JPH04110777A - 電流検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、静電潜像方式の画像形成装置の感光体に流
れる電流を検出する電流検出装置に関する。

〔従来の技術〕

静電潜像技術を用いて普通紙上に画像を形成する画像形
成装置、例えば複写機、デジタル複写機。

レーザビームプリンタ、ＬＥ’Ｄ（発光ダイオード）プ
リンタ、　ｒ、ｃＤＡ　（液晶アレー）プリンタ等の○
Ａ機器が広く使用されている。

これらの画像形成装置には、露光前に感光体表面を一様
に帯電する帯電チャージャ、露光により形成された静電
潜像を可視のトナー像に変換する直流バイアスされた現
像ユニット、そのトナー像を用紙（普通紙）上に転写す
る転写チャージャ、トナー像を転写された用紙を感光体
から分離するための分離チャージャ等、各種の高電圧を
必要とする高圧ユニットが設けられ、複数の高圧電源か
らそれぞれ必要とする特性と画像濃度等の指定条件、温
度等の周囲条件に応じて設定された値に応じた高電圧が
供給される。

これら定電圧又は定電流の正負直流高圧あるいは直流バ
イアスされた交流高圧が、それぞれ設定値に応じて各高
圧ユニットに正しく供給されるために、各高圧電源の出
力電圧またはそれから感光体に流れる電流を検出し、そ
の検出値に応じて各高圧電源の出力が制御されている。

感光体の帯電電圧を直接に検出するものとしては、特公
昭４６−２５４８０号公報に示されたように、感光体と
グランドとの間に直列にコンデンサを接続し感光体とコ
ンデンサとの容量比に応じてコンデンサの両端に発生す
る電圧を検出して、その検出電圧が一定値に達したら高
圧電源をオフにする第１の提案があった。

しかしながら、この第１の提案は、例えば感光体全面を
対象として帯電、露光、現像、転写の各工程をそれぞれ
独立して個別に行なう場合には問題ないが、現在のよう
に高速性が要求され、ドラムまたはベルト状の感光体に
対して各工程が互いにタイミングをとりなからオーバラ
ップして行なわれるような場合には実施困難である。

また、特開昭５７−４０３６４号公報に示されたように
、コロナ放電により感光体に流れる電流と放電電圧とを
検出し、常時は検出した電流値に応じて定電流制御を行
ない、軽負荷時等に発生する異常電圧は放電電圧により
検出して防止する第２の提案があった。

しかるに、この第２の提案は定電流直流高圧電源に対し
ては有効であるが、第１の提案と同様に、極性が反転す
る交流高圧、特に直流バイアスされた交流高圧について
は検出することが出来ない。

このような場合には、例えば特開昭５４−１８７４６号
公報に示されたように、コロナ放電により感光体に流れ
る電流の直流分と交流分とを検出して、それぞれ直流バ
イアス電圧と交流高圧の出力電圧とを制御する第３の提
案、ならびに特開昭６４−３２１４４８号公報に示され
たように、感光体に流れる電流のうち、正の直流分、負
の直流分および交流分をそれぞれ別に検出することによ
り、如何なる高圧電源をも制御しうる第４の提案があっ
た。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、コロナ放電電流は数十ＫＨ２以上の高周
波リプルを供ない、特に負極性コロナ放電の場合は第９
図に示して後述するように、各検出値と同等若しくはそ
れを超えるレベルの高周波リプルが含まれている。

例えば、分離チャージャは交流コロナ放電により転写時
に帯電した用紙を除電しているが、正負の放電特性の差
によって多少のマイナス電荷が残留するので、交流高圧
に若干の直流正バイアスをかけて電荷が残らないように
している。

したがって、検出すべき直流分に比べて交流分や高周波
リプル分は相当に大きく、その影響を受けて第３及び第
４の提案では電流の検出、特に直流分を精度良く検出す
ることが困難であった。

この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、コロ
ナ放電により感光体に流れる電流の各成分すなわち交流
分、正負の直流分、特に微少な直流分をも精度よく検出
する電流検出回路を提供し、各高圧電源を正確に制御出
来るようにすることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は、上記の目的を達成するため、交流または直
流のコロナ放電によって感光体に流れる電流を検出し、
その検出値に応じてコロナ放電のだめの高圧電源の出力
を制御する静電潜像方式の画像形成装置に用いられる電
流検出回路において。

感光体とグランドとの間あるいはグランドと高圧電源と
の間に直列に接続した電流検出用抵抗と、その電流検出
用抵抗を流れる電流に比例してその両端に発生する電圧
信号に含まれる高周波リプルを遮断する第１のローパス
フィルタと、その第１のローパスフィルタを通過した電
圧信号のうちその交流分を検出する交流分検出手段と、
第１のローパスフィルタよりも低い遮断周波数を有し第
１のローパスフィルタを通過した電圧信号に含まれる交
流分を遮断する第２のローパスフィルタと、その第２の
ローパスフィルタを通過した直流分のうちその正の直流
分のみを検出する正直流分検出手段と、第２のローパス
フィルタを通過した直流分のうちその負の直流分のみを
検出する負直流分検出手段とを設けたものである。

