JPH0427218Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 ［考案の目的］ （産業上の利用分野） この考案は、例えばガス遮断器のガス密度セン
サ等に用いるＶ／Ｆ（電圧／周波数）変換回路に
関する。

（従来の技術） Ｖ／Ｆ変換回路は、一般に反転アンプのフイー
ドバツク系に積分コンデンサが接続された積分器
が備えられている。そしてこの積分コンデンサ
を、入力電圧に比例した電流で駆動し、一定電位
差の間で行なわれる積分コンデンサの充放電の繰
り返し周波数が、入力電圧に比例することによ
り、入力電圧を、これに比例した周波数に変換す
るものである。

Ｖ／Ｆ変換回路には、その都度、積分コンデン
サのリセツトを行なうシングルスロープ形のもの
と、積分コンデンサのリセツトを行なわないデユ
アルスロープ形のものとがあり、高精度のものを
得るためには変換誤差の少ないデユアルスロープ
形のものが用いられる。

このようなデユアルスロープ形の従来のＡ／Ｄ
変換回路としては、例えば第６図に示すようなも
のがある。

第６図中、１はオペアンプで構成された反転ア
ンプで、その反転入力端子（−）には入力抵抗Ｒ
が接続され、出力端と反転入力端子（−）間のフ
イードバツク系には積分コンデンサＣが接続され
ている。反転アンプ１の非反転入力端子（＋）は
低電位点に接続されている。

反転アンプ１、積分コンデンサＣおよび入力抵
抗Ｒにより積分器２が構成され、積分コンデンサ
Ｃおよび入力抵抗Ｒで積分時定数が規定される。

積分器２の入力側には、切換スイツチ３が接続
され、切換スイツチ３における固定接点ａには入
力電圧Viの入力端子４が直接接続され、固定接
点ｂには入力端子４が増幅度１の反転アンプ５を
介して接続されている。

また、積分器２の出力端は、オペアンプで構成
された比較器６の非反転入力端子（＋）に接続さ
れている。比較器６の反転入力端子（−）には、
切換スイツチ７を介して互いに異符号の基準電圧
＋Vrefおよび−Vrefが切換え設定される。

比較器６の出力端に、入力電圧Viに比例した
周波数の信号F₀を出力端子８が接続されている。

前記の両切換スイツチ３，７には、出力端子８
からそれぞれ制御線９が通じており、当該両切換
スイツチ３，７は、出力信号F₀により切換制御
される。第６図に示すように切換スイツチ３がａ
接点に切換えられたとき、他の切換スイツチ７は
−Vref側に切換えられ、切換スイツチ３がｂ接
点に切換えられたとき、他の切換スイツチ７は＋
Vref側に切換えられる。

そして、いま切換スイツチ３が接点ａに切換え
られているとき、積分器２に入力電圧Viが入力
すると、入力抵抗Ｒにより、この入力電圧Viに
比例した電流ｉが、反転アンプ１側に流れる。

この間、比較器６は、反転入力端子（−）に−
Vrefの基準電圧が設定されているので、その出
力電圧Ｈレベルとなつている。

一方、反転アンプ１は、これを構成しているオ
ペアンプの特性から、その反転入力端子（−）に
流入する電流は、ほぼゼロであるので、上記の電
流ｉは、積分コンデンサＣ側にこれを駆動するよ
うに流れる。反転アンプ１は、この電流ｉを積分
して、その出力端の電圧は直線的にマイナス側に
低下する。

積分器２によるこの積分電圧が、比較器６に設
定された基準電圧−Vrefに達すると、比較器６
の出力電圧は、Ｌレベルに反転する。次いでこの
Ｌレベルの出力電圧で、両切換スイツチ３，７が
切換制御され、積分器２には、反転アンプ５を介
して、入力電圧−Viが入力する。

この入力電圧−Viへの反転により、積分器２
の出力端の電圧は、直線的にプラス側に上昇す
る。

積分器２によるこの積分電圧が、比較器６に切
換設定された基準電圧＋Vrefに達すると、比較
器６の出力電圧は、再びＨレベルに反転する。

このようにして比較器６からは、入力電圧Vi
に比例した繰返し周波数のパルス信号F₀が出力
される。

（考案が解決しようとする問題点） ところでガス遮断器のガス密度センサ等は、誘
導ノイズを避ける一手段として電源にバツテリが
用いられ、これに使用される回路は、例えば
100μA以下で10μA程度の低消費電流駆動が行な
われる。

しかしながら上記のＶ／Ｆ変換回路を、このよ
うな10μA程度の低消費電流で駆動すると、これ
を構成しているオペアンプの応答性が悪くなり、
特に比較器６の応答遅れ時間が大きくなつて、デ
ユアルスロープ形のＶ／Ｆ変換回路としたにも拘
らず、シングルスロープ形のものを用いたときの
リセツト誤差と同程度のマイナス変換誤差を生じ
てしまうという問題点があつた。

