JPH0411379Y2 - - Google Patents
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- JPH0411379Y2 JPH0411379Y2 JP1985028547U JP2854785U JPH0411379Y2 JP H0411379 Y2 JPH0411379 Y2 JP H0411379Y2 JP 1985028547 U JP1985028547 U JP 1985028547U JP 2854785 U JP2854785 U JP 2854785U JP H0411379 Y2 JPH0411379 Y2 JP H0411379Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverting amplifier
- resistor
- inverting
- supplied
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この考案はスピーカや磁気ヘツドなどの負荷を
駆動する出力増幅回路に関する。
駆動する出力増幅回路に関する。
この考案は、直流バイアス源とシリーズに接続
された信号源１を備え、信号源１からの出力信号
が非反転アンプ３の非反転入力端子に供給され、
非反転アンプ３の出力端子からの出力信号が、第
１の帰還抵抗器R2，R1を介して非反転アンプ３
の反転入力端子へ供給されると共に非反転アンプ
３の反転入力端子と基準電位間に第１の抵抗器
R1が接続され、直流バイアス源EBからの直流電
圧が反転アンプ６の非反転入力端子へ供給され、
信号源１の出力信号が第２の抵抗器R5を介して
反転アンプ６の反転入力端子へ供給され、反転ア
ンプ６の出力信号が第２の帰還抵抗器R4，R3を
介して反転アンプ６の反転入力端子へ供給され、
反転入力端子と基準電位間を第３の抵抗器R3で
接続し、第１の帰還抵抗器R4，R3と第２の帰還
抵抗器R2，R1の抵抗値を等しくすると共に、第
１の抵抗器R1と第３の抵抗器R3の抵抗値を等し
く、且つ、第２の抵抗器R5により、反転アンプ
６のゲインを任意に設定するようにしたことによ
り、反転アンプと非反転アンプのバランスを取る
ためACゲインのみならず、DCゲインをも設定で
きるようにし、直流阻止用コンデンサを不用と
し、更に特別な分圧回路も必要ない等、格別の効
果を得られるようにし、これにより部品点数を削
減でき、回路構成を簡単にできるようにしたもの
である。
された信号源１を備え、信号源１からの出力信号
が非反転アンプ３の非反転入力端子に供給され、
非反転アンプ３の出力端子からの出力信号が、第
１の帰還抵抗器R2，R1を介して非反転アンプ３
の反転入力端子へ供給されると共に非反転アンプ
３の反転入力端子と基準電位間に第１の抵抗器
R1が接続され、直流バイアス源EBからの直流電
圧が反転アンプ６の非反転入力端子へ供給され、
信号源１の出力信号が第２の抵抗器R5を介して
反転アンプ６の反転入力端子へ供給され、反転ア
ンプ６の出力信号が第２の帰還抵抗器R4，R3を
介して反転アンプ６の反転入力端子へ供給され、
反転入力端子と基準電位間を第３の抵抗器R3で
接続し、第１の帰還抵抗器R4，R3と第２の帰還
抵抗器R2，R1の抵抗値を等しくすると共に、第
１の抵抗器R1と第３の抵抗器R3の抵抗値を等し
く、且つ、第２の抵抗器R5により、反転アンプ
６のゲインを任意に設定するようにしたことによ
り、反転アンプと非反転アンプのバランスを取る
ためACゲインのみならず、DCゲインをも設定で
きるようにし、直流阻止用コンデンサを不用と
し、更に特別な分圧回路も必要ない等、格別の効
果を得られるようにし、これにより部品点数を削
減でき、回路構成を簡単にできるようにしたもの
である。
〔従来の技術」
スピーカや磁気ヘツドなどの負荷を駆動するオ
ーデイオ用の出力増幅回路として、第２図に示す
ような構成のものが知られている。
ーデイオ用の出力増幅回路として、第２図に示す
ような構成のものが知られている。
この第２図において、１は入力信号源、２はこ
の入力信号によつて駆動される負荷（スピーカや