また、第１のローパスフィルタ以降に電圧信号を増幅す
る増幅手段を設けるとよい。

〔実施例〕

以下、この発明を実施例に基いて具体的に説明する。

第２図は、この発明の一実施例である静電潜像方式によ
る複写機の高電圧系の要部を示すブロック図である。

表面を半導体で覆われ時計方向に回転する感光体ドラム
１の周囲には、回転方向順に帯電チャージャ２．光学系
３２図示しない現像ユニットの現像ドラム４．転写前除
電ランプ５．転写チャージャ６、分離チャージャ７、ク
リーナ８．除電ランプ９が配置されている。

また、感光体ドラム１からやや離れて、用紙を感光体ド
ラム１と転写チャージャ６、分離チャージャ７との間に
搬送する搬送器１５と、用紙上に転写された画像（トナ
ー像）を定着するための加熱された定着ローラ１８ａと
加圧ローラ１８ｂからなる定着ユニット１８とが設けら
れている。

感光体ドラム１は電流検出回路１０を介して接地され、
電流検出回路１０は、そこに流れる電流からその正、負
それぞれの直流分と交流分とを検出して、コントローラ
１１のＡ／Ｄコンバータ入力端子ＡＮＯ，ＡＮＩ、ＡＮ
２にそれぞれ出力する。

スコロトロン・チャージャからなる帯電チャージャ２の
放電ワイヤ２ａには、Ｃ（チャージ）電源１２から一４
ＫＶ〜−８ＫＶの直流高圧が印加されてコロナ放電を生
じ、感光体ドラム１の表面を均一に帯電させるが、その
グリッド２ｂに接続されたＧ（グリッド）電源１３から
印加される電圧に応じて放電量が制御され、感光体ドラ
ム１の表面電位を所定の値に保持する。

現像ドラム４には、図示しない操作パネルを介してオペ
レータから指定された画像濃度や、温度等の周囲条件に
応じて設定された（−６００Ｖ前後の）直流バイアス電
圧がＢ（バイアス）電源１４から印加されているが、電
流は殆んど流れない。

コロトロン・チャージャからなる転写チャージャ６（の
放電ワイヤ）には、Ｔ（トランスファ；転写）電源１６
から一４ＫＶ〜−８ＫＶの直流高圧が印加され、搬送器
１５により搬送されて来た用紙の背面からコロナ放電を
行なうことにより、正に帯電しているトナーを用紙上に
転写する。

同様にコロトロン・チャージャからなる分離チャージャ
７には、Ｄ（デパーチャ；分離）電源１７から直流正バ
イアス（数百Ｖ程度）された４ＫＶ〜８ＫＶの交流高圧
が印加され、用紙の背面からコロナ放電を行なって転写
により帯電した用紙の電荷を除くことにより、用紙が自
重で感光体ドラム１から分離するようになる。

これらの各高圧電源すなわちＣ電源１２．Ｃ電源１３．
Ｂ電源１４．Ｔ電源１６．Ｄ電源１７はそれぞれコント
ローラ１１に接続され、コントローラ１１からタイミン
グをとって出力される各トリガ信号ＣＧＴ、ＢＴ、ＴＤ
Ｔに応じて高電圧を出力すると共に、同じくコントロー
ラ１１から出力される目標設定信号であるパルス幅変調
されたパルス信号ＧＰ、ＢＰ、ＴＰ、ＤＡＰ、ＤＤＰに
応じてそれぞれの出力が決定される。

ただし、Ｃ電源１２は、その放電量がＧ電源１３の出力
電圧によって規制されるから、予め設定された一定電圧
の直流高圧を出力すればよく、トリガ信号ＣＧＴだけが
入力する。

Ｄ電源１７に入力する２個のパルス信号ＤＡＰ。

ＤＤＰは、それぞれ交流高圧と直流バイアス電圧の目標
値が設定されている。

トリガ信号ＣＧＴならびにＴＤＴはＣ電源１２゜Ｃ電源
１３ならびにＴ電源１６．Ｄ電源１７をそれぞれ同時に
トリガする。

その他のパルス信号ＧＰ、ＢＰ、ＴＰ及びトリガ信号Ｂ
Ｔの作用は明らかであるから、説明を省略する。

感光体ドラム１は、先づ帯電チャージャ２によって表面
電位が所定の（負の）値になるように均一に帯電され、
次に光学系３によりその表面に結像される原稿の像を露
光されて静電潜像が形成される。

その静電潜像は、現像ドラム４から供給される正に帯電
しているトナーにより可視のトナー像に変換される。

次に、感光体ドラム１は転写前除電ランプ５に照射され
、その表面電位が弱められてトナー像が転写し易い状態
になり、そこに搬送器１５によって回転速度と同期した
速度で搬送されて来た用紙が接触し、用紙の接触と共に
トリガされた転写チャージャ６がコロナ放電を開始して
用紙を負に帯電するから、正に帯電したトナーが用紙上
に転写される。

つづいて、同時にトリガされた分離チャージャ７の直流
正バイアス交流高圧のコロナ放電により、負に帯電され
た用紙を除電するから、トナー像が転写された用紙は自
重で感光体ドラム１から分離して定着ユニット１８に搬
送され、定着ローラ１８ａの熱と加圧ローラ１８ｂの圧
力によってトナー像が定着された後、図示しない排紙ト
レー上に排出される。

