パルス列信号の最初のパルスの立上りまで保持するバ
スクワイエット検出手段と、上記電気パルス列信号の上
記最初のパルスと２番目のパルスを通過させる第１ゲー
ト手段と、上記第１ゲート手段からの上記最初のパルス
で立上り、上記２番目のパルスで立下る第１前置同期パ
ルスを発生する第１前置同期パルス発生手段と、上記第
１ゲート手段が上記２番目のパルスを通過させた後、上
記第１前置同期パルスの後縁に応答して上記第１ゲート
手段を閉じるゲート制御信号を発生するゲート制御信号
発生手段と、上記ゲート制御信号発生手段からの上記ゲ
ート制御信号が与えられて開とされ、上記２番目のパル
スより後の上記電気パルス列信号を通過させる第２ゲー
ト手段と、上記第２ゲート手段を通過した各パルスに応
答して上記マンチェスタバイフェイズ信号の0.５ビット
長のパルスを発生するパルス発生手段と、上記第１前置
同期パルス発生手段からの上記第１前置同期パルスと上
記パルス発生手段からの上記パルスを一本のパルス列に
結合して復調されたマンチェスタバイフェイズ信号の上
記一方の信号ＴＸＯとして出力する結合手段と、上記復
調された信号ＴＸＯを論理反転して復調されたマンチェ
スタバイフェイズ信号の他方の信号ＴＸＮとして出力す
る反転手段、とから構成される。

【００１０】

【作 用】マンチェスタバイフェイズの第１及び第２デ
ジタル電気信号は一列の光パルスに変換されて送信され
るので必要な光バスの規模は従来の半分でよい。

【００１１】

【実施例】図１にこの発明の実施例を示す。光バス１１
は右方向伝送用光ファイバ伝送路１２と左方向伝送用光
ファイバ伝送路１３とよりなり、複数の端末１４がそれ
ぞれ光カプラ１５，１６により伝送路１２，１３と結合
されている。各端末１４内において、従来のＤＡＴＡＣ
方式におけるバスと接続される部分、つまりＤＡＴＡＣ
ターミナル１７が設けられ、ＤＡＴＡＣターミナル１７
を介して、サブシステム１８とバスとの間でデータの送
受を行う。ＤＡＴＡＣターミナル１７はサブシステム１
８からの送信すべきデータを所定のフォーマットとした
マンチェスタバイフェイズのデジタル信号ＴＸＯ及びＴ
ＸＮとして出力し、また受信されたマンチェスタバイフ
ェイズのデジタル信号ＲＸＩ及びＲＸＮをデータに変換
してサブシステム１８へ供給する。

【００１２】このＤＡＴＡＣターミナル１７から送出す
るデジタル信号ＴＸＯ，ＴＸＮに変換する前段階におけ
るデータのメッセージ構造は前述の文献に示されている
のと同様であり、図２に示す通りである。転送されるワ
ードは同図行Ｃ，Ｄに示すようにラベルワードＬＷとデ
ータワードＤＷとの２つに分類され、それぞれ２０ビッ
トの長さを持ち、ラベルワードＬＷは３ビット（高レベ
ル1.５ビット＋低レベル1.５ビット）の同期ＳＹＮ、４
ビットのラベルイクステンションＬＥＸ、１２ビットの
ラベルＬＡＢ、及び１ビットのパリティＰＢからなる。
データワードは３ビットの同期ＳＹＮ、１６ビットのデ
ータＤＡＴＡ及び１ビットのパリティＰＢからなる。同
図行Ｂ，Ｃに示すようにラベルワードＬＷと複数のデー
タワードＤＷとによりワードストリングＷＳが構成さ
れ、ワードストリングＷＳが最小伝送単位となる。各ワ
ードストリングＷＳは先頭に１ワードのラベルワードＲ
Ｗを持ち、その後に連続して０〜２５５ワードのデータ
ワードＤＷを有する。１つのターミナル１７は同図行
Ａ，Ｂに示すように１〜３１個のワードストリングＷＳ
を連続して送信することができ、この複数のワードスト
リングＷＳからなる送信単位をメッセージＭＳと呼ぶ。
メッセージＭＳ中のワードストリングＷＳと次のワード
ストリングＷＳとの間には４ビットのストリングギャッ
プＳＧが存在する。メッセージＭＳと次のメッセージＭ
Ｓとの間には８ビット以上のターミナルギャップＴＧが
設けられる。

