JPH048976B2 - - Google Patents
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- JPH048976B2 JPH048976B2 JP7444083A JP7444083A JPH048976B2 JP H048976 B2 JPH048976 B2 JP H048976B2 JP 7444083 A JP7444083 A JP 7444083A JP 7444083 A JP7444083 A JP 7444083A JP H048976 B2 JPH048976 B2 JP H048976B2
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 16
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 101100350628 Arabidopsis thaliana PLL3 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はマルチプレツクス復調器に関し、特に
ステレオコンポジツト信号とサブキヤリヤ信号と
の乗算を行なつてこの乗算出力に基づき左右チヤ
ンネル信号の復調をなすようにしたマルチプレツ
クス（MPX）復調器に関する。
ステレオコンポジツト信号とサブキヤリヤ信号と
の乗算を行なつてこの乗算出力に基づき左右チヤ
ンネル信号の復調をなすようにしたマルチプレツ
クス（MPX）復調器に関する。
かかるMPX復調器の例が第１図にブロツクに
て示されてい。図において、ステレオコンポジツ
ト信号はLPF１において53KHz以上の高域ノイズ
成分が除去されて乗算器２の１入力となると共に
PLL（フエイズロツクドループ）３へも供給され
る。このPLL３においては、19KHzのステレオパ
イロツト信号を抽出してこれに同期した38KHzの
サブキヤリヤ信号を発生するよう構成されてい
る。このサブキヤリヤ信号が乗算器２の他入力と
なつており、乗算出力が加減算器４，５の各１入
力となる。これら加減算器４，５の各他入力には
LPF１の出力であるステレオコンポジツト信号
が印加されており、これら加減算器４，５の各出
力がLPF６，７を介して左右チヤンネル信号と
なるのである。
て示されてい。図において、ステレオコンポジツ
ト信号はLPF１において53KHz以上の高域ノイズ
成分が除去されて乗算器２の１入力となると共に
PLL（フエイズロツクドループ）３へも供給され
る。このPLL３においては、19KHzのステレオパ
イロツト信号を抽出してこれに同期した38KHzの
サブキヤリヤ信号を発生するよう構成されてい
る。このサブキヤリヤ信号が乗算器２の他入力と
なつており、乗算出力が加減算器４，５の各１入
力となる。これら加減算器４，５の各他入力には
LPF１の出力であるステレオコンポジツト信号
が印加されており、これら加減算器４，５の各出
力がLPF６，７を介して左右チヤンネル信号と
なるのである。
かかる構成において、ステレオコンポジツト信
号Ｃ（ｔ）を Ｃ（ｔ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）sin ωct ＋Psin ωct／２ ……(1) とする。尚、Ｌ，Ｒは左右チヤンネル信号、ωc
はサブキヤリヤ信号角周波数、Ｐはパイロツト信
号振幅である。従つて、乗算器２による乗算出力
は(1)式のＣ（ｔ）とsin ωctとの乗算信号であるか
ら、オーデイオ帯域成分のみを考えれば、サブ信
号である（Ｌ−Ｒ）信号成分が検波されることに
なる。よつて、加減算器４，５において、この
（Ｌ−Ｒ）信号成分と(1)式のコンポジツト信号Ｃ
（ｔ）とが加減算されるから、オーデイオ帯域の
みを考えれば、Ｌ，Ｒチヤンネルの各信号が復調
されることになるのである。
号Ｃ（ｔ）を Ｃ（ｔ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）sin ωct ＋Psin ωct／２ ……(1) とする。尚、Ｌ，Ｒは左右チヤンネル信号、ωc
はサブキヤリヤ信号角周波数、Ｐはパイロツト信
号振幅である。従つて、乗算器２による乗算出力