感光体ドラム１上に多少残ったトナーはクリーナ８によ
って回収され、また残存電荷は除電ランプ９の照射を受
けて完全に除電された後、再び帯電チャージャ１による
帯電に始まるサイクルに入る。

第３図乃至第７図は、各高圧電源の一例を示す回路図で
あり、いづれもその出力を検出し一定値または設定され
た目標値と比較してパルス幅を変調されたＰＷＭパルス
により能動され、直流２４Ｖを電源とし、トリガ信号に
応じて直流高圧（又は交流高圧）に変換して出力する高
周波スイッチング方式のインバータ（またはコン、バー
ク）から構成されている。

それらの高周波スイッチング素子であるトランジスタＱ
３０．Ｑ４０．Ｑ５０．Ｑ６０．Ｑ７０〜Ｑ７２のエミ
ッタ・コレクタ間に並列に接続された抵抗とコンデンサ
からなる直列回路またはダイオードは、それぞれスイッ
チングにより発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路
またはトランジスタに印加される逆電圧をバイパスする
ダイオードである。

第３図に示したＣ電源１２は、過電圧防止手段を備えた
負の定電流直流高圧電源であり、トランス３１の１次巻
線と直列回路を形成して電源２４■に接続され騨動用Ｉ
Ｃ３０から出力されるＰＷＭパルスにより能動されるト
ランジスタＱ３０がトランス３１の１次巻線に流れる電
流をオン・オフし、その２次巻線に誘起された高圧電力
はダイオードＤ３０．Ｄ３１とコンデンサＣ３０，Ｃ３
１からなる倍電圧整流平滑回路により更に昇圧されて出
力される。

抵抗Ｒ３０は過電流防止用、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２からな
る分圧器は電圧検出用、抵抗Ｒ３３とコンデンサＣ３２
との並列回路は電流検出用であり、電圧検出信号と電流
検出信号とはそれぞれ能動用ＩＣ３０のアナログ入力端
子−２十に入力する。

開動用ＩＣ３０は、入力端子Ｔに入力するトリガ信号Ｃ
ＧＴが“Ｈ”の間、入力端子子に入力する電流検出信号
に応じて高圧出力が一定の電流値を保つようにパルス幅
を変調したＰＷＭパルスをトランジスタＱ３０のベース
に出力する。

さらに、何等かの原因で出力電圧が異常に上昇した場合
は、入力端子−に入力する電圧検出信号により検知して
出力を落し、アーク放電等の事故を防止する。

また、Ｃ電源１２には目標値設定信号が入力しないから
、入力端子Ｐはグランドに接続しておく。

第４図に示したＣ電源１３は、その出力電圧が目標値設
定信号ＧＰにより制御される過電流防止手段を備えた負
の定電圧直流高圧電源である。

トランジスタＱ４０．トランス４１と倍電圧整流平滑回
路は、Ｃ電源１２（第３図）と同様であるから説明を省
略する。

抵抗Ｒ４０はＣ電源１３が定電圧電源であるからその出
力インピーダンスを低くするために設けたブリーダ抵抗
、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２からなる分圧器は電圧検出用、抵
抗Ｒ４３は電流検出用であり、雨検出信号もＣ電源１２
と同様に駆動用ＩＣ４０のアナログ入力端子−２十に入
力する。

駆動用ＩＣ４０は、入力端子Ｔに入力するトリガ信号Ｃ
ＧＴによりＣ電源１２の駆動用ＩＣ３０と同時にオン・
オフされ、入力端子Ｐに入力する目ｍ値設定信号ＧＰを
平滑して得られる目標値と。

入力端子−に入力する電圧検出信号とを比較し、目標値
に応じた出力電圧が得られるようなＰＷＭパルスを、ト
ランジスタＱ４０のベースに出力する。

さらに、何等かの原因で出力電流が異常値を示した場合
には、入力端子＋に入力する電流検出信号により検知し
てエラー処理を行ない、事故を未然に防止する。

第５図に示したＢ電源１４は、その出力電圧が目標値設
定信号ＢＰにより制御される負の定電圧直流高圧電源で
ある。

このＢ電源１４は、Ｃ電源１３（第４図）に比べて、ト
リガ信号ＢＴによりトリガされることと、出力電圧が１
桁程度低いためダイオードＤ５０゜コンデンサＣ５０か
らなる半波整流平滑回路から出力されることと、出力電
流が殆んど流れないため電流検出が不能で、能動用ＩＣ
５０の入力端子子がグランドに接続されていることとが
異なるだけで、他は同様であるから説明を省略する。

第６図に示したＴ電源１６は、その出力電流が目標値設
定信号ＴＰにより設定される過電圧防止手段を備えた負
の定電流直流電源である。

このＴ電源１６は、Ｃ電源１２（第３図）に比べて、ト
リガ信号ＴＤＴによりトリガされることと、駆動用ＩＣ
６０がその入力端子Ｐに入力する目標設定信号ＴＰから
得られる目標値と、入力端子子に入力する電流検出信号
とを比較してＰＷＭパルスを出力することとが異なるだ
けで、他は同様であるから説明を省略する。

第７図に示したＤ電源１７は、目標値設定信号ＤＡＰに
より設定される定電圧交流高圧に、目標値設定信号ＤＤ
Ｐにより設定される定電圧直流バイアスを重畳して出力
する電源である。

