JPH05109468A - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
- Publication number
- JPH05109468A JPH05109468A JP26984991A JP26984991A JPH05109468A JP H05109468 A JPH05109468 A JP H05109468A JP 26984991 A JP26984991 A JP 26984991A JP 26984991 A JP26984991 A JP 26984991A JP H05109468 A JPH05109468 A JP H05109468A
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- Japan
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- circuit
- pulse signal
- input
- voltage
- input current
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 制御回路19内にインバータ回路18の入力
電流を検出する入力電流検出回路10と、インバータ回
路18の共振電圧を検出する共振電圧検出回路11と、
スイッチング素子8に周期的な通電パルス信号発生回路
15を有し、前記入力電流検出回路10と共振電圧検出
回路11の出力を比較し、その結果を通電パルス信号発
生回路15に入力し通電パルス信号を発生させるもので
ある。 【効果】 入力電力の変化や、入力電圧の変化に対して
タイミングのずれが生じにくく、スイッチング素子の駆
動タイミングが一定となり、スイッチング損失等の回路
損失を減らすことができ、かつ幅広い電力設定が可能で
あるという効果がある。
電流を検出する入力電流検出回路10と、インバータ回
路18の共振電圧を検出する共振電圧検出回路11と、
スイッチング素子8に周期的な通電パルス信号発生回路
15を有し、前記入力電流検出回路10と共振電圧検出
回路11の出力を比較し、その結果を通電パルス信号発
生回路15に入力し通電パルス信号を発生させるもので
ある。 【効果】 入力電力の変化や、入力電圧の変化に対して
タイミングのずれが生じにくく、スイッチング素子の駆
動タイミングが一定となり、スイッチング損失等の回路
損失を減らすことができ、かつ幅広い電力設定が可能で
あるという効果がある。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路用スイ
ッチング素子の制御方法の改善を計った誘導加熱調理器
に関するものである。
ッチング素子の制御方法の改善を計った誘導加熱調理器
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】スイッチング素子により高周波電流を加
熱コイルに印加し高周波の磁束を発生させて加熱コイル
と磁気結合した負荷に渦電流を誘起させて、そのジュー
ル熱により負荷を加熱させるインバータ回路用制御回路
を有する誘導加熱調理器において、インバータ入力電圧
に相似する信号を基準とし、インバータの共振電圧とを
比較してスイッチング素子のオン信号(通電パルス信
号)を発生させる方法が、特公昭61−12636号公
報等で提案されている。
熱コイルに印加し高周波の磁束を発生させて加熱コイル
と磁気結合した負荷に渦電流を誘起させて、そのジュー
ル熱により負荷を加熱させるインバータ回路用制御回路
を有する誘導加熱調理器において、インバータ入力電圧
に相似する信号を基準とし、インバータの共振電圧とを
比較してスイッチング素子のオン信号(通電パルス信
号)を発生させる方法が、特公昭61−12636号公
報等で提案されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな方法では、インバータ入力電圧に相似する信号(例
えば入力電圧を分圧した信号)と、インバータの共振電
圧とを比較しオン信号を発生させているため、入力電力
が変化するとオン信号の発生タイミングが、共振波形に
たいしてずれるという問題点があった。
うな方法では、インバータ入力電圧に相似する信号(例
えば入力電圧を分圧した信号)と、インバータの共振電
圧とを比較しオン信号を発生させているため、入力電力
が変化するとオン信号の発生タイミングが、共振波形に
たいしてずれるという問題点があった。
【0004】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するためになされたものであり、交流電源から直流電源
に変換する整流回路と、この直流電源をスイッチング素
子により高周波電流に変換し加熱コイルに供給するイン
バータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路
とからなる誘導加熱調理器において、前記制御回路内に
インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出回路
と、インバータ回路の共振電圧を検出する共振電圧検出
回路と、前記スイッチング素子に周期的な通電パルス信
号を与える通電パルス信号発生回路を有し、前記入力電
流検出回路と共振電圧検出回路の出力を比較しその結果
を通電パルス信号発生回路に入力し通電パルス信号を発