【００１３】ＤＡＴＡＣターミナル１７はこのようなメ
ッセージＭＳをマンチェスタバイフェイズのデジタル信
号ＴＸＯ及びＴＸＮとして出力する。この発明の理解を
容易にするため、先の出願の特願平２−１６５２９４に
示したこの発明と同じ課題についての類似した発明にお
ける上述のこれらデジタル信号ＴＸＯ及びＴＸＮの例を
図３に示す。ターミナルギャップＴＧの次のメッセージ
ＭＳの始まる直前に前置同期パルス期間ＰＰを設け、そ
の期間ＰＰにおいて、まずＴＸＮに前置同期パルス（Ｐ
ＳＳＰ）を発生させる。次にこのパルスＰＳＳＰの立下
りと一致して立上り1.５ビットの間Ｈレベルを保ち、次
に1.５ビットの間Ｌレベルを保つ同期信号ＳＹＮがＴＸ
Ｏに出力される。その後は各データビットの“１”，
“０”に応じて各ビットの前半または後半が高レベルと
なるマンチェスタ符号が続き、最後にパリティビットＰ
Ｂが付加される。ＴＸＮはＰＳＳＰの直後からＴＸＯの
極性を反転したものとなり、最後にＴＸＯのパリティビ
ットＰＢを反転した0.５ビット幅のパルスが付加され
る。各メッセージＭＳの直前に存在する前置同期パルス
（ＰＳＳＰ）の幅は１００nS〜５００nS程度で変化し得
るが、他のパルスは２５０nSの整数倍のパルス幅とされ
ている。

【００１４】ＤＡＴＡＣターミナル１７は受信したマン
チェスタバイフェイズのデジタル信号ＲＸＩ（ＴＸＯと
同一）、ＲＸＮ（ＴＸＮと同一）から必要なデータを抽
出しサブシステム１８へ送出する。先の発明では、ＤＡ
ＴＡＣターミナル１７からのマンチェスタバイフェイズ
のデジタル信号ＴＸＯ及びＴＸＮと３２ＭHz（周期が３
１．２５nS）のクロックＴＩＣＫとがエンコーダ１９へ
入力され、図３にエンコーダ１９の出力ＥＴＸとして示
すように、ＴＸＮの先頭パルス、つまり前置同期パルス
ＰＳＳＰの立上りで幅狭のパルスを出力し、その後はＴ
ＸＯの各パルスの立上りで幅狭のパルスをそれぞれ出力
すると共にＴＸＯのパルスの継続中（パルス幅の間）、
その立上りから一定時間、この例では２５０nSごとに幅
狭のパルスを出力する。これらが一列のパルス列ＥＴＸ
とされる。

【００１５】図１の説明に戻ってエンコーダ１９よりの
幅狭のパルス列ＥＴＸは駆動回路３１，３２を通じて発
光ダイオードのような発光素子３３，３４を駆動して光
パルス列に変換され、これら光パルス列はそれぞれ光カ
プラ１５，１６を介して光伝送路１２，１３へ送出され
る。一方、光伝送路１２，１３を伝送されてきた光パル
スはそれぞれ光カプラ１５，１６で分岐されて端末１４
のフォトダイオードのような受光素子３５に入射されて
電気信号に変換され、その電気信号は受信回路３６で増
幅波形整形され、その受信回路３６の出力パルス列ＲＰ
Ｓはデコーダ３７で送信側の信号ＴＸＯと対応した信号
ＲＸＩと、信号ＴＸＮと対応した信号ＲＸＮとに再生さ
れる。この再生された信号ＲＸＩ，ＲＸＮはＤＡＴＡＣ
ターミナル１７へ供給される。

【００１６】デコーダ３７での再生は、入力パルスの各
エッジ（例えば前縁）を基準にして行われる。受信信号
がない状態、即ち８ビット以上のバスクワイエットから
最初に受信された幅狭パルスが信号ＴＸＮの前置同期パ
ルス（ＰＳＳＰ）の立上りであり、その後に入力される
幅狭パルスは信号ＴＸＯの各パルスの立上りか、その立
上りに続く、そのパルス幅の継続長と対応したパルスで
ある。従って、ＰＳＳＰの立上りと対応したパルスより
以後の幅狭パルスをそれぞれその前縁を基準として、送
信側におけるパルス幅の間に発生される幅狭パルスの間
隔、前記例では２５０nSのパルス幅のパルスに変換して
送信側の信号ＴＸＯと対応した信号ＲＸＩを再生し、こ
の信号ＲＸＩを極性反転した信号と先頭の幅狭パルスと
から信号ＴＸＮと対応した信号ＲＸＮを再生する。