は(1)式のＣ（ｔ）とsin ωctとの乗算信号であるか
ら、オーデイオ帯域成分のみを考えれば、サブ信
号である（Ｌ−Ｒ）信号成分が検波されることに
なる。よつて、加減算器４，５において、この
（Ｌ−Ｒ）信号成分と(1)式のコンポジツト信号Ｃ
（ｔ）とが加減算されるから、オーデイオ帯域の
みを考えれば、Ｌ，Ｒチヤンネルの各信号が復調
されることになるのである。
しかしながら、かかる構成ではサブ信号である
（Ｌ−Ｒ）信号を検波するのに、38KHzのサブキ
ヤリヤとコンポジツト信号との乗算を行なつてい
るために、例えばコンポジツト信号のサブチヤン
ネル帯域（23〜53KPH）内に妨害波が存在すれ
ば、サブチヤンネルとこの妨害波との乗算によつ
て生ずるビート成分が生じて左右チヤンネル信号
へノイズとして混入するという欠点がある。
（Ｌ−Ｒ）信号を検波するのに、38KHzのサブキ
ヤリヤとコンポジツト信号との乗算を行なつてい
るために、例えばコンポジツト信号のサブチヤン
ネル帯域（23〜53KPH）内に妨害波が存在すれ
ば、サブチヤンネルとこの妨害波との乗算によつ
て生ずるビート成分が生じて左右チヤンネル信号
へノイズとして混入するという欠点がある。
本発明は上記の如き従来の欠点を除去すべくな
されたものであつて、その目的とするところは、
コンポジツト信号中のサブチヤンネル信号帯域に
存在する妨害波により生ずるビートノイズを除去
してＳ／Ｎの良い復調出力を得ることができる
MPX復調器を提供することにある。
されたものであつて、その目的とするところは、
コンポジツト信号中のサブチヤンネル信号帯域に
存在する妨害波により生ずるビートノイズを除去
してＳ／Ｎの良い復調出力を得ることができる
MPX復調器を提供することにある。
本発明によるMPX復調器は、ステレオコンポ
ジツト信号に含まれるサブチヤンネル信号の上側
波帯と下側波帯とを互いに180゜位相差を有するよ
うに位相シフトせしめ、この位相シフトされたサ
ブチヤンネル信号を含むコンポジツト信号とサブ
キヤリヤ信号とを乗算してサブチヤンネル信号帯
域に含まれる妨害波とサブキヤリヤ信号とのビー
ト波を得、このビート波を用いて左右チヤンネル
信号に含まれるノイズ成分を打消すようにしたこ
とを特徴としている。
ジツト信号に含まれるサブチヤンネル信号の上側
波帯と下側波帯とを互いに180゜位相差を有するよ
うに位相シフトせしめ、この位相シフトされたサ
ブチヤンネル信号を含むコンポジツト信号とサブ
キヤリヤ信号とを乗算してサブチヤンネル信号帯
域に含まれる妨害波とサブキヤリヤ信号とのビー
ト波を得、このビート波を用いて左右チヤンネル
信号に含まれるノイズ成分を打消すようにしたこ
とを特徴としている。
以下に本発明を図面を用いて説明する。
第２図は本発明の実施例のブロツク図であり、
第１図と同等部分は同一符号により示されてい
る。ステレオコンポジツト信号を入力とする
LPF１の出力は、乗算器２及びPLL３に入力さ
れると共に位相シフト回路８へも入力されてい
る。この位相シフト回路８は、サブキヤリヤ信号
周波数38KHzを境にして、38KHz〜53KHzの成分
（サブチヤンネル信号の上側波帯）と38KHz以下
の成分（サブチヤンネル信号の下側波帯を含む成
分）とが互いに180゜位相差を有するように位相シ
フトをなす。この位相シフト出力は乗算器９の１
入力となつており、PLL３により得られたサブ
キヤリヤ信号との乗算が行なわれる。
第１図と同等部分は同一符号により示されてい
る。ステレオコンポジツト信号を入力とする
LPF１の出力は、乗算器２及びPLL３に入力さ
れると共に位相シフト回路８へも入力されてい
る。この位相シフト回路８は、サブキヤリヤ信号
周波数38KHzを境にして、38KHz〜53KHzの成分
（サブチヤンネル信号の上側波帯）と38KHz以下
の成分（サブチヤンネル信号の下側波帯を含む成
分）とが互いに180゜位相差を有するように位相シ
フトをなす。この位相シフト出力は乗算器９の１
入力となつており、PLL３により得られたサブ
キヤリヤ信号との乗算が行なわれる。
乗算器２及び９の両乗算出力が加算器１０にお
いて加算されて、加減算器４，５の各１入力とさ
れている。両加減算器４，５の各他入力にステレ
