JPH04363915A - D/a変換器の試験装置 - Google Patents
D/a変換器の試験装置Info
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- JPH04363915A JPH04363915A JP11742891A JP11742891A JPH04363915A JP H04363915 A JPH04363915 A JP H04363915A JP 11742891 A JP11742891 A JP 11742891A JP 11742891 A JP11742891 A JP 11742891A JP H04363915 A JPH04363915 A JP H04363915A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル情報をアナ
ログ情報に変換するD/A変換器の試験方法並びに装置
に係り、特に、動的な特性の試験に好適なD/A変換器
試験方法並びに装置に関する。
ログ情報に変換するD/A変換器の試験方法並びに装置
に係り、特に、動的な特性の試験に好適なD/A変換器
試験方法並びに装置に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、高分解能ビデオディスプレイ,O
A機器などの分野において、ディジタル信号をアナログ
信号に高速に変換するD/A変換器の需要が急速に高ま
っている。このような状況に伴ない、D/A変換器の入
力ディジタルコードの遷移時に問題となるグリッチやセ
トリング時間などの動特性を試験するための動特性試験
方法や装置が重要となってきた。従来、D/A変換器の
直線性測定方法について、例えば特開昭58−1725
60号公報に示されているものがある。
A機器などの分野において、ディジタル信号をアナログ
信号に高速に変換するD/A変換器の需要が急速に高ま
っている。このような状況に伴ない、D/A変換器の入
力ディジタルコードの遷移時に問題となるグリッチやセ
トリング時間などの動特性を試験するための動特性試験
方法や装置が重要となってきた。従来、D/A変換器の
直線性測定方法について、例えば特開昭58−1725
60号公報に示されているものがある。
【0003】図5は上記公報に示されている試験方式の
ブロック構成図、図6はその変換クロック信号と変換出
力との関係を説明するタイムチャートである。クロック
発生器2より発生する変換クロックが、被試験D/A変
換器4に供給するディジタルデータの変換速度を規定し
ている。クロック発生器2が発生する変換クロックの起
動停止は制御部1からの制御信号によって行われる。変
換クロックは計数器3によって計数され、被試験D/A
変換器4に、D/A変換出力が順次増大するようなディ
ジタルコードをもつ信号を出力する。被試験D/A変換
器4の変換出力は、基準A/D変換器5によって、変換
クロック速度と等しい速度をもつ変換命令に従ってディ
ジタル信号に逆変換される。被試験D/A変換器4に加
えた入力ディジタルコードと、期待されるD/A変換出
力のレベルに差異を生ずる場合には、基準A/D変換器
5の出力ディジタルコードと、被試験D/A変換器4へ
の入力ディジタルコードとの間に差を生ずることになる
。したがって、入出力ディジタルコードを比較すること
で被試験D/A変換器4の変換特性を知ることができる
。
ブロック構成図、図6はその変換クロック信号と変換出
力との関係を説明するタイムチャートである。クロック
発生器2より発生する変換クロックが、被試験D/A変
換器4に供給するディジタルデータの変換速度を規定し
ている。クロック発生器2が発生する変換クロックの起
動停止は制御部1からの制御信号によって行われる。変
換クロックは計数器3によって計数され、被試験D/A
変換器4に、D/A変換出力が順次増大するようなディ
ジタルコードをもつ信号を出力する。被試験D/A変換
器4の変換出力は、基準A/D変換器5によって、変換
クロック速度と等しい速度をもつ変換命令に従ってディ
ジタル信号に逆変換される。被試験D/A変換器4に加
えた入力ディジタルコードと、期待されるD/A変換出
力のレベルに差異を生ずる場合には、基準A/D変換器
5の出力ディジタルコードと、被試験D/A変換器4へ
の入力ディジタルコードとの間に差を生ずることになる
。したがって、入出力ディジタルコードを比較すること
で被試験D/A変換器4の変換特性を知ることができる
。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来方式には以下に述べるような課題がある。すなわ
ち、従来方式ではD/A変換器の動特性のうちの重要な
試験項目となる、入力ディジタルコードの遷移時に出力
波形に現われるスパイク波形(グリッチと呼ばれる)や