【００１７】図４はこの発明による光バス伝送方式の実
施例を説明するタイムチャートである。この発明ではＤ
ＡＴＡＣターミナル１７から出力される２相信号ＴＸＯ
とＴＸＮのうち信号ＴＸＯにも前置同期パルスＰＰＳＳ
Ｐが設けられている。即ちマンチェスタバイフェイズ信
号として図４に示すよう信号ＴＸＮに前置同期パルスＰ
ＳＳＰが設けられているばかりでなく、この前置同期パ
ルスＰＳＳＰに先立って、しかもその立上りと一致して
立下がる前置同期パルスＰＰＳＳＰ（主前置同期パルス
と呼ぶ）が信号ＴＸＯにも設けられる。このような場
合、信号ＴＸＮの前置同期パルスＰＳＳＰの立上り時点
のタイミング情報は信号ＴＸＯの主前置同期パルスＰＰ
ＳＳＰの立下りから得ることができるので、この発明に
おいては信号ＴＸＮを使用せず、信号ＴＸＯのみから一
系列の送信パルスを生成、送信し、受信側においては受
信パルス列からマンチェスタ２相信号ＲＸＩ，ＲＸＮを
復号する。即ち図１のエンコーダ１９においてはＤＡＴ
ＡＣターミナル１７からの信号ＴＸＯの主前置同期パル
スＰＰＳＳＰを検出してその立上りと立下りを示す幅狭
パルスを発生し、以降は信号ＴＸＯ中の各パルスの立上
がりとその継続期間内における一定経過時間毎とにおい
て幅狭パルスを発生することにより幅狭パルス列ＥＴＸ
を出力する。受信側においてはデコーダ３７により受信
パルス列ＲＰＳ（ＥＴＸと同じ）から主前置同期パルス
ＰＰＳＳＰと前置同期パルスＰＳＳＰを再生し、更にそ
れらに続くマンチェスタバイフェイズ信号ＲＸＩとＲＸ
Ｎをそれぞれ復号する。

【００１８】図５は図４に示す伝送方式におけるエンコ
ーダ１９の構成例を示し、その動作をタイムチャートで
図６に示す。信号ＴＸＯはカウンタで構成されたバスク
ワイエット検出回路２２のリセット端子に与えられる。
カウンタ２２は周期３1.２５nS（３２ＭHz）のクロック
ＴＩＣＫを６４個（２μS ）以上計数するとその出力Ｂ
Ｑを高レベルとし、ターミナルギャップＴＧであること
を示す。図６ではこの出力ＢＱの高レベルによりフリッ
プフロップ２１がリセットされている状態から示してあ
る。この状態で信号ＴＸＯの最初のパルス（ＰＰＳＳ
Ｐ）が入力すると、ゲート２６Ｂを通ってフリップフロ
ップ２４Ａに与えられる。そのパルスＰＰＳＳＰの立上
りでＨレベルがフリップフロップ２４Ａに書込まれ、そ
のＱ出力によりただちにフリップフロップ２４Ａはリセ
ットする。即ちフリップフロップ２４Ａは主前置同期パ
ルスＰＰＳＳＰの立上りを検出してその出力Ｄ５に短い
パルスを出力する。同様に主前置同期パルスＰＰＳＳＰ
の立下りがフリップフロップ２４Ｂにより検出され出力
Ｄ６に短いパルスが出力される。一方このパルスＰＰＳ
ＳＰの立下りでフリップフロップ２１のＱ出力が高レベ
ルとなりゲート２６Ａを開き、ゲート２６Ｂを閉じる。
従って以降は信号ＴＸＯはゲート２６Ａを通して４ビッ
トジョンソンカウンタ２８Ａのリセット端子に与えられ
る。４ビットジョンソンカウンタ２８ＡはクロックＴＩ
ＣＫを４個計数する毎に出力Ｑ１の論理レベルを反転さ
せ、出力Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は出力Ｑ１から順次１クロッ
クずつ位相が遅れて同様のレベルの反転を行う。このカ
ウンタ２８ＡのＱ１出力とＱ２出力が論理ゲート２８Ｂ
に与えられることにより、ゲート２８Ｂの出力Ｄ４には
カウンタ２８Ａのリセット端子に与えられる信号Ｄ２が
高レベルの期間においてクロックＴＩＣＫが８クロック
毎にパルスが生じる。ゲート２８Ｂ、フリップフロップ
２４Ａ，２４Ｂの出力Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６中のパルスはゲ
ート２５を通してパルス発生回路２９に与えられ、パル
ス発生回路２９は各入力パルスに応答してクロックＴＩ
ＣＫを２個（６2.５nS）計数する期間高レベルのパルス
を発生する。これによって発生されたパルス列はエンコ
ーダ１９の出力信号ＥＴＸとして出力される。このよう
にエンコーダ１９では主前置同期パルスＰＰＳＳＰの立
上りと立下り（後者は前置同期パルスＰＳＳＰの立上り
に対応する）で幅狭パルスを発生し、それ以降は信号Ｔ
ＸＯの各立上りと、その立上った高レベルが継続するあ
いだ２５０nS（クロックＴＩＣＫ８個）経過毎に幅狭パ
ルスを出力する。