磁気ヘツド）である。そのため、オーデイオ信号
などの入力信号Siは非反転アンプ３に供給され、
その出力信号Saが直流阻止用のコンデンサ４を
介して負荷２の一端に供給され、またこの出力信
号Saは直流阻止用のコンデンサ５を介して一対
の抵抗器Ra，Rbよりなる分圧回路８に供給され
る。分圧された出力信号Saは反転アンプ６に供
給され、その出力信号（入力信号Siを位相反転し
たもの）Sbは同様に直流阻止用のコンデンサ７
を介して負荷２の他端に供給されることにより、
これら出力信号Sa，Sbにて負荷２が駆動される。
の入力信号によつて駆動される負荷（スピーカや
磁気ヘツド）である。そのため、オーデイオ信号
などの入力信号Siは非反転アンプ３に供給され、
その出力信号Saが直流阻止用のコンデンサ４を
介して負荷２の一端に供給され、またこの出力信
号Saは直流阻止用のコンデンサ５を介して一対
の抵抗器Ra，Rbよりなる分圧回路８に供給され
る。分圧された出力信号Saは反転アンプ６に供
給され、その出力信号（入力信号Siを位相反転し
たもの）Sbは同様に直流阻止用のコンデンサ７
を介して負荷２の他端に供給されることにより、
これら出力信号Sa，Sbにて負荷２が駆動される。
分圧回路８は出力信号SbのACレベルを出力信
号SaのACレベルに一致させるためのレベル調整
用の回路として機能する。
号SaのACレベルに一致させるためのレベル調整
用の回路として機能する。
なお、EBは直流バイアス源で、この直流バイ
アスに入力信号Siが重畳される。
アスに入力信号Siが重畳される。
ところで、このように非反転アンプ３と反転ア
ンプ６で構成された出力増幅回路１０を上述した
ようにスピーカや磁気ヘツドなどの負荷を駆動す
るものに適用する場合には、これらアンプ３，６
の電源としては、数Ｖの低電圧の単一電源が使用
されることが多いので、反転アンプ６に入力信号
Siを直接供給する構成とすると、アンプ６の出力
DCレベルも反転してこれらアンプ３，６の出力
DCレベル一致させることができない。そのため、
上述のような構成を採用せざるを得ない。
ンプ６で構成された出力増幅回路１０を上述した
ようにスピーカや磁気ヘツドなどの負荷を駆動す
るものに適用する場合には、これらアンプ３，６
の電源としては、数Ｖの低電圧の単一電源が使用
されることが多いので、反転アンプ６に入力信号
Siを直接供給する構成とすると、アンプ６の出力
DCレベルも反転してこれらアンプ３，６の出力
DCレベル一致させることができない。そのため、
上述のような構成を採用せざるを得ない。
そして、第２図のように構成するときには、今
度は別の問題点が惹起する。
度は別の問題点が惹起する。
すなわち、反転アンプ６の中点電位（出力DC
電位）を正確に設定することが一般に困難である
ことから、負荷２の両端に印加される出力信号
Sa，SbのDCレベルを揃えることが比較的難し
く、そのため図のような直流阻止用のコンデンサ
４，７を夫々設ける必要があると共に、出力信号
Sa，SbのACレベルを調整するための分圧回路８
の前段にも直流阻止用のコンデンサ５が必要にな
る。
電位）を正確に設定することが一般に困難である
ことから、負荷２の両端に印加される出力信号
Sa，SbのDCレベルを揃えることが比較的難し
く、そのため図のような直流阻止用のコンデンサ
４，７を夫々設ける必要があると共に、出力信号
Sa，SbのACレベルを調整するための分圧回路８
の前段にも直流阻止用のコンデンサ５が必要にな
る。
このようなことから、この従来の出力増幅回路
１０では、IC化に好適な回路構成とは言い難く、
またこれらコンデンサ４，５，７の他に一対の抵
抗器Ra，Rbで構成された分圧回路８を必要とす
るため、構成が複雑化する欠点がある。
１０では、IC化に好適な回路構成とは言い難く、
またこれらコンデンサ４，５，７の他に一対の抵
抗器Ra，Rbで構成された分圧回路８を必要とす
るため、構成が複雑化する欠点がある。
そこで、この考案ではこのような従来の問題点
を解決したものであつて、構成簡単にしてIC化
に好適なBTL構成の出力増幅回路を提案するも
のである。
を解決したものであつて、構成簡単にしてIC化
に好適なBTL構成の出力増幅回路を提案するも
