JPS62219830A - Fmステレオ復調回路 - Google Patents
Fmステレオ復調回路Info
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- JPS62219830A JPS62219830A JP6284186A JP6284186A JPS62219830A JP S62219830 A JPS62219830 A JP S62219830A JP 6284186 A JP6284186 A JP 6284186A JP 6284186 A JP6284186 A JP 6284186A JP S62219830 A JPS62219830 A JP S62219830A
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- circuit
- noise
- band
- stereo
- demodulation circuit
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- Pending
Links
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 10
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims abstract description 6
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 abstract description 5
- 210000005069 ears Anatomy 0.000 abstract description 2
- 230000036039 immunity Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 5
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はFMステレオ復調回路に関する。
[発明のI既要〕
検波後のFMステレオコンポジット信号のサブチャンネ
ル成分について単側波帯復調を行って、サブチャンネル
帯域内の妨害ノイズを排除できるようにしたFMステレ
オ復調回路である。
ル成分について単側波帯復調を行って、サブチャンネル
帯域内の妨害ノイズを排除できるようにしたFMステレ
オ復調回路である。
FMステレオ放送受信に際し、L+Hのメインチャンネ
ル(50Hz 〜15KHz)及びL−Rのサブチャン
ネル(23Hz 〜53KHz>をFM復調した後に、
家庭用コンピュータや電波応用機器から数十KHzの妨
害ノイズが混入することがある。従来では第6図のよう
に、遮断周波数が60KHz程度のローパスフィルタ2
をFM検波回路1の後でステレオ復調回路3の前に挿入
し、妨害を排除していた。
ル(50Hz 〜15KHz)及びL−Rのサブチャン
ネル(23Hz 〜53KHz>をFM復調した後に、
家庭用コンピュータや電波応用機器から数十KHzの妨
害ノイズが混入することがある。従来では第6図のよう
に、遮断周波数が60KHz程度のローパスフィルタ2
をFM検波回路1の後でステレオ復調回路3の前に挿入
し、妨害を排除していた。
ローパスフィルタ2の遮断周波数はサブチャンネルの帯
域である53KHz以下にすることができない。従って
53KHz以下のサブチャンネル帯域内の妨害ノイズに
対しては排除できない。本発明はこの問題にかんがみ、
サブチャンネル帯域内に入る妨害ノイズを除去すること
を目的とする。
域である53KHz以下にすることができない。従って
53KHz以下のサブチャンネル帯域内の妨害ノイズに
対しては排除できない。本発明はこの問題にかんがみ、
サブチャンネル帯域内に入る妨害ノイズを除去すること
を目的とする。
第1図に示すように、コンポジットFMステレオ信号中
のサブチャンネル成分に対して90”位相差のサブキャ
リアに基づいて直交検波を行う直交検波回路(乗算器1
3a、13b)と、上記直交検波回路の一対の出力の何
れか一方の位相を90@移和する移相回路(13d)と
、上記直交検波回路の他方の出力と上記移相回路の出力
とを結合する加減算回路(13e、13f)とを具備し