Ｄ電源１７の交流電源部は、駆動用ＩＣ７０゜チョッパ
型電源７１．方形波発振器７２．トランス７３および交
流電圧検出回路７４．交流電流検出回路７５により構成
されている。

駆動用ＩＣ７０は、入力端子Ｔに入力するトリガ信号Ｔ
ＤＴによりＴ電源１６（第６図）と同時にオン・オフし
、トリガ信号ＴＤＴがＨ′″の間、入力端子Ｐに入力す
る目標値設定信号ＤＡＰと交流電圧検出回路７４から入
力端子子に入力する交流電圧検出信号とに応じてパルス
幅変調されたＰＷＭパルスを、チョッパ型電源７１に出
力する。

チョッパ型電源７１は、トランジスタＱ７０゜転流ダイ
オードＤ７０．チョークコイルＬ７０゜コンデンサＣ７
０により構成され、駆動用ＩＣ７０からトランジスタＱ
７０のベースに入力するＰＷＭパルスに応じて、トラン
ジスタＱ７０がオンの時には直流２４Ｖ電源からチョー
クコイルＬ７０、コンデンサＣ７０からなる平滑回路に
電流が流れてコンデンサＣ７０を充電し、その間にチョ
ークコイルＬ７０に磁気の形で蓄積されたエネルギは、
トランジスタＱ７０がオフになった時に電流に再変換さ
れ、転流ダイオードＤ７０を介してコンデンサＣ７０を
充電する。

このようにして、チョッパ型電源７１はＰＷＭパルスの
パルスＩｔ＠（すなわちデユーティ比）に応じた電圧で
コンデンサＣ７０を充電している直流電力を、トランス
７３の１次巻線のセンタツブに出力する。

センタツブを備えたトランス７３の１次巻線の両端は、
それぞれエミッタが接地されたスイッチング素子である
２個のトランジスタＱ７１．Ｑ７２のコレクタに接続さ
れ、そのトランジスタＱ７１、Ｑ７２のベースには、例
えば５００　Ｈｚの方形波発振器７２が出力する互いに
逆位相の方形波がそれぞれ分圧されて入力している。

したがって、トランジスタＱ７１．Ｑ７２が半周期毎に
交互にオン・オフされ、トランス７３の１次巻線にはチ
ョッパ型電源７１で規制された電圧の５００Ｈｚ交番電
力が印加される。

トランス７３には２個の２次巻線７３ａ、７３ｂが設け
られ、１次巻線に交番電力が印加されることにより、２
次巻線２３ａはステップアップした電圧の交流高圧電流
を負荷に出力し、２次巻線２３ｂは交流電圧検出回路７
４に交流電圧を出力する。

交流電圧検出回路７４は、タイオードＤ７１゜Ｄ７２と
コンデンサＣ７１，Ｃ７２とが倍電圧整流平滑回路を形
成してなり、２次巻線７３ａの出力電圧（ｐ−ｐ）に比
例した正の電圧信号を駆動用ＩＣ７０の入力端子＋に出
力する。

コンデンサ７２に並列に接続した抵抗は、交流電圧検出
回路７４の放電時定数を決めるためのものである。

２次巻線７３ａの一端は、安全抵抗Ｒ７３を介して出力
端子りに接続され、他の一端は後述する直流電源部の＋
側に接続されると共に、交流電流検出回路７５を介して
出力端子ＧＮＤに接続されている。

交流電流検出回路７５は、抵抗Ｒ７０，ダイオードＤ７
３の直列回路とダイオードＤ７４とからなる並列回路に
直列に接続された交流分バイパス用のコンデンサＣ７３
とにより構成され、ダイオードＤ７３．Ｄ７４は互いに
極性が逆方向に組合わされ、抵抗Ｒ７０は電流検出用抵
抗として作用する。

したがって、２次巻線７３ａから出力する交流高圧は、
直流電源部の出力電圧で直流バイアスされているが、交
流電流はその直流電源部をバイパスし、コンデンサＣ７
３と極性に応じてダイオードＤ７３．Ｄ７４の何れかを
通り出力端子ＧＮＤに抜ける。

その時、交流電流のダイオードＤ７３を流れる半波電流
は抵抗Ｒ７０により負の電圧信号に変換され、駆動用Ｉ
Ｃ７０のアナログ入力端子−に出力される。

このように、交流電圧検出回路７４．交流電流検出回路
７５により検出された交流出力の電圧。

電流の検出値がそれぞれアナログ端子＋、−にフィード
バックされているから、駆動用ＩＣ７０は、入力端子Ｐ
に入力する目標値設定信号ＤＡＰにより設定されている
目標値とフィードバックされた電圧検出値とを比較し、
その差に応じてパルス幅変調したＰＷＭパルスをチョッ
パ型電源７１のトランジスタＱ７０に出力してチョッパ
型電源７１の出力電圧すなわちトランス７３の１次巻線
に印加される交番電力の電圧を制御する。