【００１９】図７は図４に示す伝送方式におけるデコー
ダ３７の構成例を示し、その動作をタイムチャートで図
８に示す。このデコーダの例ではクロックＲＩＣＫを常
時計数するバスクワイエット検出回路４２は復号結果で
ある信号ＲＸＩによりリセットされ、信号ＲＸＩが出力
されていない状態が２μS 以上継続した場合に出力ＢＱ
を高レベルとする。図８ではターミナルギャップＴＧに
おいてバスクワイエット期間が２μS 以上経過して出力
ＢＱが高レベルの状態から示してある。従ってフリップ
フロップ５２はリセット状態にあり、その低レベルのＱ
出力によりゲート４４が閉、ゲート４６が開となってい
る。受信パルスＲＰＳはゲート４６を通ったＤ１で示す
パルスの最初のものでフリップフロップ４７のＱ出力を
高レベルにし、次のパルスで低レベルに反転させること
によりＤ２に示すように主前置同期パルスＰＰＳＳＰが
再生される。この主前置同期パルスＰＰＳＳＰはゲート
５１を通して出力されると共にその立下りによりフリッ
プフロップ５２がＨレベルを読込んでそのＱ出力である
信号Ｄ３が高レベルとなりゲート４４及び４６がそれぞ
れ閉及び開に反転される。従って以降は受信パルスＲＰ
Ｓはゲート４４を通して信号Ｄ４としてパルス発生回路
４５に与えられる。パルス発生回路４５は幅狭パルス
（信号Ｄ４）が入力される毎に２５０nS幅のパルスを出
力し、従って信号Ｄ５に示すように２５０nS毎に入力パ
ルスが順次与えられた場合にはそのパルス数に応じた幅
のパルスが発生される。パルス発生回路４５の出力信号
Ｄ５はゲート５１を通して信号ＲＸＩとして出力される
と共にノアゲート４９により論理反転されて信号ＲＸＮ
として出力される。ゲート５１の出力信号ＲＸＩはクロ
ックＲＩＣＫを常時計数しているカウンタ４８のリセッ
ト端子に与えられる。カウンタ４８はクロックＲＩＣＫ
を３２個（１μS ）以上計数するとストリングギャップ
ＳＧ又はターミナルギャップＴＧであると判定し、出力
Ｄ６を高レベルにすることにより信号ＲＸＮを強制的に
低レベルにする。このようにして図７に示すデコーダ３
７は一系列の受信パルスＲＰＳから先頭に第１前置同期
パルスＰＰＳＳＰを有する信号ＲＸＩと先頭に前置同期
パルスＰＳＳＰを有する信号ＲＸＮとを復号する。

【００２０】以上述べたようにしてこの発明によればタ
イミング情報として主前置同期パルスＰＰＳＳＰを有す
るデジタル電気信号ＴＸＯを１本の光信号として送信
し、この１本の光信号を２本のマンチェスタバイフェイ
ズ信号ＲＸＩ，ＲＸＮに再生することができ、従って２
本の信号ＴＸＯ，ＴＸＮを別々に光信号として伝送する
場合よりも、光バスの規模を２分の１にすることができ
る。

