JPH04347530A - 直流電源回路 - Google Patents
直流電源回路Info
- Publication number
- JPH04347530A JPH04347530A JP14949791A JP14949791A JPH04347530A JP H04347530 A JPH04347530 A JP H04347530A JP 14949791 A JP14949791 A JP 14949791A JP 14949791 A JP14949791 A JP 14949791A JP H04347530 A JPH04347530 A JP H04347530A
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- JP
- Japan
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- voltage
- output
- power supply
- current
- winding
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- Pending
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 27
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
Landscapes
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ型スイッチング
レギュレータ方式を採用した直流電源回路に関する。
レギュレータ方式を採用した直流電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の直流電源回路は、図２に示すよう
に構成されている。図２において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１５の１次回路に流れる矩形波のスイッチング電流は
、直流電源部１からカレントトランス１次巻線２を介し
て流れる。カレントトランス２次巻線３からは電流が出
力され、抵抗４によって電圧に変換される。抵抗４の両
端発生した電圧は交流の矩形波であり、ダイオード５に
て半波整流されてコンパレータ１２に供給される。コン
パレータ１２では基準電圧源６の基準電圧と比較され、
スイッチング電流のピーク値を電流検出回路１４で検出
するようにしている。
に構成されている。図２において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１５の１次回路に流れる矩形波のスイッチング電流は
、直流電源部１からカレントトランス１次巻線２を介し
て流れる。カレントトランス２次巻線３からは電流が出
力され、抵抗４によって電圧に変換される。抵抗４の両
端発生した電圧は交流の矩形波であり、ダイオード５に
て半波整流されてコンパレータ１２に供給される。コン
パレータ１２では基準電圧源６の基準電圧と比較され、
スイッチング電流のピーク値を電流検出回路１４で検出
するようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の直流電
源回路は、カレントトランス２次巻線３側に発生する電
圧を半波整流しているが、半波整流では負成分の電圧を
削除するので矩形波電圧のピーク値を正確に検出するこ
とができないという問題点がある。また、スイッチング
電流のピーク値が一定であってもデューティ比の変化に
よって半波整流後の電圧のピーク値も変化してしまう。 即ち、オンデューティが短ければ半波整流後のピーク値
が高く、電流検出回路のスレッショルドレベルに近づき
、オンデューティが長ければ逆に半波整流後のピーク値
が低く、電流検出回路のスレッショルドレベルから離れ
るというように、その時々のオンデューティによって電
流検出回路が検出するスイッチング電流の値が異なると
いう問題点がある。
源回路は、カレントトランス２次巻線３側に発生する電
圧を半波整流しているが、半波整流では負成分の電圧を
削除するので矩形波電圧のピーク値を正確に検出するこ
とができないという問題点がある。また、スイッチング
電流のピーク値が一定であってもデューティ比の変化に
よって半波整流後の電圧のピーク値も変化してしまう。 即ち、オンデューティが短ければ半波整流後のピーク値
が高く、電流検出回路のスレッショルドレベルに近づき
、オンデューティが長ければ逆に半波整流後のピーク値
が低く、電流検出回路のスレッショルドレベルから離れ
るというように、その時々のオンデューティによって電