トランス７３の２次巻線７３ａに誘起される交流電圧は
、１次巻線に印加される電圧に比例するから、Ｄ電源１
７の出力交流電圧は目標値に応じた値に制御される。

また、フィードバックされた交流電流検出値によりその
出力電流をモニタし、過電流の発生を防止する。

一方、Ｄ電源１７の直流電源部は、駆動用ＩＣ７６、ス
イッチング用のトランジスタＱ７３．トランス７７およ
びダイオードＤ７５．コンデンサＣ７４からなる半波整
流平滑回路並びに（高周波バイパス用）コンデンサＣ７
５を並列に接続した直流電流検出用の抵抗Ｒ７１により
構成されてし）る。

駆動用ＩＣ７６は、駆動用ＩＣ７０と同様に、入力端子
Ｔに入力するトリガ信号ＴＤＴによりオン・オフし、入
力端子Ｐに入力する目標値設定信号ＤＤＰと抵抗Ｒ７１
により検出されアナログ入力端子−に入力する直流電流
値とに応じたＰＷＭパルスをトランジスタＱ７３のベー
スに出力することにより、トランス７７の２次巻線番こ
誘起されダイオードＤ７５とコンデンサＣ７４とで半波
整流平滑されて得られる直流電力を定電流制御している
。

鮭動用ＩＣ７６のほかのアナログ入力端子＋は、入力す
べき信号がないのでグランドに落している。

この直流電源部が出力する直流電力の一側は出力端子Ｇ
ＮＤに、＋側はトランス７３の２次巻線７３ａの一端に
それぞれ接続され、２次巻線７３ａに発生する定電圧交
流高圧に直流バイアスを重畳している。

第８図は、第２図に示したコントローラ１１の高圧電源
制御に関係する部分の一例を示す回路図であり、ＭＰＵ
　（マイクロコンピュータ）８０とタイマＩＣ８１とか
ら構成されている。

図示しないＲＯＭ、ＲＡＭを含むＭＰＵ８０は、予め例
えば電源オン時に、電流検出回路１０（第２図）が検出
した各高圧電源から感光体ドラム１に流れる電流の正、
負の直流分と交流分との信号をそれぞれＡ／Ｄコンバー
タ入力端子ＡＮＯ，ＡＮｌ、ＡＮ２に入力し、それらの
電流信号が最適な値となるように各高圧電源の電圧また
は電流の目標値に応じたデータをそれぞれ決定してＲＡ
Ｍに記憶しておく。

複写作業中は、各高圧電源からの出力がオーバラップし
て感光体ドラム１を流れるので各目標値に応したデータ
を決定することが不可能であるから、各目標値に応じた
データの決定は電源オン時の初期設定か、あるいは複写
枚数が成る枚数を超えた後のスタンバイ時に実行される
。

すなわち、例えば各高圧電源毎に独立に（他の高圧電源
をオフにした状態で）一定時間オンにして、その間に感
光体ドラム１に流れる電流を正の直流分、負の直流分、
交流分（ｐ−ｐ）に分けて検出し、高圧電源に応じてそ
の何れかをとり、それが所要の値になるように目標値を
変更し、所要の値になった時の目標値に応したデータを
記憶する。

実行時には、その記憶されたデータによって目標値を設
定するようにすれば、各チャージャの汚れによるリーク
等のロス電流があっても感光体トラム１には正しい値の
電流が流れる。

そのようなロス電流を含めた各高圧電源の出力電圧また
は電流が許容範囲を外れた場合は、そのチャージャをク
リーニングするかエラー表示してストップし、事故を未
然に防止する。

図示しない操作パネルのスタートボタンが押されて複写
作業がスタートすると、ＭＰＵ８０はＲＡＭに記憶され
ている各高圧電源の目標値に応じたデータをパスライン
（Ｄｏ〜Ｄ７）を介してタイマＩＣ８１に出力する。

複数のプログラマブルカウンタからなるタイマＩＣ８１
は、入力されたデータを各プログラマブルカウンタにセ
ットし、内蔵する図示しない発振器が出力するクロック
をセットされたデータまでカウントすることにより、そ
れぞれ目標値に応じたデユーティ比を有するパルス信号
ＧＰ、ＢＰ。

ＴＰ、ＤＡＰ、ＤＤＰを出力端子３Ｂ、２Ａ、２Ｂ、Ｉ
Ａ、ＩＢから出力する。

それらのパルス信号ＧＰ、ＢＰ、ＴＰ、ＤＡＰ。

ＤＤＰは、バッファ群８２の各バッファを経て（第２図
に示したように）、それぞれＣ電源１３゜Ｂ電源１４．
Ｔ電源１６．Ｄ電源１７に出力される。

また、Ｍ　Ｐ　Ｕ　、８０は出力ボートＰＦＯ，ＰＦＩ
。

ＰＦ２からそれぞれのタイミングをとってトリガ信号Ｃ
ＧＴ、ＢＴ、ＴＤＴを出力し、それらのトリガ信号もバ
ッファ群８３の各バッファを経て、トリガ信号ＣＧＴは
Ｃ電源１２とＣ電源１３に、トリガ信号ＢＴはＢ電源１
４に、トリガ信号ＴＤＴはＴ電源１６とＤ電源１７にそ
れぞれ入力し、各高圧電源のオン・オフを制御する。