ている。上記加減算回路の加算又は減算の何れか一方の
出力から妨害波が除去されたサブチャンネル信号L−R
を得て、メインチャンネル信号L+Rと演算してステレ
オ分離を行う。
のサブチャンネル成分に対して90”位相差のサブキャ
リアに基づいて直交検波を行う直交検波回路(乗算器1
3a、13b)と、上記直交検波回路の一対の出力の何
れか一方の位相を90@移和する移相回路(13d)と
、上記直交検波回路の他方の出力と上記移相回路の出力
とを結合する加減算回路(13e、13f)とを具備し
ている。上記加減算回路の加算又は減算の何れか一方の
出力から妨害波が除去されたサブチャンネル信号L−R
を得て、メインチャンネル信号L+Rと演算してステレ
オ分離を行う。
サブチャンネルの上側及び下側の両側波帯の一方の帯域
内に混入したノイズが、車側波帯復調により排除される
。従って狭帯域再生になり、ノイズ妨害は軽減される。
内に混入したノイズが、車側波帯復調により排除される
。従って狭帯域再生になり、ノイズ妨害は軽減される。
各側波帯の復調出力を個別に得てノイズが少ない方の復
調出力を選択する構成が好ましい。
調出力を選択する構成が好ましい。
第1図は本発明のFMステレオ復調器の要部ブロック図
である。この実施例ではサブチャンネルをSSB復調し
てL−R成分を得るようにし、単側波帯のみの狭帯域再
生により、サブチャンネル帯域内に入る妨害ノイズを排
除している。
である。この実施例ではサブチャンネルをSSB復調し
てL−R成分を得るようにし、単側波帯のみの狭帯域再
生により、サブチャンネル帯域内に入る妨害ノイズを排
除している。
第1図において、FM検波後のコンポジット・ステレオ
信号中のメインチャンネル成分L+Rがローパスフィル
タ10を通じてマトリックス回路11に与えられる。一
方、38KHzのサブキャリアをFM変調したサブチャ
ンネル成分L−Rは、バンドパスフィルタ12を通じて
SSB復調回路13に与えられ、ここでL−R成分が復
調される。
信号中のメインチャンネル成分L+Rがローパスフィル
タ10を通じてマトリックス回路11に与えられる。一
方、38KHzのサブキャリアをFM変調したサブチャ
ンネル成分L−Rは、バンドパスフィルタ12を通じて
SSB復調回路13に与えられ、ここでL−R成分が復
調される。
L−R成分は逆90°移相回路14を通じてマトリック
ス回路11に供給され、L+R成分との和差混合により
Lチャンネル及びRチャンネルのステレオ信号に分離さ
れる。なおサブチャンネルのSSB復調に必要な38K
Hzキヤリアは、コンポジットステレオ信号に含まれて
いる19KHzパイロット信号に感応するPLL回路1
5において作られる。
ス回路11に供給され、L+R成分との和差混合により
Lチャンネル及びRチャンネルのステレオ信号に分離さ
れる。なおサブチャンネルのSSB復調に必要な38K
Hzキヤリアは、コンポジットステレオ信号に含まれて
いる19KHzパイロット信号に感応するPLL回路1
5において作られる。
第2図は移相方式のSSB復調回路13の動作原理を示
し、第3A、3B図はFMステレオ放送の各チャンネル
スペクトラムを示す、38KHzFM変調のサブチャン
ネル成分L−Rは、第3A図に示すように23〜38K
Hzの下側波帯LSBと38〜53KHzの上側波帯U
SBとから成る。ωをサブキャリアの角周波数とすると
、サブチャンネル成分は(L−R)sinωtで表され
る。
し、第3A、3B図はFMステレオ放送の各チャンネル
スペクトラムを示す、38KHzFM変調のサブチャン
ネル成分L−Rは、第3A図に示すように23〜38K
Hzの下側波帯LSBと38〜53KHzの上側波帯U
SBとから成る。ωをサブキャリアの角周波数とすると
、サブチャンネル成分は(L−R)sinωtで表され
る。
第3B図のようにサブチャンネル帯域に入るノイズの角
周波数をω8とすると、ノイズ成分は5in(ω、+ω
)tと表される。なおこの場合、ω8はωからの正の偏
差分で、ノイズ成分は第3B図に示すように上側波帯U
SBに混入しているとする。
周波数をω8とすると、ノイズ成分は5in(ω、+ω
)tと表される。なおこの場合、ω8はωからの正の偏
差分で、ノイズ成分は第3B図に示すように上側波帯U
SBに混入しているとする。