流検出回路が検出するスイッチング電流の値が異なると
いう問題点がある。
【０００４】本発明は、上記の問題点に鑑みてなされた
もので、過電流を高精度で検出することを目的とする。
もので、過電流を高精度で検出することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の直流電源回路は、直流電源部と、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと、直流電源部の出力電流をＤＣ−ＤＣコ
ンバータのトランスの１次巻線に供給するカレントトラ
ンスと、カレントトランスの２次出力を整流する半波整
流回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの補助巻線
の出力を整流する整流回路と、半波整流回路と整流回路
の出力を比較するコンパレータを設け、このコンパレー
タの出力によって過電流の検出を行うように構成されて
いる。
に、本発明の直流電源回路は、直流電源部と、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと、直流電源部の出力電流をＤＣ−ＤＣコ
ンバータのトランスの１次巻線に供給するカレントトラ
ンスと、カレントトランスの２次出力を整流する半波整
流回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの補助巻線
の出力を整流する整流回路と、半波整流回路と整流回路
の出力を比較するコンパレータを設け、このコンパレー
タの出力によって過電流の検出を行うように構成されて
いる。
【０００６】
【作用】上記構成の直流電源回路においては、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのトランスの補助巻線の出力を整流する整
流回路の出力を基準電圧としたことで、デューティ比に
応じた過電流検出点を設定でき、これにより過電流を高
精度で検出するようにしている。
Ｃコンバータのトランスの補助巻線の出力を整流する整
流回路の出力を基準電圧としたことで、デューティ比に
応じた過電流検出点を設定でき、これにより過電流を高
精度で検出するようにしている。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は、本発明による直流電源回路の一実施例を
示すブロック結線図である。図１において、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１５内のスイッチングトランジスタＴｒ１お
よびトランスＴ１の１次巻線を流れるコレクタ電流Ｉｃ
は、直流電源部１からカレントトランス１次巻線２を介
して流れる。３からは電流が出力され、抵抗４によって
電圧に変換される。コレクタ電流Ｉｃを矩形波のピーク
値とし、カレントトランス１次巻線２とカレントトラン
ス２次巻線３の巻数比をｎとすると、抵抗４（抵抗値Ｒ
１）に発生する矩形波電圧のピーク値ＥＲ は（１）式
から求められる。 ＥＲ ＝ Ｉｃ×Ｒ１×１／ｎ ・・・・ （
１）
する。図１は、本発明による直流電源回路の一実施例を
示すブロック結線図である。図１において、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ１５内のスイッチングトランジスタＴｒ１お
よびトランスＴ１の１次巻線を流れるコレクタ電流Ｉｃ
は、直流電源部１からカレントトランス１次巻線２を介
して流れる。３からは電流が出力され、抵抗４によって
電圧に変換される。コレクタ電流Ｉｃを矩形波のピーク
値とし、カレントトランス１次巻線２とカレントトラン
ス２次巻線３の巻数比をｎとすると、抵抗４（抵抗値Ｒ
１）に発生する矩形波電圧のピーク値ＥＲ は（１）式
から求められる。 ＥＲ ＝ Ｉｃ×Ｒ１×１／ｎ ・・・・ （
１）
【０００８】電圧ＥＲ の波形は交流でありダイオ
ード５によって整流されるが、整流後の電圧ＥＲ ’に
は電圧ＥＲの負成分が含まれないため、電圧ＥＲ’の電
圧ピーク値は電圧ＥＲ とは異なってしまう。スイッチ
ング周期をＴ、トランジスタＴｒ１のオン時間（コレク
タ電流Ｉｃの流れる時間）をｔｏｎ、コレクタ電流Ｉｃ
の波形を簡単のために方形波であるとすると、電圧ＥＲ
’のピーク電圧値は（２）式から求められる。 ＥＲ’＝ ＥＲ（１−ｔｏｎ／Ｔ） ・・・・ （
２）
ード５によって整流されるが、整流後の電圧ＥＲ ’に
は電圧ＥＲの負成分が含まれないため、電圧ＥＲ’の電
圧ピーク値は電圧ＥＲ とは異なってしまう。スイッチ
ング周期をＴ、トランジスタＴｒ１のオン時間（コレク