第１図は、各高圧電源から感光体ドラム１に流れる電流
を検出する、この発明による電流検出回路１０の一実施
例を示す回路図である。

第１図左側上部の２個の入力端子は安定化直流電源の＋
５■とグランドに、左側下部の２個の入力端子は感光体
ドラム１と複写機本体のフレームにそれぞれ接続され、
同図右側の４個の出力端子はそれぞれ上から正の直流分
、負の直流分、交流分およびグランドであり、グランド
とフレームとは同電位になっている。

補助電源２０は、スイッチングレギュレータ・コントロ
ール用のＩＣ２１（例えば三菱電気製Ｍ５２９］−）、
及び抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とコンアンサＣ１，Ｃ２，Ｃ
３とダイオードＤｉ、チョークコイルＬ１とからなる周
辺回路により構成され、＋５Ｖの電力を入力し、−５Ｖ
の安定化された電力をオペアンプ２２，２３，２４．２
５の負電源として出力する。

この補助電源２０の出力電流を３ｍＡとすれば、各素子
の定数はそれぞれ、Ｒ１＝１．５Ω、Ｒ２＝３．３にΩ
、Ｒ３＝ＩＫΩ、Ｃ１＝Ｃ２＝１００ｐＦ、Ｃ３＝８２
０ｐＦ、Ｌ１＝２７０μＨである。

第１図においては、オペアンプ２２，２４゜２５への電
源結線を省略して示したが、何れもオペアンプ２３と同
様にコンデンサＣ８，Ｃ９と同等のコンデンサを付して
各正負電源入力端子に接続されている。

各高圧電源毎に感光体ドラム１に流れる電流は、ドラム
入力端子から入力し電流検出用の抵抗Ｒ４を通ってフレ
ーム（即ちグランド）に落ち、抵抗Ｒ４の両端に電流に
比例した電圧信号を発生する。

抵抗Ｒ４による電圧降下が数Ｖ程度になると、それだけ
感光体の表面電位が変化して画像に影響するので、電圧
信号のレベルをあまり大きくすることが出来ない。従っ
て、この実施例では最も電流が流れるＤ電源１７の交流
矩形波電流の最大値を±４００ＩＬＡとし、その時の電
圧信号レベルが±０．８ＶになるようにＲ４＝２にΩと
する。

抵抗Ｒ４の両端に生じた電圧信号は、それぞれ正負の５
■電源に接続されたクリッピングダイオードＤ２．Ｄ３
により＋５Ｖの範囲を超える信号部分をクリップされ、
コンデンサＣ４により混入ノイズを除去された後、オペ
アンプ２２を中心とする第１のローパスフィルタである
ＬＰＦ２６に入力する。

このＬＰＦ２６は、オペアンプ２２と抵抗Ｒ５。

Ｒ６，、Ｒ７及びコンデンサＣ５とからなり、各素子の
定数をＲ５＝７．５にΩ、’Ｒ６＝１０にΩ。

Ｒ７＝３０にΩ、Ｃ３＝Ｏ，ＯＯ１μＦとすることによ
り、増幅率＝４．遮断周波数＝５．３ＫＨｚの特性を有
し、第１のローパスフィルタであると共に、それ以降の
増幅手段をも兼ねている。

第９図及び第１０図は、Ｄ電源１７から分離チャージャ
７のコロナ放電により感光体ドラム１に流れる電流の、
ＬＰＦ２６の入出力端（Ａ点及びＢ点）における電圧信
号の一例をそれぞれ示す波形図であり、第１１図はＤ電
源１７の出力を電流に換算して示す理論的な波形図であ
る。

第１１図から明らかなように、Ｄ電源１７の出力は、周
波数５００Ｈｚ、周期２ｍｓで正負のサイクルがそれぞ
れ１ｍｓであり、振幅が±４００μＡの矩形波交流に＋
１０μＡの直流バイアスが重畳されたものである。

第９図に示したＡ点における入力信号は、正負がやや非
対照であり、負のサイクルには負極性コロナ放電の特性
による著しい高周波リプルが現れている。

一方、第１０図に示したＢ点における出力信号は、遮断
周波数５　、３　Ｋ　ＨＺのＬＰＦ２６を通つたことに
より、第９図に見られた若干のスパイクノイズと著しい
高周波リプルが消滅すると共に、４倍に増幅されている
ことを示している。

このＬＰＦ２６の出力は２分され、その一方（交流分）
は結合コンデンサＣＩＯを通り、その結合コンデンサＣ
ＩＯとダイオードＤ４．Ｄ５と（電解）コンデンサＣ１
ｌとにより倍電圧整流平滑され、コンデンサＣ１ｌの端
子間に生じた交流分のＰ−Ｐ値である直流の電圧信号は
、抵抗Ｒ８゜Ｒ９からなる分圧器により１／２に分圧さ
れ、交流分の電圧信号Ｄａｃとしてコントローラ１１の
ＭＰＵ８０のＡ／Ｉ）コンバータ入力端子ＡＮ２（第８
図）に出力する。

すなわち、コンデンサＣＩＯ，Ｃ１ｌとダイオードＤ４
．Ｄ５からなる倍電圧整流平滑回路と、抵抗Ｒ８，Ｒ９
からなる分圧器とは、交流分検出手段を構成している。

オペアンプ２３を中心とする第２のローパスフィルタで
あるＬＰＦ２７は、オペアンプ２３と抵抗ＲＩＯ，Ｒ１
１及びコンデンサＣ６，Ｃ７とからなるバターワースＬ
ＰＦであり、各素子の定数をＲ１０＝Ｒ１１＝１２０Ｋ
Ｑ、Ｃ６＝０．２μＦ。