オコンポジツト信号がが印加され、これら加減算
出力のオーデイオ成分のみがLPF６，７により
抽出されて左右チヤンネル信号として導出される
のである。
いて加算されて、加減算器４，５の各１入力とさ
れている。両加減算器４，５の各他入力にステレ
オコンポジツト信号がが印加され、これら加減算
出力のオーデイオ成分のみがLPF６，７により
抽出されて左右チヤンネル信号として導出される
のである。
いま仮に、サブチヤンネル信号の上側波帯域
（38〜53KHz）に妨害波が存在しているとすると、
(1)式は次式の如く書ける。
（38〜53KHz）に妨害波が存在しているとすると、
(1)式は次式の如く書ける。
Ｃ（ｔ）＝cos ωMｔ＋（１／２）sin
（ωc−ωs）ｔ＋（１／２）sin
（ωc＋ωs）ｔ＋Psin ωct／２
＋Nsin（ωc＋ωN）ｔ ……(2)
尚、cos ωMｔは（Ｌ＋Ｒ）信号成分、sin ωst
は（Ｌ−Ｒ）信号成分でありsin（ωc＋ωs）ｔは
サブチヤンネル上側波帯成分、sin（ωc−ωs）ｔ
は同じく下側波帯成分、Ｎ及びωNは妨害波の振
幅及び角周波数である（38（ωc＋ωs）／2π
53KHz）。従つて、乗算器２による乗算出力は、
(2)式を用いて次式となる。
は（Ｌ−Ｒ）信号成分でありsin（ωc＋ωs）ｔは
サブチヤンネル上側波帯成分、sin（ωc−ωs）ｔ
は同じく下側波帯成分、Ｎ及びωNは妨害波の振
幅及び角周波数である（38（ωc＋ωs）／2π
53KHz）。従つて、乗算器２による乗算出力は、
(2)式を用いて次式となる。
Ｃ（ｔ）sin ωct＝（１／２）sin
（ωc−ωM）ｔ＋（１／２）sin
（ωc＋ωM）ｔ＋（１／２）cos
ωst−（１／４）cos（2ωc−ωs）ｔ
−（１／４）cos（2ωc＋ωs）ｔ＋
（１／２）Pcos ωct／２−（１／２）cos
3ωct／２＋（１／２）Ncos ωNｔ−
（１／２）Ncos（2ωc＋ωN）ｔ
……(3)
(3)式においてオーデイオ帯域成分Ａ（ｔ）のみ
を考えれば、 Ａ（ｔ）＝（１／２）cos ωst＋（１／２） Ncos ωNｔ ……(4) となる。すなわちサブ信号（Ｌ−Ｒ）成分が検波
されかつビート波であるビートノイズ成分cos
ωNｔも検波されて乗算器２の出力に現出してい
ることになる。
を考えれば、 Ａ（ｔ）＝（１／２）cos ωst＋（１／２） Ncos ωNｔ ……(4) となる。すなわちサブ信号（Ｌ−Ｒ）成分が検波
されかつビート波であるビートノイズ成分cos
ωNｔも検波されて乗算器２の出力に現出してい
ることになる。
ここで、位相シフト回路８がサブチヤンネル信
号の上側波帯域成分のみを180゜位相シフトするよ
う構成されているものとすれば、位相シフト回路
８の出力C′（ｔ）は(2)式より、 C′（ｔ）＝cos ωMｔ＋（１／２）sin （ωc＋ωs）ｔ−（１／２）sin （ωc＋ωs）ｔ＋Psin ωct／２ −Nsin（ωc＋ωN）ｔ ……(5) となる。よつて、乗算器９による乗算出力は、 C′（ｔ）sin ωct＝（１／２）sin （ωc−ωM）ｔ＋（１／２）sin （ωc＋ωM）ｔ−（１／４）cos （2ωc−ωs）ｔ＋（１／４）cos （2ωc＋ωs）ｔ＋（１／２）Pcos ωct／２ −（１／２）Pcos 3ωct／２−（１／２） Ncos ωNｔ＋（１／２）Ncos （2ωc＋ωN）ｔ ……(6) となる。(6)式においてオーデイオ帯域成分Ｎ（ｔ）
のみを取り出せば、 Ｎ（ｔ）＝−（１／２）Ncos ωNｔ ……(7) となる。
号の上側波帯域成分のみを180゜位相シフトするよ
う構成されているものとすれば、位相シフト回路
８の出力C′（ｔ）は(2)式より、 C′（ｔ）＝cos ωMｔ＋（１／２）sin （ωc＋ωs）ｔ−（１／２）sin （ωc＋ωs）ｔ＋Psin ωct／２ −Nsin（ωc＋ωN）ｔ ……(5) となる。よつて、乗算器９による乗算出力は、 C′（ｔ）sin ωct＝（１／２）sin （ωc−ωM）ｔ＋（１／２）sin （ωc＋ωM）ｔ−（１／４）cos （2ωc−ωs）ｔ＋（１／４）cos （2ωc＋ωs）ｔ＋（１／２）Pcos ωct／２ −（１／２）Pcos 3ωct／２−（１／２） Ncos ωNｔ＋（１／２）Ncos （2ωc＋ωN）ｔ ……(6) となる。(6)式においてオーデイオ帯域成分Ｎ（ｔ）