このノイズを含むサブチャンネル成分は、直交検波回路
を構成する乗算器13a、13bにおいて、キャリアs
inωを及び90°移相回路13cを通ったキャリアc
osωtによって直交検波を受ける0乗算出力は1/2
((L−R) +cos ωMt)及び1/2 s
inωH1で、後者を90@移和回路13dで移相して
1/2 cosωMtにし、加算器13eで両者を加え
合わせると、上側波帯(USB)の出力(L R)
+2cos ωNtが加算出力として得られる。また両
者を減算器13fで減算すると、下側波帯(L S B
)の出力1/2 (L−R)が減算出力として得られ
る。
を構成する乗算器13a、13bにおいて、キャリアs
inωを及び90°移相回路13cを通ったキャリアc
osωtによって直交検波を受ける0乗算出力は1/2
((L−R) +cos ωMt)及び1/2 s
inωH1で、後者を90@移和回路13dで移相して
1/2 cosωMtにし、加算器13eで両者を加え
合わせると、上側波帯(USB)の出力(L R)
+2cos ωNtが加算出力として得られる。また両
者を減算器13fで減算すると、下側波帯(L S B
)の出力1/2 (L−R)が減算出力として得られ
る。
従って上側波帯を抑圧した下側波帯出力からノイズの無
いサブチャンネル復調信号L−Rが得られる。なおノイ
ズが下側波帯LSBに入る場合には、ωNが負となり、
USB出力に下側波帯を抑圧したL−Rが得られ、LS
B出力に(L −R)+2cosωN1が得られる。従
ってこの場合には上側波帯出力を復調出力として用いれ
ば、ノイズ妨害を排除することができる。
いサブチャンネル復調信号L−Rが得られる。なおノイ
ズが下側波帯LSBに入る場合には、ωNが負となり、
USB出力に下側波帯を抑圧したL−Rが得られ、LS
B出力に(L −R)+2cosωN1が得られる。従
ってこの場合には上側波帯出力を復調出力として用いれ
ば、ノイズ妨害を排除することができる。
第1図の回路では、SSB復調回路13のUSB及びL
SBの出力の何れかを選択する切換スイッチ16が設け
られていて、ノイズが入っていない方の側波帯について
狭帯域再生を行うようにしている。実際には、耳でステ
レオ再生音を聞きながら切換スイッチ16を操作して、
ノイズの少ない方を選択する。なおSSB復調回路13
のアンプ13g、13hは必要に応じて挿入する。また
切換スイッチ16の出力側の逆90@移相回路14はS
SB復調回路13の90″移相回路13dによる移相分
を相殺するために挿入しである。
SBの出力の何れかを選択する切換スイッチ16が設け
られていて、ノイズが入っていない方の側波帯について
狭帯域再生を行うようにしている。実際には、耳でステ
レオ再生音を聞きながら切換スイッチ16を操作して、
ノイズの少ない方を選択する。なおSSB復調回路13
のアンプ13g、13hは必要に応じて挿入する。また
切換スイッチ16の出力側の逆90@移相回路14はS
SB復調回路13の90″移相回路13dによる移相分
を相殺するために挿入しである。
SSB復調回路13に38KHzキヤリアを供給するP
LL回路15は周知の構成であって、19KHz同調回
路17及びアンプ18を通ってパイロット信号が位相弁
別器19に導びかれる。一方、VCO22の出力(15
2KHz)が1/2分周器23.24.25.19KH
z同調回路27を通って位相弁別器19に帰還され、バ
イロフトとの位相比較の結果が、アンプ20、ローパス
フィルタ21を通って発振制御出力としてVC022に
与えられる。
LL回路15は周知の構成であって、19KHz同調回
路17及びアンプ18を通ってパイロット信号が位相弁
別器19に導びかれる。一方、VCO22の出力(15
2KHz)が1/2分周器23.24.25.19KH
z同調回路27を通って位相弁別器19に帰還され、バ
イロフトとの位相比較の結果が、アンプ20、ローパス
フィルタ21を通って発振制御出力としてVC022に
与えられる。
PLLループ内の1/2分周器23から得られる90”
位相差の38KHzクロツクは夫々172分周器28.
29で19KHzにされ、同調回路30.31及びアン
プ32.33を通って、SSB復調回路13の乗算器1
3a、13bに与えられる。
位相差の38KHzクロツクは夫々172分周器28.