セトリング時間などの高速現象を試験できないことであ
る。それは次のような理由による。従来方式では、被試
験D/A変換器の入力ディジタルコードの遷移時に出力
波形に重畳して現われたグリッチは、そのまま基準A/
D変換器に入力されていた。このような高速スパイク波
形が基準A/D変換器に入力されると、実効的な分解能
が低下し、変換動作が追従できず、試験精度を悪化させ
、大きな試験誤差を生ずる要因となる。さらに、仮に追
従が可能な場合においても、被試験D/A変換器と基準
A/D変換器とが同一の変換速度で動作していることか
ら、グリッチのような一般の変換速度に比較してはるか
に高速の現象は、正確なA/D変換は不可能である。
た従来方式には以下に述べるような課題がある。すなわ
ち、従来方式ではD/A変換器の動特性のうちの重要な
試験項目となる、入力ディジタルコードの遷移時に出力
波形に現われるスパイク波形(グリッチと呼ばれる)や
セトリング時間などの高速現象を試験できないことであ
る。それは次のような理由による。従来方式では、被試
験D/A変換器の入力ディジタルコードの遷移時に出力
波形に重畳して現われたグリッチは、そのまま基準A/
D変換器に入力されていた。このような高速スパイク波
形が基準A/D変換器に入力されると、実効的な分解能
が低下し、変換動作が追従できず、試験精度を悪化させ
、大きな試験誤差を生ずる要因となる。さらに、仮に追
従が可能な場合においても、被試験D/A変換器と基準
A/D変換器とが同一の変換速度で動作していることか
ら、グリッチのような一般の変換速度に比較してはるか
に高速の現象は、正確なA/D変換は不可能である。
【0005】本発明の目的は、従来技術の上記した問題
点を解決し、従来技術では試験が困難であったグリッチ
やセトリングなどの高速現象の試験をも可能とするD/
A変換器試験方法並びに装置を提供することにある。
点を解決し、従来技術では試験が困難であったグリッチ
やセトリングなどの高速現象の試験をも可能とするD/
A変換器試験方法並びに装置を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、被試験対象のD/A変換器に対して任意
の試験ディジタルデータを供給し、該D/A変換器の出
力アナログ信号を基準A/D変換器により逆変換し、該
逆変換して得たディジタルデータを記憶し、ディジタル
処理をするD/A変換器の試験方法であって、被試験D
/A変換器の出力アナログ波形を、該アナログ波形の繰
返し周期よりも大きな周期でかつA/D変換器の変換ク
ロックに同期してサンプリングするD/A変換器の試験
方法及びその装置に特徴を有する。
成するために、被試験対象のD/A変換器に対して任意
の試験ディジタルデータを供給し、該D/A変換器の出
力アナログ信号を基準A/D変換器により逆変換し、該
逆変換して得たディジタルデータを記憶し、ディジタル
処理をするD/A変換器の試験方法であって、被試験D
/A変換器の出力アナログ波形を、該アナログ波形の繰
返し周期よりも大きな周期でかつA/D変換器の変換ク
ロックに同期してサンプリングするD/A変換器の試験
方法及びその装置に特徴を有する。
【0007】
【作用】すなわち、本発明は、パターン発生器によって
試験用のディジタルデータを繰返し発生し、被試験D/
A変換器から出力されたアナログ波形をA/D変換器よ
りも広帯域を有するサンプリングヘッドで低速信号に変
換するものである。これにより、複数の繰返しアナログ
波形を低速でサンプリングすることができ、低速,高精
度のA/D変換器が使用でき、したがって、従来技術で
問題であった基準A/D変換器の試験誤差を増大させる
ことなく高速信号の高精度のA/D変換が可能となる。
試験用のディジタルデータを繰返し発生し、被試験D/
A変換器から出力されたアナログ波形をA/D変換器よ
りも広帯域を有するサンプリングヘッドで低速信号に変
換するものである。これにより、複数の繰返しアナログ
波形を低速でサンプリングすることができ、低速,高精
度のA/D変換器が使用でき、したがって、従来技術で
問題であった基準A/D変換器の試験誤差を増大させる
ことなく高速信号の高精度のA/D変換が可能となる。
【0008】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面により説明する
。
。
【0009】図1は本発明の第1の実施例のブロック構
成図で、4は被試験D/A変換器、6は基準周波数発振
器、7は周波数シンセサイザ(1)、8は周波数シンセ
サイザ(2)、9はパターン発生器、10はサンプリン
グクロック発生器、11はサンプリングヘッド、12は
増幅器、13はサンプル/ホールド回路、14は基準A
/D変換器、15はメモリ、16は計算機である。
成図で、4は被試験D/A変換器、6は基準周波数発振
器、7は周波数シンセサイザ(1)、8は周波数シンセ