【００２１】原信号ＴＸＯ，ＴＸＮに比べ幅狭のパルス
列で伝送し、受信側では各パルスをその立上りエッジに
おける単なるタイミング信号として処理しているため、
入力光信号のレベルが大きく受信回路３６内のリミッタ
増幅器が飽和することによりパルス幅が歪んでも、その
パルス幅が信号ＴＸＯのパルス幅よりも小さければ、正
しく信号を再生することができ、入力レベルに対するダ
イナミックレンジが広くなる。つまり、各光カプラに入
力した光信号は２つの光信号に分岐して出力されるので
光バス１１（図１）に設けられた多数の光カプラを通過
した光信号と、少数の光カプラを通過した光信号とで、
その入力光信号のレベルが著しく異なるが、これら両信
号を正しく再生することができる。原信号ＴＸＯの各ビ
ットのパルスをそのパルス幅（２５０nS）の４分の１の
パルス幅（６2.５nS）の光信号にした場合は受信回路３
６での許容歪はパルス幅で従来の４倍となる。

【００２２】上述のように光信号のデュティ比が、原信
号ＴＸＯのデュティ比（約５０％）よりかなり小さくな
る。従って原信号ＴＸＯを直接光信号に変換する場合と
比べて、光信号のマーク率、つまり発光素子に電流が流
れている時間の比率が小さくなる。発光素子として発光
ダイオードを用いる場合は接合温度の限界から流すこと
ができる電流値が制限されている。しかし、極めて短い
時間であれば、連続通電可能な電流値以上の電流を流す
ことができる。例えば、連続通電で５０mAが定格の場
合、光信号のマーク率を１／８とし、かつ、そのパルス
幅を十分小さくすると、ピーク電流が４００mAの電流を
流すことができ、光パワーを８倍にすることができる。
この発明では幅狭の光パルス列として出力するため、そ
れだけ光パワーを大きくすることができ、多くの光カプ
ラを結合することができる。

【００２３】光バス上に二つの端末１４から同時に信号
が送出されて信号衝突が生じると、これを検出して信号
の送信を停止し、また受信信号を誤りデータとして破棄
する必要がある。例えば図９に示すように近端末からの
到来信号の原信号ＴＸＯ１と遠端末からの到来信号の原
信号ＴＸＯ２のパルスが行ＡとＢに示すように一部重な
るタイミング関係にあったとする。この場合に、原信号
ＴＸＯ１，ＴＸＯ２のパルス幅を変えずそれらを直接光
信号に変換した場合の受信信号ＲＰＳは行Ｃに示すよう
に近端末からの大レベルＰ₁ のパルスに遠端末からの小
レベルＰ₂ のパルスが一部重なった状態となり、このＰ
₁とＰ₂ とは例えば1000：１程度のレベル差となる。こ
のような信号重なりを検出することは極めて困難であ
る。しかしながら、この発明では原信号ＴＸＯの各パル
スの幅は例えば、４分の１にされるので、この例の場
合、行Ｄに示すように近端末からの大レベルの光パルス
と、遠端末からの小レベルの光パルスとが重ならないた
め、これらをそれぞれ検出することは容易である。マン
チェスタ符号ではその１ビット（５００nS）内に２つの
パルスが存在することはないので行Ｄに示すような信号
が受信された事は信号衝突が生じたことを示しており、
従って、信号衝突を容易に検出することができる。な
お、両光信号が完全に重なった場合は、信号衝突の検出
はできない。光信号のマーク率が低い方が信号衝突を容
易に検出することができることは明らかである。

【００２４】

【発明の効果】以上述べたように、この発明によればマ
ンチェスタバイフェイズのデジタル信号ＴＸＯ，ＴＸＮ
の一方、ＴＸＯから形成した一列のパルスを光信号とし
て送信し、受信側で原マンチェスタバイフェイズのデジ
タル信号ＴＸＯ，ＴＸＮを再生することができ、光バス
の規模を小さくすることができる。しかも幅狭パルスで
伝送し、受信側でその立上りエッジのタイミングで処理
しているため、受信レベルのダイナミックレンジが大き
くとれる。更に幅狭パルスであるから強いパワーの光パ
ルスを出力することができる。また光パルスのマーク率
が小さいから信号衝突の検出が容易である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を説明するためのブロック
図。