この応答遅れ時間によるマイナス変換誤差は、
入力電圧Viが大きくなつて変換される周波数が
高くなるほど大きくなり、Ｖ／Ｆ変換回路の変換
特性にノンリニアリテイを与えてしまう。

この考案は上記事情に基づいてなされたもの
で、低消費電流駆動用とした場合の変換精度を向
上させることのできるＶ／Ｆ変換回路を提供する
ことを目的とする。

［考案の構成］ （問題点を解決するための手段） この考案は上記問題点を解決するために、積分
時定数を規定する抵抗および積分コンデンサを備
え入力電圧を積分する積分器と、該積分器から出
力される積分電圧を基準電圧と比較する比較器と
を有し、当該積分電圧が基準電圧に達するごとに
該比較器からの出力で前記積分器への入力を反転
制御するとともに該比較器の基準電圧を異ならせ
て、当該比較器から入力電圧に比例した周波数の
信号を出力する回路であつて、前記積分器への入
力の反転時に、当該入力電圧に比例した過渡電流
を前記積分コンデンサに供給する補償用コンデン
サを、前記積分時定数規定用の抵抗に並列に接続
したことを要旨とする。

（作用） 入力電圧の反転時に、この入力電圧の変化電位
に比例した過渡電流が補償用コンデンサを介して
積分コンデンサに供給される。

而して入力電圧の変化時における積分器および
比較器を構成しているオペアンプの応答遅れが補
償されてＶ／Ｆ変換特性におけるリニアリテイが
改善され、変換精度の向上が図られる。

（実施例） 以下この考案の実施例を図面に基づいて説明す
る。

第１図および第２図のＡ，Ｂは、この考案の第
１実施例に示す図である。

第１図は要部回路図、第２図のＡ，Ｂは、積分
器の入、出力応答特性を示す波形図である。

なお、第１図および後述の第３図、第５図にお
いて、前記第６図における機器または回路素子等
と同一ないし均等のものは前記と同一符号を以つ
て示し、重複した説明を省略する。

まず構成を説明すると、この実施例では低消費
電流駆動とするため入力抵抗R₁として100〜数
100KΩ、積分コンデンサC₂として1000〜数
1000pF程度のものが用いられている。

そして積分器１１における入力抵抗R₁に、補
償用コンデンサC₁が並列に接続されている。補
償用コンデンサC₁は、積分器１１への入力の反
転時に、その入力電圧に比例した過渡電流を積分
コンデンサC₂に供給するためのもので、例えば
10pF前後の小容量のものが用いられている。

積分器１１の入力端側および出力端側に接続さ
れる各回路構成は、第１図では図示省略されてい
るが、前記第６図のものとほぼ同様に構成されて
いる。

次に作用を説明する。

当該Ｖ／Ｆ変換回路から出力されるパルス信号
F₀の反転に応じて入力電圧Viが反転される。

いま、入力電圧Viが（＋）から（−）に反転
したとき、補償用コンデンサC₁に過渡的に電流
が流れ、積分器１１における反転アンプ１の反転
入力端子（−）の電位を基準電位にとつて入力電
圧Viの変化電位をΔVとすると、C₁・ΔVに相当
する電荷＋Ｑが積分コンデンサC₂から補償用コ
ンデンサC₁に供給される。したがつて積分器１
１の積分電圧は、Ｑ／C₂だけステツプ的に上昇
し、反転アンプ１の応答遅れに起因する積分電圧
の過渡的な低下が補償される。

上記と逆に、入力電圧Viが（−）から（＋）
に反転したときは、−C₁・Ｖ＝−Ｑの電荷が積分
コンデンサC₂から補償用コンデンサC₁に供給さ
れる。したがつてこのときは、積分器１１の積分
電圧が、Ｑ／C₂だけステツプ的に降下し、積分
電圧の応答遅れが補償される。

上記の移動電荷量Ｑは、反転時における入力電
圧Viが、補償用コンデンサC₁と反転アンプ１の
入力抵抗等で構成される時定数に従つて微分され
た過渡電流に比例する量であり、この過渡電流は
入力電圧Viに比例するので、電荷量Ｑは入力電
圧Viに比例するものとなる。

そして上記の積分電圧の補償作用は、積分周期
を短絡する方向に作用するので、オペアンプ等の
構成機器の応答遅れ時間に起因する周波数のマイ
ナス変換誤差が適正に打消されて、変換精度の向
上が図られる。

次いで、第２図のＡ，Ｂを用いて、積分器１１
のシミユレーシヨンにより入力電圧Viの反転時
における積分電圧の補償作用をさらに説明する。

反転アンプ１を構成しているオペアンプの伝達
関数Ｇを Ｇ＝G₀／（１＋sT₀） …(1) ここにG₀：ゲイン １／（2πT₀）：コーナー周
波数 とすると、積分器１１の出力（積分電圧）V₀
（Ｓ）は、 −Vi・〔Z₂／（Z₁＋Z₂）〕・Ｇ −V₀・〔Z₁／（Z₁＋Z₂）〕・Ｇ＝V₀ …(2) この(2)式から V₀＝−〔Z₂／（Z₁＋Z₂）〕・Ｇ・Vi／ ｛１＋〔Z₁／（Z₁＋Z₂）〕・Ｇ｝ …(3) となり、これに定数R₁，C₁，C₂，G₀，T₀を代入
すると、 V₀（ｓ）＝Ａ／Ｂ …(4) ここに Ａ＝（１＋sC₁R₁）・Vi（ｓ） Ｂ＝１／G₀＋ｓ｛R₁C₂ ＋〔R₁（C₁＋C₂）＋T₀〕／G₀｝ ＋s²〔R₁（C₁＋C₂）T₀／G₀〕 で与えられる。