サイザ(2)、9はパターン発生器、10はサンプリン
グクロック発生器、11はサンプリングヘッド、12は
増幅器、13はサンプル/ホールド回路、14は基準A
/D変換器、15はメモリ、16は計算機である。
【0010】周波数シンセサイザ(1)7によって被試
験D/A変換器4の変換速度を規定する低位相雑音の変
換周波数f0を発生する。周波数シンセサイザ(2)8
は、サンプリング系統に供給するための、基準A/D変
換器14の変換速度およびサンプリング速度を規定する
低位相雑音のサンプリング周波数fSPLを発生する。 2つの発生周波数f0,fSPLは、同一の基準周波数
発振器6より基準信号を供給することによって相互の位
相を同期する。パターン発生器9は、被試験D/A変換
器4のビット数に対応したディジタルデータを発生する
。発生データは基準周波数f0に同期したパラレルデー
タであり、プログラムによる任意の試験データの繰り返
し発生が可能である。被試験D/A変換器4の出力アナ
ログ信号は、広帯域を有するサンプリングヘッド11に
よってサンプリングされる。低速度に変換されたサンプ
リング波形は、サンプリングヘッド11のサンプリング
効率による振幅低下を補正するために増幅器12によっ
て増幅する。高速のサンプリングヘッド11は、一般に
ホールド波形電圧の時間に対する減衰率を示すドループ
が悪く、サンプリング周期内における十分な精度での電
圧保持は困難である。そこで、増幅器12の後段にドル
ープの良好なサンプル/ホールド回路13を設けること
によってホールド波形電圧の低下を防ぐ。すなわち、サ
ンプリング波形は被試験D/A変換器4の出力アナログ
信号に比較して低速なため、サンプル/ホールド回路1
3はドループの良好なものを使用でき、試験精度の向上
を期待できる。さらに、サンプル/ホールド後の波形は
、被試験D/A変換器の分解能以上の高い分解能を有す
る基準A/D変換器14によってA/D変換する。基準
A/D変換器14の出力は、メモリ15に記憶した後に
計算機16によって解析、良否判定を行う。
験D/A変換器4の変換速度を規定する低位相雑音の変
換周波数f0を発生する。周波数シンセサイザ(2)8
は、サンプリング系統に供給するための、基準A/D変
換器14の変換速度およびサンプリング速度を規定する
低位相雑音のサンプリング周波数fSPLを発生する。 2つの発生周波数f0,fSPLは、同一の基準周波数
発振器6より基準信号を供給することによって相互の位
相を同期する。パターン発生器9は、被試験D/A変換
器4のビット数に対応したディジタルデータを発生する
。発生データは基準周波数f0に同期したパラレルデー
タであり、プログラムによる任意の試験データの繰り返
し発生が可能である。被試験D/A変換器4の出力アナ
ログ信号は、広帯域を有するサンプリングヘッド11に
よってサンプリングされる。低速度に変換されたサンプ
リング波形は、サンプリングヘッド11のサンプリング
効率による振幅低下を補正するために増幅器12によっ
て増幅する。高速のサンプリングヘッド11は、一般に
ホールド波形電圧の時間に対する減衰率を示すドループ
が悪く、サンプリング周期内における十分な精度での電
圧保持は困難である。そこで、増幅器12の後段にドル
ープの良好なサンプル/ホールド回路13を設けること
によってホールド波形電圧の低下を防ぐ。すなわち、サ
ンプリング波形は被試験D/A変換器4の出力アナログ
信号に比較して低速なため、サンプル/ホールド回路1
3はドループの良好なものを使用でき、試験精度の向上
を期待できる。さらに、サンプル/ホールド後の波形は
、被試験D/A変換器の分解能以上の高い分解能を有す
る基準A/D変換器14によってA/D変換する。基準
A/D変換器14の出力は、メモリ15に記憶した後に
計算機16によって解析、良否判定を行う。
【0011】次に図1に記載の実施例の動作を図2を用
いてさらに詳細に説明する。図2は、縦軸は信号の振幅
を示し、横軸は時間を示す。以下図2の波形を上から順
に(a),(b),(c),と特定する。図2(a)は
、パターン発生器9によって繰返し周波数finの三角
波の波形データを発生した場合の被試験D/A変換器4
の出力アナログ波形の例を示す。ここで、繰返し周波数
finと変換周波数f0との関係は次の(1)式で示さ
れる。
いてさらに詳細に説明する。図2は、縦軸は信号の振幅
を示し、横軸は時間を示す。以下図2の波形を上から順
に(a),(b),(c),と特定する。図2(a)は
、パターン発生器9によって繰返し周波数finの三角
波の波形データを発生した場合の被試験D/A変換器4
の出力アナログ波形の例を示す。ここで、繰返し周波数
finと変換周波数f0との関係は次の(1)式で示さ
れる。
【0012】N=f0/fin (1)
(1)式においてNは繰返し三角波の一周期を構成する