のみを取り出せば、 Ｎ（ｔ）＝−（１／２）Ncos ωNｔ ……(7) となる。
加算器１０においては、(4)式と(7)式で示される
オーデイオ成分を含む乗算信号が加算されるか
ら、その加算出力のオーデイオ帯域成分は、 Ａ（ｔ）＋Ｎ（ｔ）＝（１／２）cos ωst ……(8) となり、妨害波によるビート波Ncos ωNｔが除
去されることになる。結局、加算器１０の出力に
はcos ωstすなわちサブ信号である（Ｌ−Ｒ）信
号のみが検波され出力されることになり、加減算
器４，５においてコンポジツト信号中のメイン信
号である（Ｌ＋Ｒ）信号との加減算によつて左右
チヤンネル信号が復調されるものである。
オーデイオ成分を含む乗算信号が加算されるか
ら、その加算出力のオーデイオ帯域成分は、 Ａ（ｔ）＋Ｎ（ｔ）＝（１／２）cos ωst ……(8) となり、妨害波によるビート波Ncos ωNｔが除
去されることになる。結局、加算器１０の出力に
はcos ωstすなわちサブ信号である（Ｌ−Ｒ）信
号のみが検波され出力されることになり、加減算
器４，５においてコンポジツト信号中のメイン信
号である（Ｌ＋Ｒ）信号との加減算によつて左右
チヤンネル信号が復調されるものである。
第３図は位相シフト回路８の具体例であり、オ
ペアンプ８５と、抵抗８１〜８３と、コンデンサ
８４とから成るものである。抵抗８１〜８３をす
べて等しくＲとしコンデンサ８４の容量値をＣと
すると、時定数RCを38KHzに相当する値に選定
すれば、サブキヤリヤ周波数を境にして上側波帯
域（38〜53KHz）の成分が180゜移相されて上記目
的が達成されることになる。
ペアンプ８５と、抵抗８１〜８３と、コンデンサ
８４とから成るものである。抵抗８１〜８３をす
べて等しくＲとしコンデンサ８４の容量値をＣと
すると、時定数RCを38KHzに相当する値に選定
すれば、サブキヤリヤ周波数を境にして上側波帯
域（38〜53KHz）の成分が180゜移相されて上記目
的が達成されることになる。
上記においては、サブチヤンネル信号の上側波
帯域に妨害波がある場合につき説明ししたが、逆
に下側波帯（23〜38KHz）に妨害波がある場合に
は、位相シフト回路８においてサブチヤンネル信
号の下側波帯域の成分が180゜移相されるように構
成すれば、23〜38KHzの範囲の妨害波によるビー
トノイズを除去できることになるのは明らかであ
る。
帯域に妨害波がある場合につき説明ししたが、逆
に下側波帯（23〜38KHz）に妨害波がある場合に
は、位相シフト回路８においてサブチヤンネル信
号の下側波帯域の成分が180゜移相されるように構
成すれば、23〜38KHzの範囲の妨害波によるビー
トノイズを除去できることになるのは明らかであ
る。
従つて、サブチヤンネル信号の上下側波帯の両
者に共に妨害波が存在する場合は、上記の各構成
を夫々付加して上下側波帯の各妨害波に起因して
生ずるビート波を夫々得るようにし、これらビー
ト波を乗算器２の乗算出力と混合すればすべての
ビート波が打消されることになる。
者に共に妨害波が存在する場合は、上記の各構成
を夫々付加して上下側波帯の各妨害波に起因して
生ずるビート波を夫々得るようにし、これらビー
ト波を乗算器２の乗算出力と混合すればすべての
ビート波が打消されることになる。
第４図は本発明の他の実施例のブロツク図であ
り、第２図と同等部分は同一符号により示されて
いる。第２図の例では、妨害波によるビート波Ｎ
（ｔ）を乗算器２の乗算出力に加算して、当該ビ
ート波を打消しているが、本例では乗算器９によ
り得られたこのビート波Ｎ（ｔ）を、加減算器４
ａ，５ａの各１入力としてこの加減算器４ａ，５
ａにてビート波を打消すようにしたものである。
り、第２図と同等部分は同一符号により示されて
いる。第２図の例では、妨害波によるビート波Ｎ
（ｔ）を乗算器２の乗算出力に加算して、当該ビ
ート波を打消しているが、本例では乗算器９によ
り得られたこのビート波Ｎ（ｔ）を、加減算器４
ａ，５ａの各１入力としてこの加減算器４ａ，５
ａにてビート波を打消すようにしたものである。
すなわち、左チヤンネル信号を得る加算器４ａ
（第１図の４に相当）において、乗算器２の乗算