生させるものである。
するためになされたものであり、交流電源から直流電源
に変換する整流回路と、この直流電源をスイッチング素
子により高周波電流に変換し加熱コイルに供給するイン
バータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路
とからなる誘導加熱調理器において、前記制御回路内に
インバータ回路の入力電流を検出する入力電流検出回路
と、インバータ回路の共振電圧を検出する共振電圧検出
回路と、前記スイッチング素子に周期的な通電パルス信
号を与える通電パルス信号発生回路を有し、前記入力電
流検出回路と共振電圧検出回路の出力を比較しその結果
を通電パルス信号発生回路に入力し通電パルス信号を発
生させるものである。
【0005】
【作用】上記のように構成したことにより、入力電流検
出回路にてインバータ回路の入力電流を検出し、共振電
圧検出回路にてインバータ回路の共振電圧を検出し、こ
れら入力電流検出回路と共振電圧検出回路の出力を比較
しその結果を通電パルス信号発生回路に入力し通電パル
ス信号を発生させる。例えば共振電圧が変化しても入力
電流も追従して変化し、その結果により発生タイミング
のずれが少なくなるよう通電パルス信号を発生させる作
用をする。
出回路にてインバータ回路の入力電流を検出し、共振電
圧検出回路にてインバータ回路の共振電圧を検出し、こ
れら入力電流検出回路と共振電圧検出回路の出力を比較
しその結果を通電パルス信号発生回路に入力し通電パル
ス信号を発生させる。例えば共振電圧が変化しても入力
電流も追従して変化し、その結果により発生タイミング
のずれが少なくなるよう通電パルス信号を発生させる作
用をする。
【0006】
【実施例】以下本発明の一実施例について図面に従って
説明する。図1は、本発明の一実施例を施した誘導加熱
調理器のブロック回路図であり、図2は同要部制御回路
例、図3は同制御回路例における各部の動作波形、図4
は同入力電力が変化した場合の各部の動作波形である。
説明する。図1は、本発明の一実施例を施した誘導加熱
調理器のブロック回路図であり、図2は同要部制御回路
例、図3は同制御回路例における各部の動作波形、図4
は同入力電力が変化した場合の各部の動作波形である。
【0007】図において、1は交流電源、2は交流電源
1を整流する整流回路である。18は整流回路2の出力
を直流に平滑する平滑回路を構成するチョークコイル3
と平滑コンデンサ4と、共振回路を構成する加熱コイル
5と共振コンデンサ6と、ダンパーダイオード7と、ス
イッチング素子8からなるインバータ回路である。
1を整流する整流回路である。18は整流回路2の出力
を直流に平滑する平滑回路を構成するチョークコイル3
と平滑コンデンサ4と、共振回路を構成する加熱コイル
5と共振コンデンサ6と、ダンパーダイオード7と、ス
イッチング素子8からなるインバータ回路である。
【0008】19はカレントトランス9、入力電流検出
回路10、共振電圧検出回路11、入力電圧検出回路1
2、比較回路13、小物検出回路14、通電パルス信号
発生回路15、ドライブ回路16、入力電力設定回路1
7からなる制御回路である。ここで、前記平滑後の電源
電圧をVL 、共振回路のスイッチング素子8側の電圧を
VCEとする。カレントトランス9は1次側入力電流を検
出するものであり、検出入力電流は入力電流検出回路1
0により適当な振幅レベルの電圧信号Iinに変換され
る。VCEは共振電圧検出回路11により適当な振幅レベ
ルの電圧信号VCE’に変換する。VL は入力電圧検出回
路12により適当な振幅レベルの電圧信号VL'に変換す
る。
回路10、共振電圧検出回路11、入力電圧検出回路1
2、比較回路13、小物検出回路14、通電パルス信号
発生回路15、ドライブ回路16、入力電力設定回路1
7からなる制御回路である。ここで、前記平滑後の電源
電圧をVL 、共振回路のスイッチング素子8側の電圧を
VCEとする。カレントトランス9は1次側入力電流を検
出するものであり、検出入力電流は入力電流検出回路1
0により適当な振幅レベルの電圧信号Iinに変換され
る。VCEは共振電圧検出回路11により適当な振幅レベ
ルの電圧信号VCE’に変換する。VL は入力電圧検出回
路12により適当な振幅レベルの電圧信号VL'に変換す
る。
【0009】Iin及びVCE’は比較回路13によりパル
ス信号V1に変換される。通電パルス信号発生回路15
は入力電力設定回路17の設定によりスイッチング素子
8の通電率を決める通電パルス幅が設定される。
ス信号V1に変換される。通電パルス信号発生回路15
は入力電力設定回路17の設定によりスイッチング素子
8の通電率を決める通電パルス幅が設定される。
【0010】またIin及びVL'は小物検出回路14に入
力し、加熱が不適当なスプーンやナイフ等の小物負荷を
検出した場合は通電パルス信号発生回路15に対して停
止信号を出力する。通電パルス信号発生回路15の出力
はドライブ回路16によりスイッチング素子8の駆動に
充分なドライブ電力を供給する。
力し、加熱が不適当なスプーンやナイフ等の小物負荷を
検出した場合は通電パルス信号発生回路15に対して停
止信号を出力する。通電パルス信号発生回路15の出力
はドライブ回路16によりスイッチング素子8の駆動に
充分なドライブ電力を供給する。
【0011】次に図2を用いて入力電流検出回路10、
共振電圧検出回路11及び比較回路13の回路例につい
て説明する。