パターン数を示す。被試験D/A変換器4に供給するN
個の試験パターンは、被試験D/A変換器4の分解能に
応じた全てのディジタルコードを順次発生する。
(1)式においてNは繰返し三角波の一周期を構成する
パターン数を示す。被試験D/A変換器4に供給するN
個の試験パターンは、被試験D/A変換器4の分解能に
応じた全てのディジタルコードを順次発生する。
【0013】以上の連続した発生パターンを、サンプリ
ング周波数fSPLでサンプリングする場合を図2(b
)を用いて説明する。発生パターンの繰返し周波数fi
nと、サンプリング周波数fSPLとの関係は、次の(
2)式の関係に設定する。
ング周波数fSPLでサンプリングする場合を図2(b
)を用いて説明する。発生パターンの繰返し周波数fi
nと、サンプリング周波数fSPLとの関係は、次の(
2)式の関係に設定する。
【0014】fin=n・fSPL+Δf…………(2
)ここで、nは自然数、Δfはサンプリング後のサンプ
リング波形の周波数を示す。図2(b)はn=2とした
場合の例を示し、Δf≦fSPLなる条件にΔfを設定
することによって、図2(c)に示すように複数周期の
発生パターンから低速のサンプリング波形を再生するこ
とができる。したがって、サンプリングヘッド11の帯
域幅を発生パターンの繰返し周波数finに比較して十
分広くとることによって、高速の試験波形の正確なサン
プリングが可能となる。また、基準A/D変換器14に
入力されるサンプリング波形の周波数Δfは低速である
ため、基準A/D変換器14の実効的な分解能の低下を
避けることが可能となり、被試験変換器4に比べて高い
分解能を維持することができる。したがって、計算機1
6によって、パターン発生器9での発生パターンと、基
準A/D変換器14での変換後のサンプリングデータと
を比較することで、容易に被試験D/A変換器4の変換
特性を試験できる。
)ここで、nは自然数、Δfはサンプリング後のサンプ
リング波形の周波数を示す。図2(b)はn=2とした
場合の例を示し、Δf≦fSPLなる条件にΔfを設定
することによって、図2(c)に示すように複数周期の
発生パターンから低速のサンプリング波形を再生するこ
とができる。したがって、サンプリングヘッド11の帯
域幅を発生パターンの繰返し周波数finに比較して十
分広くとることによって、高速の試験波形の正確なサン
プリングが可能となる。また、基準A/D変換器14に
入力されるサンプリング波形の周波数Δfは低速である
ため、基準A/D変換器14の実効的な分解能の低下を
避けることが可能となり、被試験変換器4に比べて高い
分解能を維持することができる。したがって、計算機1
6によって、パターン発生器9での発生パターンと、基
準A/D変換器14での変換後のサンプリングデータと
を比較することで、容易に被試験D/A変換器4の変換
特性を試験できる。
【0015】なお、発生パターンの波形形状は、三角波
に限らず任意の繰返し波形で良い。例えば、正波を発生
するパターンを被試験D/A変換器4に供給し、A/D
変換後のサンプリング波形データを計算機16によって
高速フーリエ変換演算を行うことで高調波スペクトラム
から被試験D/A変換器4の非直線性を評価することも
できる。
に限らず任意の繰返し波形で良い。例えば、正波を発生
するパターンを被試験D/A変換器4に供給し、A/D
変換後のサンプリング波形データを計算機16によって
高速フーリエ変換演算を行うことで高調波スペクトラム
から被試験D/A変換器4の非直線性を評価することも
できる。
【0016】本発明の第2の実施例を図3により説明す
る。図3は、図1の構成に対して、2組の波形サンプリ
ング系統を設けたものであり、被試験D/A変換器4の
セトリング時間の試験に好適な構成を備えた例である。 図1の構成要素に対して、新たに遅延線17を付加して
いる。
る。図3は、図1の構成に対して、2組の波形サンプリ
ング系統を設けたものであり、被試験D/A変換器4の
セトリング時間の試験に好適な構成を備えた例である。 図1の構成要素に対して、新たに遅延線17を付加して
いる。
【0017】2組の波形サンプリング系統において、一
方のサンプリング系統に被試験D/A変換器4の出力ア
ナログ波形を入力し、他方のサンプリグ系統に、被試験
D/A変換器4に供給するディジタルパターンの中の着
目するビットのデータを入力する。この時、パターン発
生器9より発生するパターンは第1の実施例と同様であ
るが、セトリング時間の観測を容易にするために着目す
るビットのデータが、繰返し周波数finごとに遷移す
るように設定する。遅延線17は、信号伝搬時間差など
によって生ずる2組のサンプリング系統間の時間差を補
正するために、両者のサンプリング信号を調整するため
のものである。
方のサンプリング系統に被試験D/A変換器4の出力ア
