JP3113261B2

JP3113261B2 - 電流検出回路

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Publication number: JP3113261B2
Application number: JP02231021A
Authority: JP
Inventors: 恒秀高橋
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1990-08-31
Filing date: 1990-08-31
Publication date: 2000-11-27
Anticipated expiration: 2015-11-27
Also published as: JPH04110777A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、静電潜像方式の画像形成装置の感光体に
流れる電流を検出する電流検出装置に関する。

〔従来の技術〕

静電潜像技術を用いて普通紙上に画像を形成する画像
形成装置、例えば複写機，デジタル複写機，レーザビー
ムプリンタ,LED（発光ダイオード）プリンタ,LCDA（液
晶アレー）プリンタ等のOA機器が広く使用されている。

これらの画像形成装置には、露光前に感光体表面を一
様に帯電する帯電チャージャ、露光により形成された静
電潜像を可視のトナー像に変換する直流バイアスされた
現像ユニット、そのトナー像を用紙（普通紙）上に転写
する転写チヤージヤ、トナー像を転写された用紙を感光
体から分離するための分離チヤージヤ等、各種の高電圧
を必要とする高圧ユニツトが設けられ、複数の高圧電源
からそれぞれ必要とする特性と画像濃度等の指定条件，
温度等の周囲条件に応じて設定された値に応じた高電圧
が供給される。

これら定電圧又は定電流の正負直流高圧あるいは直流
バイアスされた交流高圧が、それぞれ設定値に応じて各
高圧ユニツトに正しく供給されるために、各高圧電源の
出力電圧またはそれから感光体に流れる電流を検出し、
その検出値に応じて各高圧電源の出力が制御されてい
る。

感光体の帯電電圧を直接に検出するものとしては、特
公昭46−25480号公報に示されたように、感光体とグラ
ンドとの間に直列にコンデンサを接続し感光体とコンデ
ンサとの容量比に応じてコンデンサの両端に発生する電
圧を検出して、その検出電圧が一定値に達したら高圧電
源をオフにする第１の提案があつた。

しかしながら、この第１の提案は、例えば感光体全面
を対象として帯電，露光，現像，転写の各工程をそれぞ
れ独立して個別に行なう場合には問題ないが、現在のよ
うに高速性が要求され、ドラムまたはベルト状の感光体
に対して各工程が互いにタイミングをとりながらオーバ
ラツプして行なわれるような場合には実施困難である。

また、特開昭57−40364号公報に示されたように、コ
ロナ放電により感光体に流れる電流と放電電圧とを検出
し、常時は検出した電流値に応じて定電流制御を行な
い、軽負荷時等に発生する異常電圧は放電電圧により検
出して防止する第２の提案があつた。

しかるに、この第２の提案は定電流直流高圧電源に対
しては有効であるが、第１の提案と同様に、極性が反転
する交流高圧、特に直流バイアスされた交流高圧につい
ては検出することが出来ない。

このような場合には、例えば特開昭54−18746号公報
に示されたように、コロナ放電により感光体に流れる電
流の直流分と交流分とを検出して、それぞれ直流バイア
ス電圧と交流高圧の出力電圧とを制御する第３の提案、
ならびに特開昭64−321448号公報に示されたように、感
光体に流れる電流のうち、正の直流分，負の直流分およ
び交流分をそれぞれ別に検出することにより、如何なる
高圧電源をも制御しうる第４の提案があつた。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、コロナ放電電流は数十KHz以上の高周
波リプルを供ない、特に負極性コロナ放電の場合は第９
図に示して後述するように、各検出値と同等若しくはそ
れを超えるレベルの高周波リプルが含まれている。

例えば、分離チヤージヤは交流コロナ放電により転写
時に帯電した用紙を除電しているが、正負の放電特性の
差によつて多少のマイナス電荷が残留するので、交流高
圧に若干の直流正バイアスをかけて電荷が残らないよう
にしている。

したがつて、検出すべき直流分に比べて交流分や高周
波リプル分は相当に大きく、その影響を受けて第３及び
第４の提案では電流の検出、特に直流分を精度良く検出
することが困難であつた。