Ｃ７＝０．１μＦ　とすることにより、遮断周波数＝９
．４Ｈｚになっている。

ＬＰＦの他の出力は、このＬＰＦ２７を通ることにより
、基本周波数５００Ｈｚ及びその高周波からなる交流分
は略完全に遮断され、その直流分のみがオペアンプ２４
．２５にそれぞれ入力する。

オペアンプ２４は、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４及びダ
イオードＤ６からなる周辺回路と共に、その定数をＲ１
３＝１０にΩ、Ｒ１４＝３０にΩに設定することにより
入力信号を４倍に増幅し、正の直流分の電圧信号Ｄ＋と
してＭＰＵ８０のＡ／Ｄコンバータ入力端子ＡＮＯに出
力する。

オペアンプ２５は、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６及びダイオード
Ｄ７．Ｄ８からなる周辺回路と共に、その定数をＲ１５
＝１０にΩ、Ｒ１６＝４０にΩに設定することにより入
力信号を同様に４倍に増幅し、負の直流分の電圧信号Ｄ
−としてＭＰＵ８０のＡ／Ｄコンバータ入力端子ＡＮＩ
に出力する。

すなわち、オペアンプ２４とその周辺回路とは非反転半
波整流回路を、オペアンプ２５とその周辺回路とは反転
半波整流回路をそれぞれ構成し、正直流分検出手段およ
び負直流分検出手段であると共に増幅手段を兼ねている
。

ここで、Ａ／Ｄコンバータ入力端子ＡＮＯ〜ＡＮ２に入
力する正、負の直流分および交流分の電圧信号り十、Ｄ
−、Ｄａｃは全て正の値に揃えられている。

オペアンプ２４．２５とそれらの周辺回路とによる作用
自体は公知であり、ダイオードＤ６．Ｄ７、Ｄ８はそれ
ぞれフィードバックループ内に設けられているから理想
ダイオードとして作用する。

以下、この電流検出回路１０の各部における信号レベル
について説明する。

Ｃ電源１２は目標値を設定する必要がなく、Ｂ電源１４
は電流が殆んど流れない上に、主として指定された濃度
条件と連続使用回数、周囲温度とによってバイアス電圧
が設定されているから、この２つは除外してよい。

Ｃ電源１３とＴ電源１６とはＫＶ級の負の高圧電源であ
り、それらにより感光体ドラム１に流れる電流の可変範
囲はＯ〜−１００μＡである。

問題となるＤ電源１７の直流バイアスされた交流高圧は
、第１１図に示した例では交流高圧の電流換算＋４００
μＡ　（Ｐ−Ｐ値８００μＡ）４：、対して、直流バイ
アスは＋１０μＡであるから略１／１００程度にすぎな
い。

既に述べたように検出信号の電圧は大きくとれず、Ｒ４
＝２にΩであるから直流電流−１００μＡで得られる検
出電圧は−０，２Ｖ、交流電流上４００μＡで得られる
検出電圧は±０．８Ｖ、直流バイアス電流＋１０μＡで
得られる検出電圧は十〇、０２Ｖである。

直流電流−１００μＡ、交流電流±４００μＡ。

直流バイアス電流＋１０μＡで得られる各電圧信号のレ
ベルをそれぞれＬＤ、ＬＡ、ＬＢとすれば、ＬＰＦ２６
の入力手段におけるレベルはＬＤ＝０．２Ｖ、ＬＡ＝＋
０．８Ｖ、ＬＢ＝＋０．０２Ｖであるから、ＬＰＦ２６
の出力段においてはそれぞれ４倍に増幅されてＬＤ＝−
０，８Ｖ、ＬＡ＝＋３．２Ｖ、ＬＢ＝＋０．０８Ｖにな
る。

その交流分は倍圧整流されてコンデンサＣ１ｌの端子間
ではＬＡ＝６．４Ｖになるが、抵抗Ｒ８゜Ｒ９からなる
分圧器で１／２に分圧されるから、電圧信号Ｄａｃのレ
ベルはＬＡ＝＋３．２Ｖである。

正、負の直流分はＬＰＦ２７を通った後、オペアンプ２
４．２５により更に４倍及び−４倍に増幅されるから、
それぞれオペアンプ２４．２５から出力される電圧信号
Ｄ＋、Ｄ−のレベルはＬＢ＝＋０．３２Ｖ、ＬＤ＝＋３
．２Ｖである。

コントローラ１１の電源電圧は５■であり、そのＭＰＵ
８０に内蔵されているＡ／Ｄコンバータのデジタル高力
は８ビツトで構成されているから、ビット当りの分解能
は５／２５６＝０．０１９５Ｖ／ｂ７’あり単位電圧当
り２５６１５＝５１．２ｂ／Ｖになる。

したがって、各信号のデジタル化レベルはＬＤ＝ＬＡ＝
１６４ビット、ＬＢ＝１６ビツトであり−ＭＰＵ８０が
それぞれ目標値設定信号（ＬＤから）ＧＰ、ＴＰ、　　
（ＬＡから）ＤＡＰ、　　（ＬＢから）ＤＤＰを決定す
るのに必要な精度が得られる。