共振電圧検出回路11及び比較回路13の回路例につい
て説明する。
【0012】カレントトランス9は抵抗101に並列に
接続され、発生する電圧信号を整流回路102により直
流電圧に変換する。この直流電圧をコンデンサ103、
抵抗104によりノイズ成分を除去し、抵抗105を通
して比較器110の反転入力端子に接続する。共振電圧
VCEは抵抗106及び抵抗107によって分圧され、入
力保護抵抗108、過電圧保護用ツェナーダイオード1
09を接続して比較器110の非反転入力端子に接続す
る。比較器110の出力端子はプルアップ抵抗111、
コンデンサ112を接続しコンデンサ112の他端は他
のプルアップ抵抗113を接続し、エミッタを回路電源
に接続したPNPトランジスタ114のベースに接続す
る。
接続され、発生する電圧信号を整流回路102により直
流電圧に変換する。この直流電圧をコンデンサ103、
抵抗104によりノイズ成分を除去し、抵抗105を通
して比較器110の反転入力端子に接続する。共振電圧
VCEは抵抗106及び抵抗107によって分圧され、入
力保護抵抗108、過電圧保護用ツェナーダイオード1
09を接続して比較器110の非反転入力端子に接続す
る。比較器110の出力端子はプルアップ抵抗111、
コンデンサ112を接続しコンデンサ112の他端は他
のプルアップ抵抗113を接続し、エミッタを回路電源
に接続したPNPトランジスタ114のベースに接続す
る。
【0013】これにより入力電流に相似な電圧波形と、
共振電圧の分圧波形を比較器110に入力し、トランジ
スタ114のコレクタより通電パルス信号発生回路15
に出力するタイミング信号を発生させることができる。
共振電圧の分圧波形を比較器110に入力し、トランジ
スタ114のコレクタより通電パルス信号発生回路15
に出力するタイミング信号を発生させることができる。
【0014】次に図3を用いて図2の回路例における各
部波形について説明する。図中a〜eは図2に示す各点
の電圧波形である。
部波形について説明する。図中a〜eは図2に示す各点
の電圧波形である。
【0015】波形Aは電源周期に対応した比較器110
の入力波形であり、aは共振電圧検出回路11、bは入
力電流検出回路10の出力である。BはAの一部を拡大
したものであり、Cは比較器110の出力波形c、Dは
トランジスタ114のベース電圧d、Eはタイミング信
号eである。
の入力波形であり、aは共振電圧検出回路11、bは入
力電流検出回路10の出力である。BはAの一部を拡大
したものであり、Cは比較器110の出力波形c、Dは
トランジスタ114のベース電圧d、Eはタイミング信
号eである。
【0016】波形Aのaは周波数が約20〜40kHz
の振動波形であり、そのピークはツェナーダイオード1
09により制御回路用電源電圧以下に抑えている。bは
入力電流と相似の波形であり、100Hzまたは120
Hzの脈流波形となる。
の振動波形であり、そのピークはツェナーダイオード1
09により制御回路用電源電圧以下に抑えている。bは
入力電流と相似の波形であり、100Hzまたは120
Hzの脈流波形となる。
【0017】次に図4を用いて入力電圧が変化した場合
について説明する。
について説明する。
【0018】入力電力が変化する要因としては、通電率
を変化させた場合A、入力電圧が変化した場合B、負荷
が変化した場合Cがある。各場合についての波形の変化
を説明する。図中aa’は共振電圧、bb’は入力電
流、ff’は入力電圧の各波形を示し、前者は変化前、
後者は変化後の波形とする。ただし共振電圧波形は、過
電圧保護前の波形を示す。
を変化させた場合A、入力電圧が変化した場合B、負荷
が変化した場合Cがある。各場合についての波形の変化
を説明する。図中aa’は共振電圧、bb’は入力電
流、ff’は入力電圧の各波形を示し、前者は変化前、
後者は変化後の波形とする。ただし共振電圧波形は、過
電圧保護前の波形を示す。
【0019】Aにおいて通電率を低く変化させると、共
振波形間の周期が短くなり、共振波形のピーク電圧及び
入力電流が追随して低くなるが、入力電圧は変わらな
い。したがって本実施例ではタイミング信号の発生タイ
ミングは変化しないが、入力電圧を基準としている従来
例では共振波形に対して比較電圧が高くなるためにタイ
ミング信号の発生が変化前に比べて早まることがわか
る。同様に通電率を高く変化させると、本実施例ではタ
イミングが変化しないが、従来例では変化前より遅くな
る。
振波形間の周期が短くなり、共振波形のピーク電圧及び
入力電流が追随して低くなるが、入力電圧は変わらな
い。したがって本実施例ではタイミング信号の発生タイ
ミングは変化しないが、入力電圧を基準としている従来
例では共振波形に対して比較電圧が高くなるためにタイ
ミング信号の発生が変化前に比べて早まることがわか
る。同様に通電率を高く変化させると、本実施例ではタ
イミングが変化しないが、従来例では変化前より遅くな
る。
【0020】Bにおいて入力電圧が高くなった場合は、
共振波形、入力電流波形とも同様に大きくなるため、本
実施例、従来例ともタイミングは変化しない。
共振波形、入力電流波形とも同様に大きくなるため、本
実施例、従来例ともタイミングは変化しない。
【0021】Cにおいて負荷が変化した場合、例えば鍋
がずれて入力電流が低くなった場合は、共振波形、入力
電流波形とも同様に低くなるが、入力電圧は変わらな
い。したがって本実施例ではタイミングは変化しない