タ電流Ｉｃの流れる時間）をｔｏｎ、コレクタ電流Ｉｃ
の波形を簡単のために方形波であるとすると、電圧ＥＲ
’のピーク電圧値は（２）式から求められる。 ＥＲ’＝ ＥＲ（１−ｔｏｎ／Ｔ） ・・・・ （
２）
【０００９】スイッチング周期Ｔは一定であるから
、電圧ＥＲ ’はトランジスタＴｒ１のオン時間（コレ
クタ電流Ｉｃの流れる時間）ｔｏｎによって変化するこ
とがわかる。一方、ＰＷＭ制御部１５ａ用の電源巻線１
５ｃからの出力電圧は、ダイオード１６によって整流さ
れる。この電圧はトランスＴ１の逆起電力から負電圧部
分をダイオード１６によって除去したものであるから、
整流後の矩形波電圧のピーク値Ｅ２ は、直流電源部１
の電圧Ｅ１とトランスＴ１の主巻線と補助巻線の巻数比
ｎ’から（３）式にて求められる。 Ｅ２ ＝ Ｅ１／ｎ’ ・・・・ （３）
、電圧ＥＲ ’はトランジスタＴｒ１のオン時間（コレ
クタ電流Ｉｃの流れる時間）ｔｏｎによって変化するこ
とがわかる。一方、ＰＷＭ制御部１５ａ用の電源巻線１
５ｃからの出力電圧は、ダイオード１６によって整流さ
れる。この電圧はトランスＴ１の逆起電力から負電圧部
分をダイオード１６によって除去したものであるから、
整流後の矩形波電圧のピーク値Ｅ２ は、直流電源部１
の電圧Ｅ１とトランスＴ１の主巻線と補助巻線の巻数比
ｎ’から（３）式にて求められる。 Ｅ２ ＝ Ｅ１／ｎ’ ・・・・ （３）
【００１
０】ピーク値Ｅ２ からダイオード７を通して定電圧Ｖ
Ｆだけドロップして、チョークコイル８とコンデンサ
１０にて平滑化した電圧をＥ２ ’とすると、電圧Ｅ２
’は（４）式となる。 Ｅ２ ’＝ ｔｏｎ／Ｔ（Ｅ２ −ＶＦ ）・・・・
（４）
０】ピーク値Ｅ２ からダイオード７を通して定電圧Ｖ
Ｆだけドロップして、チョークコイル８とコンデンサ
１０にて平滑化した電圧をＥ２ ’とすると、電圧Ｅ２
’は（４）式となる。 Ｅ２ ’＝ ｔｏｎ／Ｔ（Ｅ２ −ＶＦ ）・・・・
（４）
【００１１】次に、電圧Ｅ１ と出力電圧Ｖｏ
の関係を求める。各部における損失を無視できるもの
とすると、トランスＴ１の主巻線と２次巻線の巻数比Ｎ
から（５）式にて求められる。 Ｖｏ ＝ （Ｅ１ ／Ｎ）・（ｔｏｎ／Ｔ） ・・・
・ （５） （３）（４）（５）式から、電圧Ｅ２ を消去すると、
Ｅ２ ’＝ Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’｛１−（ｎ’／Ｎ）（Ｖ
Ｆ ／Ｖｏ ）（ｔｏｎ／Ｔ）｝・・・（６）となる。 ＶＦ ＝Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’となるようにダイオード７を
選択すれば、Ｅ２ ’＝ Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’｛１−（ｔ
ｏｎ／Ｔ）｝ ・・・・ （７）
の関係を求める。各部における損失を無視できるもの
とすると、トランスＴ１の主巻線と２次巻線の巻数比Ｎ
から（５）式にて求められる。 Ｖｏ ＝ （Ｅ１ ／Ｎ）・（ｔｏｎ／Ｔ） ・・・
・ （５） （３）（４）（５）式から、電圧Ｅ２ を消去すると、
Ｅ２ ’＝ Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’｛１−（ｎ’／Ｎ）（Ｖ
Ｆ ／Ｖｏ ）（ｔｏｎ／Ｔ）｝・・・（６）となる。 ＶＦ ＝Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’となるようにダイオード７を
選択すれば、Ｅ２ ’＝ Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’｛１−（ｔ
ｏｎ／Ｔ）｝ ・・・・ （７）
【００１２】Ｖｏ ・Ｎ／ｎ’は定数であるから、電圧
Ｅ２ ’はトランジスタＴｒ１のオン時間ｔｏｎのみの
関数となる。（２）式と（７）式を比較すると、電圧Ｅ
Ｒ と電圧Ｅ２ ’はトランジスタＴｒ１のオン時間ｔ
ｏｎによる同様の関数で与えられる。従って、電圧Ｅ２
’を抵抗１１および１３によって分圧した電圧を基準
電圧として電圧ＥＲ ’と比較することにより、そのと
きのトランジスタＴｒ１のオン時間ｔｏｎに対する電圧
ＥＲ ’の増加分（コレクタ電流Ｉｃの増加分）は常に
同じ割合で検出される。このようにして過電流を検出す
ることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を定格
値の何％という割合で検出でき、高精度の過電流検出が
可能となる。
Ｅ２ ’はトランジスタＴｒ１のオン時間ｔｏｎのみの
関数となる。（２）式と（７）式を比較すると、電圧Ｅ
Ｒ と電圧Ｅ２ ’はトランジスタＴｒ１のオン時間ｔ