のである。
上述の問題点を解決するため、この考案では第
１図に示すように、入力信号Siを非反転アンプ３
を介して負荷２の一端に供給すると共に、抵抗器
R5を介して反転アンプ６に供給し、その出力信
号Sbを負荷２の他端に供給して負荷２を駆動す
るように構成したものである。
１図に示すように、入力信号Siを非反転アンプ３
を介して負荷２の一端に供給すると共に、抵抗器
R5を介して反転アンプ６に供給し、その出力信
号Sbを負荷２の他端に供給して負荷２を駆動す
るように構成したものである。
この場合、非反転アンプ３と反転アンプ６の帰
還抵抗器R1〜R4は、R1＝R3、R2＝R4のように等
しくなるように設定される。
還抵抗器R1〜R4は、R1＝R3、R2＝R4のように等
しくなるように設定される。
この構成において、反転アンプ６の前段に設け
られた抵抗器R5の値は、例えば、 R5＝R1R2 ＝R3R4 ……(1) のように選定される。
られた抵抗器R5の値は、例えば、 R5＝R1R2 ＝R3R4 ……(1) のように選定される。
帰還抵抗器R1とR3及びR2とR4とは等しく選ば
れているために、非反転アンプ３と反転アンプ６
とのACゲインG3AC，G6ACは、 G3AC＝R1＋R2／R1 ……(2) G6AC＝−R4／R5 ……(2)′ ＝−R1＋R2／R1 ……(3) のように等しくなる。
れているために、非反転アンプ３と反転アンプ６
とのACゲインG3AC，G6ACは、 G3AC＝R1＋R2／R1 ……(2) G6AC＝−R4／R5 ……(2)′ ＝−R1＋R2／R1 ……(3) のように等しくなる。
また夫々のDCゲインG3DC，G6DCは、
G3DC＝R1＋R2／R1 ……(4)
G6DC＝R3＋R4／R3
＝R1＋R2／R1 ……(5)
のようになるので、DCゲインも等しくなる。
このようなことから、負荷２の両端には直流阻
止用のコンデンサ４，７が不要となり、さらには
直流阻止用のコンデンサ５及びレベル調整用の分
圧回路８も不要になる。その結果、この回路１０
の負荷駆動構成はOCL（Output Capacitorless）
タイプとなると共に、全体的にはBTL構成とな
る。
止用のコンデンサ４，７が不要となり、さらには
直流阻止用のコンデンサ５及びレベル調整用の分
圧回路８も不要になる。その結果、この回路１０
の負荷駆動構成はOCL（Output Capacitorless）
タイプとなると共に、全体的にはBTL構成とな
る。
その結果、従来回路よりも部品点数を少なくす
ることができると共に、外付け用のコンデンサを
省略できることから、IC化を容易に達成できる
BTL型の出力増幅回路を実現できる。
ることができると共に、外付け用のコンデンサを
省略できることから、IC化を容易に達成できる
BTL型の出力増幅回路を実現できる。
第１図はこの考案に係る出力増幅回路１０の一
例を示す系統図である。
例を示す系統図である。
この図において、入力信号Siは非反転アンプ３
の非反転端子に供給される。その出力端子と反転
端子との間には周知のように帰還用の一対の抵抗
器R1，R2が接続れる。非反転アンプ３からの出
力信号Saは負荷２の一端に直接供給される。
の非反転端子に供給される。その出力端子と反転
端子との間には周知のように帰還用の一対の抵抗
器R1，R2が接続れる。非反転アンプ３からの出
力信号Saは負荷２の一端に直接供給される。
入力信号Siはさらに抵抗器R5を介して反転ア
ンプ６の反転端子に供給される。また、この反転
アンプ６の出力とその反転端子との間には帰還用
の一対の抵抗器R3，R4が接続される。そして、
その非反転端子には直流バイアス源EBより所定
の電圧値（例えば130mV）を有する直流バイア
スが供給されて、各アンプ３、６の入力DCレベ
ルが揃えられる。反転アンプ６の出力信号Sbは
負荷２の他端に直接供給される。
ンプ６の反転端子に供給される。また、この反転
アンプ６の出力とその反転端子との間には帰還用
の一対の抵抗器R3，R4が接続される。そして、
その非反転端子には直流バイアス源EBより所定
の電圧値（例えば130mV）を有する直流バイア
スが供給されて、各アンプ３、６の入力DCレベ