【図２】ＤＡＴＡＣ方式のメッセージ構造を示す図、

【図３】先の出願の発明におけるエンコーダによりバイ
フェイズ信号ＴＸＯ，ＴＸＮを一列のパルス列にする例
を示すタイムチャート。

【図４】この発明の実施例の光バス伝送方式を説明する
ためのタイムチャート。

【図５】この発明の方式を実施するためのエンコーダの
構成例を示すブロック図。

【図６】図５のエンコーダの動作を説明するためのタイ
ムチャート。

【図７】この発明の方式を実施するためのデコーダの構
成例を示すブロック図。

【図８】図７のデコーダの動作を説明するためのタイム
チャート。

【図９】信号衝突の例を示すタイムチャート。

【符号の説明】

１１ 光バス １４ 端末 １５ 光カプラ １６ 光カプラ １７ ＤＡＴＡＣターミナル １８ サブシステム １９ エンコーダ ２１ フリップフロップ ２２ カウンタ ２４Ａ フリップフロップ ２４Ｂ フリップフロップ ２８Ａ ４ビットジョンソンカウンタ ２９ パルス発生回路 ３１ 駆動回路 ３２ 駆動回路 ３６ 受信回路 ３７ デコーダ ４２ バスクワイエット検出回路 ４５ パルス発生回路 ４７ フリップフロップ ４８ カウンタ ５２ フリップフロップ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 光バスに接続された各端末は第１及び第
   ２前置同期パルスをそれぞれ先頭に有するマンチェスタ
   バイフェイズの第１及び第２デジタル電気信号のうち上
   記第１デジタル電気信号の先頭の第１前置同期パルスの
   立上りと立下りにそれぞれ同期した幅狭のパルスと、上
   記先頭パルスに続く各パルスの立上りと同期した幅狭の
   パルスと、及び上記続く各パルスの継続中における一定
   時間毎の幅狭のパルスとを作り、 上記幅狭のパルスを光信号に変換して一列の光パルス列
   として上記光バスへ送信し、 上記各端末は上記光バスから受信した光パルスを電気パ
   ルス信号に変換し、上記電気パルス信号の先頭の２つの
   パルスとそれ以降のパルスに分離し、上記２つのパルス
   に立上りと立下りが同期した第１前置同期パルスを作
   り、上記２つのパルス以降のパルスをパルス幅が上記一
   定時間のパルスに変換して上記第１前置同期パルスと共
   に上記第１デジタル信号として再生し、上記再生された
   第１デジタル電気信号を極性反転して上記第２デジタル
   信号として再生する光バス伝送方式。
2. 【請求項２】 上記幅狭パルスは上記マンチェスタバイ
   フェイズの符号の１ビットの４分の１以下の幅に選ばれ
   ている請求項１記載の光バス伝送方式。
3. 【請求項３】 上記各端末からの上記光パルス列を上記
   光バスの第１バスと第２バスの両方にそれぞれ第１及び
   第２光カプラを介して送出すると共に、上記第１及び第
   ２バスから上記第１及び第２光カプラを介してそれぞれ
   光信号を受ける請求項１記載の光バス伝送方式。
4. 【請求項４】 マンチェスタバイフェイズ信号の先頭に
   第１前置同期パルスを有する一方の信号ＴＸＯを光パル
   ス列に変換して光バスを通して伝送し、受信した光パル
   ス列を電気パルス列信号に変換し、マンチェスタバイフ
   ェイズ信号ＲＸＩとＲＸＮを復調する光バス伝送方式を
   実施する送信側エンコーダであり、上記マンチェスタバ
   イフェイズ信号の一方の信号ＴＸＯがあらかじめ決めた
   第１期間以上低レベルを継続していることを検出して所
   定の論理のギャップ検出信号を出力し、上記ギャップ検
   出信号を上記第１前置同期パルスの立上りまで保持する
   ターミナルギャップ検出手段と、 上記ギャップ検出信号に応答し、上記第１前置同期パル
   スを抽出して出力する第１前置同期パルス抽出手段と、 抽出された上記第１前置同期パルスの立上りを検出して
   第１パルスを発生する立上り検出手段と、 抽出された上記第１前置同期パルスの立下りを検出して
   第２パルスを発生する立下り検出手段と、 上記ギャップ検出信号に応答し、上記第１前置同期パル