29で19KHzにされ、同調回路30.31及びアン
プ32.33を通って、SSB復調回路13の乗算器1
3a、13bに与えられる。
第4図は本方式によるノイズ抑圧特性を示す。
点線は従来のローパスフィルタ又はバンドパスフィルタ
によるノイズ阻止の限界を示し、f0t=38KHzの
キャリアに対し+53KHz以上又は−53KH2以下
の偏差周波数のノイズについては理論的に阻止可能であ
る。一方、本方式では、理論的には+38KHz以上、
−38KHz以下の偏差周波数のノイズを排除すること
ができ、ノイズ通過帯域は非常に狭まる。
によるノイズ阻止の限界を示し、f0t=38KHzの
キャリアに対し+53KHz以上又は−53KH2以下
の偏差周波数のノイズについては理論的に阻止可能であ
る。一方、本方式では、理論的には+38KHz以上、
−38KHz以下の偏差周波数のノイズを排除すること
ができ、ノイズ通過帯域は非常に狭まる。
第5図はノイズ妨害の抑圧特性を示すグラフで、fo
〜38KHzに対して偏差+Δf−0〜10KHzのノ
イズ(即ち、38に〜48KHzの正弦波ノイズ)をコ
ンポジットステレオ信号に混入させたときの再生出力中
のノイズレベルを示す。
〜38KHzに対して偏差+Δf−0〜10KHzのノ
イズ(即ち、38に〜48KHzの正弦波ノイズ)をコ
ンポジットステレオ信号に混入させたときの再生出力中
のノイズレベルを示す。
この図から分るように従来の両側波帯(DBS)再生で
は、サブチャンネル帯域内の38〜48KHzのノイズ
に対しては殆ど抑圧効果が無かったが、単側波帯(S
S B)再生では、かなりの抑圧量が得られた。
は、サブチャンネル帯域内の38〜48KHzのノイズ
に対しては殆ど抑圧効果が無かったが、単側波帯(S
S B)再生では、かなりの抑圧量が得られた。
本発明は上述の如く、FMステレオ放送のサブチャンネ
ルを単側波帯復調するようにしたので、サブチャンネル
帯域内に入る妨害ノイズを抑圧することが可能になり、
コンピュータデバイス等による高周波妨害に対する耐性
が向上し、高品質のFMステレオ再生音が得られる。
ルを単側波帯復調するようにしたので、サブチャンネル
帯域内に入る妨害ノイズを抑圧することが可能になり、
コンピュータデバイス等による高周波妨害に対する耐性
が向上し、高品質のFMステレオ再生音が得られる。
第1図は本発明を適用したFMステレオ復調回路のブロ
ック図、第2図は5SBfi調の原理図、第3A図及び
第3B図はFMステレオ放送の帯域スペクトラム図、第
4図はノイズ阻止帯域を示すグラフ、第5図はノイズ抑
圧特性を示すグラフ、第6図は従来のFMステレオ復調
回路の要部を示すブロック図である。 なお図面に用いた符号において、 11−−−−−−−−・・−−−−一−−−−・マトリ
ックス回路13・−−一−−−−−・−・・・−・・−
・SSB復調回路14・・−・・・・・・・−・−・−
・逆90°移相回路15・・・−・・−・−−−−−−
・−・PLL回路16・−・・・−・−・・−・−切換
スイッチである。
ック図、第2図は5SBfi調の原理図、第3A図及び
第3B図はFMステレオ放送の帯域スペクトラム図、第
4図はノイズ阻止帯域を示すグラフ、第5図はノイズ抑
圧特性を示すグラフ、第6図は従来のFMステレオ復調
回路の要部を示すブロック図である。 なお図面に用いた符号において、 11−−−−−−−−・・−−−−一−−−−・マトリ
ックス回路13・−−一−−−−−・−・・・−・・−
・SSB復調回路14・・−・・・・・・・−・−・−
・逆90°移相回路15・・・−・・−・−−−−−−
・−・PLL回路16・−・・・−・−・・−・−切換
スイッチである。
Claims (1)
- コンポジットFMステレオ信号中のサブチャンネル成分
に対して90°位相差のサブキャリアに基づいて直交検
波を行う直交検波回路と、上記直交検波回路の一対の出
力の何れか一方の位相を90°移相する移相回路と、上
記直交検波回路の他方の出力と上記移相回路の出力とを
結合する加減算回路とを具備し、上記加減算回路の加算
又は減算の何れか一方の出力から妨害波が除去されたサ
ブチャンネル信号L−Rを得て、メインチャンネル信号
L+Rと演算してステレオ分離を行うように構成したF
Mステレオ復調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6284186A JPS62219830A (ja) | 1986-03-20 | 1986-03-20 | Fmステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6284186A JPS62219830A (ja) | 1986-03-20 | 1986-03-20 | Fmステレオ復調回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62219830A true JPS62219830A (ja) | 1987-09-28 |
Family
ID=13211935
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6284186A Pending JPS62219830A (ja) | 1986-03-20 | 1986-03-20 | Fmステレオ復調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62219830A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6315600A (ja) * | 1986-07-07 | 1988-01-22 | テクトロニックス・インコ−ポレイテッド | ステレオ信号分離回路 |
-
1986
- 1986-03-20 JP JP6284186A patent/JPS62219830A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6315600A (ja) * | 1986-07-07 | 1988-01-22 | テクトロニックス・インコ−ポレイテッド | ステレオ信号分離回路 |
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