出力に含まれるオーデイオ成分Ａ（ｔ）＝（１／２）
cos ωst＋（１／２）Ncos ωNｔに乗算器９の出
力のオーデイオ成分（Ｎ（ｔ）＝−（１／２）Ncos
ωNｔを加えれば、ビート波Ncos ωNｔが互いい
に打消される。また、右チヤンネル信号を得る減
算器５ａ（第１図の５に相当）において、乗算器
９の出力を逆相にて加えてやれば同様にビート波
が互いに打消されることになる。
（第１図の４に相当）において、乗算器２の乗算
出力に含まれるオーデイオ成分Ａ（ｔ）＝（１／２）
cos ωst＋（１／２）Ncos ωNｔに乗算器９の出
力のオーデイオ成分（Ｎ（ｔ）＝−（１／２）Ncos
ωNｔを加えれば、ビート波Ncos ωNｔが互いい
に打消される。また、右チヤンネル信号を得る減
算器５ａ（第１図の５に相当）において、乗算器
９の出力を逆相にて加えてやれば同様にビート波
が互いに打消されることになる。
叙上の如く、本発明によれば極めて簡単な構成
で、妨害波に起因するビートノイズが除去される
のでＳ／Ｎの良い左右チヤンネル信号を得ること
が可能となる。
で、妨害波に起因するビートノイズが除去される
のでＳ／Ｎの良い左右チヤンネル信号を得ること
が可能となる。
第１図は従来のMPX復調器のブロツク図、第
２図は本発明の実施例のブロツク図、第３図は位
相シフト回路の一例を示す図、第４図は、本発明
の他の実施例のブロツク図である。 主要部分の符号の説明、２，９……乗算器、３
……PLL、８……位相シフト回路。
２図は本発明の実施例のブロツク図、第３図は位
相シフト回路の一例を示す図、第４図は、本発明
の他の実施例のブロツク図である。 主要部分の符号の説明、２，９……乗算器、３
……PLL、８……位相シフト回路。
Claims (1)
- １ ステレオコンポジツト信号とサブキヤリヤ信
号との乗算をなしこの乗算出力に基づき左右チヤ
ンネル信号の復調をなすようにしたマルチプレツ
クス復調器であつて、前記ステレオコンポジツト
信号に含まれるサブチヤンネル信号の上側波帯と
下側波帯とを互いに180゜位相差を有するように位
相シフトする手段と、この位相シフトされたサブ
チヤンネル信号を含むステレオコンポジツト信号
とサブキヤリヤ信号とを乗算して前記サブチヤン
ネル信号帯域に含まれる妨害波と前記サブキヤリ
ヤ信号とのビート波を得る手段とを含み、このビ
ート波を用いて前記左右チヤンネル信号に含まれ
るノイズ成分を打消すようにしたことを特徴とす
る復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7444083A JPS59200544A (ja) | 1983-04-27 | 1983-04-27 | マルチプレックス復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7444083A JPS59200544A (ja) | 1983-04-27 | 1983-04-27 | マルチプレックス復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59200544A JPS59200544A (ja) | 1984-11-13 |
| JPH048976B2 true JPH048976B2 (ja) | 1992-02-18 |
Family
ID=13547290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7444083A Granted JPS59200544A (ja) | 1983-04-27 | 1983-04-27 | マルチプレックス復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59200544A (ja) |
-
1983
- 1983-04-27 JP JP7444083A patent/JPS59200544A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59200544A (ja) | 1984-11-13 |
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