ルが揃えられる。反転アンプ６の出力信号Sbは
負荷２の他端に直接供給される。
反転アンプ６に対する直流バイアスはその非反
転端子に供給されることから、その出力DCレベ
ルは反転せず、その結果各アンプ３，６の出力
DCレベルは帰還抵抗器R1〜R4によつて決定され
る。
転端子に供給されることから、その出力DCレベ
ルは反転せず、その結果各アンプ３，６の出力
DCレベルは帰還抵抗器R1〜R4によつて決定され
る。
非反転アンプ３及び反転アンプ６の電源は低電
圧の単一直流電源＋Ｂが使用される。この例で
は、＋1.5Vの直流電源が使用される。
圧の単一直流電源＋Ｂが使用される。この例で
は、＋1.5Vの直流電源が使用される。
このように構成することによつて、この回路１
０は負荷２の両端に接続されるコンデンサ４，７
を省略できることから、BTL型の出力増幅回路
となる。
０は負荷２の両端に接続されるコンデンサ４，７
を省略できることから、BTL型の出力増幅回路
となる。
さて、上述した帰還用の抵抗器R1とR3及びR2
とR4とは夫々等しく選定されると共に、抵抗器
R5の抵抗値は例えば、(1)式のように設定される。
とR4とは夫々等しく選定されると共に、抵抗器
R5の抵抗値は例えば、(1)式のように設定される。
このような抵抗値に選定した場合には、〔作用〕
の項でも詳述したように、出力信号Sa，SbのAC
ゲインG3AC、G6ACは(2)、(3)式のようになり、また
夫々のDCゲインG3DC、G6DCは(4)、(5)式のように
なる。
の項でも詳述したように、出力信号Sa，SbのAC
ゲインG3AC、G6ACは(2)、(3)式のようになり、また
夫々のDCゲインG3DC、G6DCは(4)、(5)式のように
なる。
従つて、抵抗器R5の値を(1)式のように選定し
た場合には、出力信号Sa，SbのAC及びDCの各
ゲインはいずれも等しくなり、ACゲインを揃え
るためのコンデンサ５及び分圧回路８を省略でき
る。さらに、夫々のDCゲインが等しくなること
から、直流阻止用の一対のコンデンサ４，７も省
略することができる。
た場合には、出力信号Sa，SbのAC及びDCの各
ゲインはいずれも等しくなり、ACゲインを揃え
るためのコンデンサ５及び分圧回路８を省略でき
る。さらに、夫々のDCゲインが等しくなること
から、直流阻止用の一対のコンデンサ４，７も省
略することができる。
なお、抵抗器R5は出力信号Sa，SbのACゲイン
を決定する受動素子であるから、その値を(1)式の
ように設定しないでも、DCゲインは全く変化し
ない。すなわち、この抵抗器R5は(2)′式からも明
らかなように出力信号SbのACゲインを決定する
ためにのみ寄与し、従つてこの抵抗器R5の値を
可変型に構成し、その抵抗値を変化させれば、反
転アンプ６の出力信号SbのACゲイン、つまりそ
の振幅レベルが変化することから、負荷２に供給
されるACゲインを任意に調整することができる。
を決定する受動素子であるから、その値を(1)式の
ように設定しないでも、DCゲインは全く変化し
ない。すなわち、この抵抗器R5は(2)′式からも明
らかなように出力信号SbのACゲインを決定する
ためにのみ寄与し、従つてこの抵抗器R5の値を
可変型に構成し、その抵抗値を変化させれば、反
転アンプ６の出力信号SbのACゲイン、つまりそ
の振幅レベルが変化することから、負荷２に供給
されるACゲインを任意に調整することができる。
上述から明らかなように、本考案によれば、反
転アンプと非反転アンプのバランスを取るため
ACゲインのみならず、DCゲインをも設定できる
ようにしたことにより、直流阻止用コンデンサを
不用とし、更に特別な分圧回路も必要ない等、格
別の効果を得られるようにし、これにより部品点
数を削減でき、回路構成を簡単にできる。
転アンプと非反転アンプのバランスを取るため
ACゲインのみならず、DCゲインをも設定できる
ようにしたことにより、直流阻止用コンデンサを
不用とし、更に特別な分圧回路も必要ない等、格
別の効果を得られるようにし、これにより部品点
数を削減でき、回路構成を簡単にできる。
第１図はこの考案に係る出力増幅回路の一例を
示す接続図、第２図は従来の出力増幅回路の一例