   スを除去した上記信号ＴＸＯを出力する第１前置同期パ
   ルス除去手段と、 上記第１前置同期パルスが除去された上記信号ＴＸＯの
   各論理パルスをその各立上り時点と、それに続く高レベ
   ルのあいだ上記マンチェスタバイフェイズ信号の0.５ビ
   ット長毎に第３パルスを発生するパルス発生手段と、 上記第１、第２及び第３パルスを一列に結合し、上記パ
   ルスにそれぞれ応答して上記マンチェスタバイフェイズ
   信号の0.５ビット長より短い幅狭パルスの列を上記光パ
   ルス列に変換すべきパルス列として出力するパルス列生
   成手段、 とを含むエンコーダ。
5. 【請求項５】 上記第１前置同期パルス抽出手段は上記
   第１前置同期パルスを通過させる第１ゲート手段と、上
   記第１前置同期パルスの立下りに応答して上記第１ゲー
   ト手段を閉じるゲート制御信号を発生するゲート制御手
   段とを有し、上記第１前置同期パルス除去手段は上記ゲ
   ート制御手段から上記ゲート制御信号が与えられて上記
   信号ＴＸＯの通過禁止を解除する第２ゲート手段とを含
   む請求項４記載のエンコーダ。
6. 【請求項６】 上記パルス列生成手段は上記立上り検出
   手段からの上記第１パルスと、上記立下り検出手段から
   の上記第２パルスと、上記パルス発生手段からの上記第
   ３パルスとを一列に結合するオア回路と、上記オア回路
   の出力の各パルスに応答して上記マンチェスタバイフェ
   イズ信号の原信号最小パルス幅よりも狭い例えば0.２５
   ビット長の幅狭パルスを発生することにより上記パルス
   列を出力する幅狭パルス発生回路とを含む請求項４又は
   ５記載のエンコーダ。
7. 【請求項７】 マンチェスタバイフェイズ信号の先頭に
   第１前置同期パルスを有する一方の信号ＴＸＯを光パル
   ス列に変換して光バスを通して伝送し、受信した光パル
   ス列をパルス列電気信号に変換し、マンチェスタバイフ
   ェイズ信号の上記一方の信号ＲＸＩと他方の信号ＲＸＮ
   を復調する光バス伝送方式を実施する受信側デコーダで
   あり、 上記電気パルス列信号があらかじめ決められた期間以上
   低レベルを継続していることを検出して所定の論理のバ
   スクワイエット信号を出力し、上記バスクワイエット信
   号を上記電気パルス列信号の最初のパルスの立上りまで
   保持するバスクワイエット検出手段と、 上記電気パルス列信号の上記最初のパルスと２番目のパ
   ルスを通過させる第１ゲート手段と、 上記第１ゲート手段からの上記最初のパルスで立上り、
   上記２番目のパルスで立下る第１前置同期パルスを発生
   する第１前置同期パルス発生手段と、 上記第１ゲート手段が上記２番目のパルスを通過させた
   後、上記第１前置同期パルスの後縁に応答して上記第１
   ゲート手段を閉じるゲート制御信号を発生するゲート制
   御信号発生手段と、 上記ゲート制御信号発生手段からの上記ゲート制御信号
   が与えられて開とされ、上記２番目のパルスより後の上
   記電気パルス列信号を通過させる第２ゲート手段と、 上記第２ゲート手段を通過した各パルスに応答して上記
   マンチェスタバイフェイズ信号の0.５ビット長のパルス
   を発生するパルス発生手段と、 上記第１前置同期パルス発生手段からの上記第１前置同
   期パルスと上記パルス発生手段からの上記パルスを一本
   のパルス列に結合して復調されたマンチェスタバイフェ
   イズ信号の上記一方の信号ＲＸＩとして出力する結合手
   段と、 上記復調された信号ＲＸＩを論理反転して復調されたマ
   ンチェスタバイフェイズ信号の他方の信号ＲＸＮとして
   出力する反転手段、 とを含むデコーダ。
8. 【請求項８】 上記復調された信号ＲＸＩがあらかじめ
   決めた一定期間以上低レベルを継続するのを検出して上
   記復調された信号ＲＸＮを強制的に低レベルにするギャ
   ップ検出手段が設けられている請求項７記載のデコー
   ダ。