が、従来例ではAの場合と同様にタイミングが早くなる
ことがわかる。
がずれて入力電流が低くなった場合は、共振波形、入力
電流波形とも同様に低くなるが、入力電圧は変わらな
い。したがって本実施例ではタイミングは変化しない
が、従来例ではAの場合と同様にタイミングが早くなる
ことがわかる。
【0022】また本構成の誘導加熱調理器は、共振電圧
がゼロクロスしなくてもタイミングパルスを発生し、ス
イッチング素子8を駆動することができるので、入力電
力を可変できる範囲が広くなる。
がゼロクロスしなくてもタイミングパルスを発生し、ス
イッチング素子8を駆動することができるので、入力電
力を可変できる範囲が広くなる。
【0023】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ回路の通電
パルス信号発生回路に与えるタイミング信号を共振電圧
と入力電圧を比較した結果により発生させるので、入力
電力の変化や、入力電圧の変化に対してタイミングのず
れが生じにくく、スイッチング素子の駆動タイミングが
一定となり、スイッチング損失等の回路損失を減らすこ
とができ、かつ幅広い電力設定が可能であるという効果
がある。
パルス信号発生回路に与えるタイミング信号を共振電圧
と入力電圧を比較した結果により発生させるので、入力
電力の変化や、入力電圧の変化に対してタイミングのず
れが生じにくく、スイッチング素子の駆動タイミングが
一定となり、スイッチング損失等の回路損失を減らすこ
とができ、かつ幅広い電力設定が可能であるという効果
がある。
【図1】本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器のブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図2】同要部制御回路図である。
【図3】同制御回路図における各部の動作波形図であ
る。
る。
【図4】同入力電力が変化した場合の各部の動作波形図
である。
である。
1 交流電源 2 整流回路 5 加熱コイル 8 スイッチング素子 10 入力電流検出回路 11 共振電圧検出回路 15 通電パルス信号発生回路 18 インバータ回路 19 制御回路
Claims (1)
- 【請求項1】 交流電源(1)から直流電源に変換する整
流回路(2)と、この直流電源をスイッチング素子(8)に
より高周波電流に変換し加熱コイル(5)に供給するイン
バータ回路(18)と、前記インバータ回路(18)を制御する
制御回路(19)とからなる誘導加熱調理器において、前記
制御回路(19)内にインバータ回路(18)の入力電流を検出
する入力電流検出回路(10)と、インバータ回路(18)の共
振電圧を検出する共振電圧検出回路(11)と、前記スイッ
チング素子(8)に周期的な通電パルス信号を与える通電
パルス信号発生回路(15)を有し、前記入力電流検出回路
(10)と共振電圧検出回路(11)の出力を比較しその結果を
通電パルス信号発生回路(15)に入力し通電パルス信号を
発生させるものとしたことを特徴とする誘導加熱調理
器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26984991A JPH05109468A (ja) | 1991-10-18 | 1991-10-18 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26984991A JPH05109468A (ja) | 1991-10-18 | 1991-10-18 | 誘導加熱調理器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05109468A true JPH05109468A (ja) | 1993-04-30 |
Family
ID=17478054
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26984991A Pending JPH05109468A (ja) | 1991-10-18 | 1991-10-18 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05109468A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009078952A1 (en) * | 2007-12-14 | 2009-06-25 | One More Time Llc | Burst frequency resonant inverter |
-
1991
- 1991-10-18 JP JP26984991A patent/JPH05109468A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009078952A1 (en) * | 2007-12-14 | 2009-06-25 | One More Time Llc | Burst frequency resonant inverter |
US7733067B2 (en) | 2007-12-14 | 2010-06-08 | One More Time Llc | Burst frequency resonant inverter |
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