を示す接続図である。 １は入力信号源、２は負荷、３は非反転アン
プ、６は反転アンプ、R1〜R4は帰還抵抗器、R5
はACゲイン設定用の抵抗器である。
示す接続図、第２図は従来の出力増幅回路の一例
を示す接続図である。 １は入力信号源、２は負荷、３は非反転アン
プ、６は反転アンプ、R1〜R4は帰還抵抗器、R5
はACゲイン設定用の抵抗器である。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 直流バイアス源とシリーズに接続された信号源
を備え、 上記信号源からの出力信号が非反転アンプの非
反転入力端子に供給され、 上記非反転アンプの出力端子からの出力信号が
第１の帰還抵抗器を介して上記非反転アンプの反
転入力端子へ供給されると共に、上記非反転アン
プの上記反転入力端子と基準電位間に第１の抵抗
器が接続され、 上記直流バイアス源からの直流電圧が反転アン
プの非反転入力端子へ供給され、 上記信号源の出力信号が第２の抵抗器を介して
上記反転アンプの反転入力端子へ供給され、 上記反転アンプの出力信号が第２の帰還抵抗器
を介して上記反転アンプの上記反転入力端子へ供
給され、上記反転入力端子と上記基準電位間を第
３の抵抗器で接続し、 上記第１の帰還抵抗器と上記第２の帰還抵抗器
の抵抗値を等しくすると共に、上記第１の抵抗器
と上記第３の抵抗器の抵抗値を等しく、且つ、上
記第２の抵抗器により、上記反転アンプのゲイン
を任意に設定することを特徴とした出力増幅回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1985028547U JPH0411379Y2 (ja) | 1985-02-28 | 1985-02-28 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1985028547U JPH0411379Y2 (ja) | 1985-02-28 | 1985-02-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61146017U JPS61146017U (ja) | 1986-09-09 |
| JPH0411379Y2 true JPH0411379Y2 (ja) | 1992-03-23 |
Family
ID=30526526
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1985028547U Expired JPH0411379Y2 (ja) | 1985-02-28 | 1985-02-28 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0411379Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012151680A (ja) * | 2011-01-19 | 2012-08-09 | Ntt Electornics Corp | ドライバ回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56141610A (en) * | 1980-04-08 | 1981-11-05 | Pioneer Electronic Corp | Phase inverting circuit |
-
1985
- 1985-02-28 JP JP1985028547U patent/JPH0411379Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56141610A (en) * | 1980-04-08 | 1981-11-05 | Pioneer Electronic Corp | Phase inverting circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61146017U (ja) | 1986-09-09 |
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