ｏｎによる同様の関数で与えられる。従って、電圧Ｅ２
’を抵抗１１および１３によって分圧した電圧を基準
電圧として電圧ＥＲ ’と比較することにより、そのと
きのトランジスタＴｒ１のオン時間ｔｏｎに対する電圧
ＥＲ ’の増加分（コレクタ電流Ｉｃの増加分）は常に
同じ割合で検出される。このようにして過電流を検出す
ることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を定格
値の何％という割合で検出でき、高精度の過電流検出が
可能となる。
【００１３】
【発明の効果】以上のように、本発明の直流電源回路に
よれば、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの補助巻線の
出力を整流する整流回路の出力を基準電圧としたことで
、デューティ比に応じた過電流検出点を設定でき、これ
により過電流を高精度で検出することが可能となる。
よれば、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの補助巻線の
出力を整流する整流回路の出力を基準電圧としたことで
、デューティ比に応じた過電流検出点を設定でき、これ
により過電流を高精度で検出することが可能となる。
【図１】本発明による直流電源回路の一実施例を示すブ
ロック結線図である。
ロック結線図である。
【図２】従来の直流電源回路の一例を示すブロック結線
図である。
図である。
１ 直流電源部
２ カレントトランス１次巻線
３ カレントトランス２次巻線
４ 抵抗
５ ダイオード
６ 基準電圧源
７ ダイオード
８ チョークコイル
９ ダイオード
１０ コンデンサ
１１ 抵抗
１２ コンパレータ
１３ 抵抗
１４ 電流検出回路
１５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１６ ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源部と、ＤＣ−ＤＣコンバータ
と、前記直流電源部の出力電流を前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータのトランスの１次巻線に供給するカレントトランス
と、前記カレントトランスの２次出力を整流する半波整
流回路と、前記前記ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの
補助巻線の出力を整流する整流回路と、前記半波整流回
路と前記整流回路の出力を比較するコンパレータを具備
し、前記コンパレータの出力によって過電流の検出を行
うことを特徴とする直流電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14949791A JPH04347530A (ja) | 1991-05-24 | 1991-05-24 | 直流電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14949791A JPH04347530A (ja) | 1991-05-24 | 1991-05-24 | 直流電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04347530A true JPH04347530A (ja) | 1992-12-02 |
Family
ID=15476445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14949791A Pending JPH04347530A (ja) | 1991-05-24 | 1991-05-24 | 直流電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04347530A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104348139A (zh) * | 2014-10-24 | 2015-02-11 | 深圳市炜烨丰电子科技有限公司 | 一种安全节能电源 |
-
1991
- 1991-05-24 JP JP14949791A patent/JPH04347530A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104348139A (zh) * | 2014-10-24 | 2015-02-11 | 深圳市炜烨丰电子科技有限公司 | 一种安全节能电源 |
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