ナログ波形を入力し、他方のサンプリグ系統に、被試験
D/A変換器4に供給するディジタルパターンの中の着
目するビットのデータを入力する。この時、パターン発
生器9より発生するパターンは第1の実施例と同様であ
るが、セトリング時間の観測を容易にするために着目す
るビットのデータが、繰返し周波数finごとに遷移す
るように設定する。遅延線17は、信号伝搬時間差など
によって生ずる2組のサンプリング系統間の時間差を補
正するために、両者のサンプリング信号を調整するため
のものである。
【0018】図4を用いてセトリング時間の試験方法に
ついて説明する。以下、図4の波形を上から順に(a)
,(b)と特定する。図4(a)は、入力データの遷移
時における被試験D/A変換器4の出力サンプリング波
形の立上り部分を示す。理想のD/A変換器の出力波形
は、ディジタルコードの遷移直後に破線に示すようなス
テップ応答を示す。これに対して実際のD/A変換器は
、期待値に落ち着くまでに時間を要する。ディジタルコ
ードの遷移直後から、出力波形が±LSB(LSBは最
下位ビット)に達するまでの時間を一般にセトリング時
間(図4ではtSetとして示す)と呼ぶ。本実施例に
よれば、2組のサンプリング系統によって図4(a)の
ように被試験D/A変換器4の出力波形が±LSBにセ
トリングする時間と、入力データの立上り時間を各々求
め、その時間差から容易にセトリング時間を試験するこ
とができる。
ついて説明する。以下、図4の波形を上から順に(a)
,(b)と特定する。図4(a)は、入力データの遷移
時における被試験D/A変換器4の出力サンプリング波
形の立上り部分を示す。理想のD/A変換器の出力波形
は、ディジタルコードの遷移直後に破線に示すようなス
テップ応答を示す。これに対して実際のD/A変換器は
、期待値に落ち着くまでに時間を要する。ディジタルコ
ードの遷移直後から、出力波形が±LSB(LSBは最
下位ビット)に達するまでの時間を一般にセトリング時
間(図4ではtSetとして示す)と呼ぶ。本実施例に
よれば、2組のサンプリング系統によって図4(a)の
ように被試験D/A変換器4の出力波形が±LSBにセ
トリングする時間と、入力データの立上り時間を各々求
め、その時間差から容易にセトリング時間を試験するこ
とができる。
【0019】
【発明の効果】本発明によれば、被試験D/A変換器の
出力波形の高速現象を、低速度で、かつ、基準A/D変
換器の変換速度と同期してサンプリングする構成である
ことから、基準A/D変換器の変換速度を低速にするこ
とが可能となり、実効的な分解能の低下を避けることが
でき、また、サンプリング系統のサンプリング周波数と
、被試験D/A変換器の変換周波数の相互関係を選ぶこ
とによって出力波形の高密度再生が可能となり、高速現
象の試験も高精度に行うことができる利点がある。
出力波形の高速現象を、低速度で、かつ、基準A/D変
換器の変換速度と同期してサンプリングする構成である
ことから、基準A/D変換器の変換速度を低速にするこ
とが可能となり、実効的な分解能の低下を避けることが
でき、また、サンプリング系統のサンプリング周波数と
、被試験D/A変換器の変換周波数の相互関係を選ぶこ
とによって出力波形の高密度再生が可能となり、高速現
象の試験も高精度に行うことができる利点がある。
【図1】本発明の一実施例を示すブロック構成図、
【図
2】本発明の一実施例の動作説明図、
2】本発明の一実施例の動作説明図、
【図3】本発明の
他の実施例を示すブロック構成図、
他の実施例を示すブロック構成図、
【図4】図3の実施
例によりセトリング時間を試験する説明図、
例によりセトリング時間を試験する説明図、
【図5】従来技術説明用のブロック構成図、
【図6】従
来技術の動作説明用の各部信号のタイムチャートである
。
来技術の動作説明用の各部信号のタイムチャートである
。
4…被試験D/A変換器、
6…基準周波数発振器、
7…周波数シンセサイザ(1)、
8…周波数シンセサイザ(2)、
9…パターン発生器、
10…サンプリングクロック発生器、
11…サンプリングヘッド、
13…サンプリング/ホールド回路、
14…基準A/D変換器、
15…メモリ、
16…計算機、
17…遅延線。
Claims (2)
- 1.被試験対象のD/A変換器に対して任意の試験ディ
ジタルデータを供給し、該D/A変換器の出力アナログ
信号をA/D変換器により逆変換し、該逆変換して得た
ディジタルデータを記憶し、ディジタル処理をするD/
A変換器の試験方法であって、被試験D/A変換器の出
力アナログ波形を、該アナログ波形の繰返し周期よりも
大きな周期でかつA/D変換器の変換クロックに同期し
てサンプリングすることを特徴とするD/A変換器の試
験方法。 - 2.被試験D/A変換器の変換速度を規定する変換クロ
ックを発生する手段と、被試験D/A変換器に供給する