若し増幅しないとすれば、各電圧信号のレベル（及びデ
ジタル化レベル）は、ＬＤ＝０．２Ｖ（１０ビツト）、
ＬＡ＝０．８Ｖ　（４１ビツト）。

ＬＢ＝０．０２Ｖ　（１ビツト）であり、実用にならな
い。

しかしながら、不用意に、例えば電流検出用の抵抗Ｒ４
の端子間電圧をそのまま増幅すれば、各信号のレベルが
まちまちの上に高周波リプルが混入したまま増幅するこ
とになり、混変調歪により、分離後の各信号（特にＤ電
源の直流バイアスのようにローレベルの信号）のＳＮ比
が劣化して何を検出しているか分からない信号が出力さ
れたり、後段のＬＰＦを含む各オペアンプに許容レベル
を超えた信号が入力するなどの問題が生じる。

実施例は、先ずＬＰＦ２６により５．３ＫＨｚ以上の高
周波成分を減衰させて、高周波リプルを完全に除去した
以後に増幅しているから混変調歪がなく、しかも基本周
波数５００Ｈｚの交流分も殆んど原波形を損なうことな
く増幅することが畠来る。

ＬＰＦ２６の増幅率＝４は、この値に限定されるもので
なく、この場合最もレベルの大きい交流分の出力が適当
な余裕をもってＡ／Ｄコンバータ及びＬＰＦ２７の許容
入力レベルに収まれば良い。

同様な理由で、直流分の増幅もＬＰＦ２７により交流分
を遮断した以後に行ない、その増幅率もレベルの大きい
負の直流分を基準に設定されている。

この実施例では、制御に必要な精度が得られることと、
何らかの異常で大きなレベルが入力する場合を考慮して
、相対的に小さいレベルの正の直流分をそのまま出力し
ているが、正負分離した後、正の直流分を更に（１桁程
度）増幅して出力してもよい。

また、従来、交流分を含んだまま正、負の直流分をそれ
ぞれピーク値として検出し、その絶対値の和を交流分、
差を直流分の電圧信号とするものがあり、交流分の電圧
信号は問題ないが、直流分は差をとることにより相対精
度の劣化が避けられなかった。

この実施例では、交流分は直流分と分離した後に整流平
滑して取出し、直流分は交流分を遮断した後に正、負を
分離して取出しているから、互に干渉することがなく、
相対精度の劣化も生じない。

また、正、負の直流分を分離するのに、それぞれ非反転
半波整流回路９反転半波整流回路を用いているから、小
さなレベルであってもダイオードの順方向電圧降下や非
直線性の影響がなく、出力信号の極性を揃えているから
Ａ／Ｄコンバータとの結合が簡単である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明による電流検出回路は、
コロナ放電により感光体に流れる電流の各成分すなわち
交流分、正負の直流分、特に微小な直流分をも精度よく
検出し、各高圧電源を正確に制御することを可能にする
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は同
じくその複写機の高電圧系の要部を示すブロック図、 第３図乃至第７図は同じくその各高圧電源の一例を示す
回路図。 第８図は同じくその高圧電源制御系の一例を示す回路図
、 第９図及び第１０図は同じくその検出した電圧信号の一
例を示す波形図、 第１１図は同じくそのＤ電源の出力の一例を示す波形図
である。 １・・感光体ドラム　　　１０・・・電流検出回路１１
・・コントローラ　　１２・・・Ｃ電源１３・・・Ｇ電
源　　　　　１４・・Ｂ電源１６・・Ｔ電源　　　　　
１７・・・Ｄ電源２２〜２５・・・オペアンプ ２６・・・ＬＰＦ　（第１のローパスフィルタ）２７・
・ＬＰＦ　（第２のローパスフィルタ）第２図 第３図 第４ 図 ・１３ 第５図 ．１６ 第９図 手続補正書（自発）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　交流または直流のコロナ放電によつて感光体に流れ
   る電流を検出し、その検出値に応じて前記コロナ放電の
   ための高圧電源の出力を制御する静電潜像方式の画像形
   成装置に用いられる電流検出回路において、前記感光体
   とグランドとの間、あるいはそのグランドと前記高圧電
   源との間に直列に接続した電流検出用抵抗と、その電流
   検出用抵抗を流れる電流に比例してその両端に発生する
   電圧信号に含まれる高周波リプルを遮断する第１のロー
   パスフィルタと、その第１のローパスフィルタを通過し
   た電圧信号のうち、その交流分を検出する交流分検出手
   段と、前記第１のローパスフィルタよりも低い遮断周波
   数を有し、その第１のローパスフィルタを通過した電圧
   信号に含まれる交流分を遮断する第２のローパスフィル
   タと、その第２のローパスフィルタを通過した直流分の
   うち、その正の直流分のみを検出する正直流分検出手段
   と、前記第２のローパスフィルタを通過した直流分のう
   ち、その負の直流分のみを検出する負直流分検出手段と
   を設けたことを特徴とする電流検出回路。 ２　請求項１記載の電流検出回路において、前記第１の
   ローパスフィルタ以降に電圧信号を増幅する増幅手段を
   設けたことを特徴とする電流検出回路。