入力電圧Viとして第２図のＡに示すＬ形波を
与えたときの積分器１１の出力V₀のシミユレー
シヨンの結果を第２図のＢに示す。

第２図のＢから、入力電圧Viが（＋）から
（−）に切換わる時の出力電位の上昇（−）から
（＋）に切換わる時の出力電位の降下が確認され
る。

次に第３図には、この考案の第２実施例を示
す。

この実施例は、積分器１１における入力抵抗
R₁に、補償用コンデンサC₂を並列に接続した点
は、前記第１実施例（第１図）のものと同様であ
るが、積分器１１の入力端側等の回路構成の点で
少し異なつている。

即ち、積分器１１の入力端には、一方は入力電
圧Viの入力端子４が、増幅器１の反転アンプ５
およびスイツチ３ａを介して接続され、他方は低
電位点（ゼロ電位点）が他のスイツチ３ｂを介し
て接続されている。

また、反転アンプ５の出力端と低電位点との間
に２個の抵抗１３ａ，１３ｂを直列接続した分圧
手段が接続され、その分圧点が積分器１１におけ
る反転アフン１の非反転入力端子（＋）に接続さ
れている。反転アンプ１の非反転入力端子（＋）
には、−Viとゼロ電位間の分圧電圧が加えられ
る。

そして、出力信号F₀が反転するごとに、両ス
イツチ３ａ，３ｂが交互にオン・オフ制御され、
積分器１１への入力が、−Viとゼロ電位との間で
反転する。

積分器１１は、この反転入力を交互に積分し
て、入力電圧Viに対応した積分電圧を出力する。
そしてこの積分動作時において、補償用コンデン
サC₁により、前記第１実施例のものと同様にし
て、入力の反転時における積分電圧の過渡的な変
動が抑止されて変換誤差の低減が図られる。

第４図は、この変換誤差特性を示すもので、第
４図中、イはこの実施例のものの変換誤差、ロは
前記第６図に示した従来例のものの変換誤差であ
る。この実施例のものは従来例のものに比べて、
変換誤差が1/4程度以下に減少している。

第５図には、この考案の第３実施例を示す。

この実施例は、積分器１２内に補償用コンデン
サC₁を接続したことに伴なう発振のおそれを解
消するようにしたものである。

補償用コンデンサC₁の容量によつては、周波
数が高くなると、入力抵抗R₁との並列回路部分
のインピーダンスが容量性となり発振可能状態と
なつてしまう。

そこでコンデンサC₁に抵抗R₂を直列接続して、
インピーダンスが容量性となることを補償し、発
振を防止するようにしたものである。

［考案の効果］ 以上説明したように、この考案の構成によれ
ば、積分器への入力の反転時に、当該入力電圧に
比例した補償用の過渡電流が補償用コンデンサ側
から積分コンデンサに供給されるので、応答遅れ
に起因する積分電圧の変動が抑止されて入力電圧
の変化時における積分器および比較器の応答遅れ
が補償され、変換精度が向上するという利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案に係るＶ／Ｖ変換回路の第１
実施例を示す要部回路図、第２図は同上第１実施
例における積分器の応答特性等を示す波形図、第
３図はこの考案の第２実施例を示す回路図で、第
４図は同上第２実施例における変換誤差特性を示
す特性図で比較例も併せ示す図、第５図はこの考
案の第３実施例を示す要部回路図、第６図は従来
のＶ／Ｆ変換回路を示す回路図である。 １……積分器を構成する反転アンプ、４……入
力電圧の入力端子、５……増幅度が１の反転アン
プ、６……比較器、８……出力端子、１１，１２
……積分器、C₁……補償用コンデンサ、C₂……
積分コンデンサ、R₁……入力抵抗。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 積分時定数を規定する抵抗および積分コンデン
   サを備え入力電圧を積分する積分器と、該積分器
   から出力される積分電圧を基準電圧と比較する比
   較器とを有し、当該積分電圧が基準電圧に達する
   ごとに該比較器からの出力で前記積分器への入力
   を反転制御するとともに該比較器の基準電圧を異
   ならせて、当該比較器から入力電圧に比例した周
   波数の信号を出力する回路であつて、 前記積分器への入力の反転時に、当該入力電圧
   に比例した過渡電流を前記積分コンデンサに供給
   する補償用コンデンサを、前記積分時定数規定用
   の抵抗に並列に接続したことを特徴とするＶ／Ｆ
   変換回路。