任意の入力ディジタルデータを繰返し発生する手段と、
被試験D/A変換器の出力アナログ信号をA/D変換器
により逆変換して得るディジタルデータと該入力ディジ
タルデータとを比較処理する手段とを有して特性を試験
するD/Aを試験するD/A変換器試験装置であって、
被試験D/A変換器の出力アナログ波形を該アナログ波
形の繰返し周期よりも大きな周期でかつA/D変換器の
変換クロックに同期してサンプリングする波形サンプリ
ング手段とを有することを特徴とするD/A変換器の試
験装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP3117428A JP2810253B2 (ja) | 1991-05-22 | 1991-05-22 | D/a変換器の試験装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP3117428A JP2810253B2 (ja) | 1991-05-22 | 1991-05-22 | D/a変換器の試験装置 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60285520A Division JPH0630445B2 (ja) | 1985-12-06 | 1985-12-20 | D/a変換器の試験方法 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9030017A Division JP2812322B2 (ja) | 1997-02-14 | 1997-02-14 | D/a変換器の試験方法及びその装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH04363915A true JPH04363915A (ja) | 1992-12-16 |
JP2810253B2 JP2810253B2 (ja) | 1998-10-15 |
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ID=14711404
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP3117428A Expired - Lifetime JP2810253B2 (ja) | 1991-05-22 | 1991-05-22 | D/a変換器の試験装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2810253B2 (ja) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58174861A (ja) * | 1982-04-07 | 1983-10-13 | Sony Tektronix Corp | アナログ・デジタル変換器の特性測定装置 |
JPS58219465A (ja) * | 1982-06-15 | 1983-12-20 | Toshiba Corp | D/aコンバ−タ用試験装置 |
JPS61186867A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-20 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Dac測定回路 |
-
1991
- 1991-05-22 JP JP3117428A patent/JP2810253B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58174861A (ja) * | 1982-04-07 | 1983-10-13 | Sony Tektronix Corp | アナログ・デジタル変換器の特性測定装置 |
JPS58219465A (ja) * | 1982-06-15 | 1983-12-20 | Toshiba Corp | D/aコンバ−タ用試験装置 |
JPS61186867A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-20 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Dac測定回路 |
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Publication number | Publication date |
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JP2810253B2 (ja) | 1998-10-15 |
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