この発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、コ
ロナ放電により感光体に流れる電流の各成分すなわち交
流分，正負の直流分、特に微少な直流分をも精度よく検
出する電流検出回路を提供し、各高圧電源を正確に制御
出来るようにすることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は、上記の目的を達成するため、交流または
直流のコロナ放電によって感光体に流れる電流を検出
し、その検出値に応じてコロナ放電のための高圧電源の
出力を制御する静電潜像方式の画像形成装置に用いられ
る電流検出回路において、感光体とグランドとの間、あるいはそのグランドと高
圧電源との間に直列に接続した電流検出用抵抗と、その
電流検出用抵抗を流れる電流に比例してその両端に発生
し、検出すべき直流分よりも相当大きな交流分とコロナ
放電の特性による数十KHz以上の高周波リプルを含む電
圧信号から該高周波リプルを遮断して、該直流分と交流
分を出力する第１のローパスフィルタと、その第１のロ
ーパスフィルタにより、高周波リプルを除去して出力さ
れた直流分と交流分を含む電圧信号を増幅する増幅手段
と、その増幅手段により増幅された電圧信号から、交流
分を検出する交流分検出手段と、第１のローパスフィル
タよりも低い遮断周波数を有し、増幅手段により増幅さ
れた電圧信号から、交流分を遮断して直流分のみ出力す
る第２のローパスフィルタと、その第２のローパスフィ
ルタを通過した直流分のうち、その正の直流分のみを検
出する正直流分検出手段と、第２のローパスフィルタを
通過した直流分のうち、その負の直流分のみを検出する
負直流分検出手段とを設けたものである。

〔作用〕

上記のように構成した電流検出回路は、電流検出用抵
抗の両端に発生する電圧信号に含まれる高周波リプルや
スパイクノイズを第１のローパスフイルタが遮断し、そ
れを通過した直流分と交流分からなる電圧信号から交流
分検出手段が交流分のみを分離して検出し、第２のロー
パスフイルタは交流分を遮断して直流分のみを通過させ
る。

その直流分のみの電圧信号から正直流分検出手段と負
直流分検出手段とがそれぞれ正または負の直流分を検出
するから、検出された各成分は互に干渉することがな
く、検出精度がよい。

また、増幅手段は第１のローパスフイルタ以降に設け
られているから、高周波リプルによる混変調歪がなく、
電圧信号を後段の各処理にそれぞれ適したレベルに設定
出来る。

〔実施例〕

以下、この発明を実施例に基いて具体的に説明する。

第２図は、この発明の一実施例である静電潜像方式に
よる複写機の高電圧系の要部を示すブロツク図である。

表面を半導体で覆われ時計方向に回転する感光体ドラ
ム１の周囲には、回転方向順に帯電チヤージヤ2,光学系
3,図示しない現像ユニツトの現像ドラム4,転写前除電ラ
ンプ5,転写チヤージヤ6,分離チヤージヤ7,クリーナ8,除
電ランプ９が配置されている。

また、感光体ドラム１からやや離れて、用紙を感光体
ドラム１と転写チヤージヤ6,分離チヤージヤ７との間に
搬送する搬送器15と、用紙上に転写された画像（トナー
像）を定着するための加熱された定着ローラ18aと加圧
ローラ18bからなる定着ユニツト18とが設けられてい
る。

感光体ドラム１は電流検出回路10を介して接地され、
電流検出回路10は、そこに流れる電流からその正，負そ
れぞれの直流分と交流分とを検出して、コントローラ11
のA/Dコンバータ入力端子AN0,AN1,AN2にそれぞれ出力す
る。

スコロトロン・チヤージヤからなる帯電チヤージヤ２
の放電ワイヤ2aには、Ｃ（チヤージ）電源12から−4KV
〜−8KVの直流高圧が印加されてコロナ放電を生じ、感
光体ドラム１の表面を均一に帯電させるが、そのグリツ
ド2bに接続されたＧ（グリツド）電源13から印加される
電圧に応じて放電量が制御され、感光体ドラム１の表面
電位を所定の値に保持する。

現像ドラム４には、図示しない操作パネルを介してオ
ペレータから指定された画像濃度や、温度等の周囲条件
に応じて設定された（−600V前後の）直流バイアス電圧
がＢ（バイアス）電源14から印加されているが、電流は
殆んど流れない。

コロトロン・チヤージヤからなる転写チヤージヤ６
（の放電ワイヤ）には、Ｔ（トランスフア；転写）電源
16から−4KV〜−8KVの直流高圧が印加され、搬送器15に
より搬送されて来た用紙の背面からコロナ放電を行なう
ことにより、正に帯電しているトナーを用紙上に転写す
る。

同様にコロトロン・チヤージヤからなる分離チヤージ
ヤ７には、Ｄ（テパーチヤ；分離）電源17から直流正バ
イアス（数百Ｖ程度）された4KV〜8KVの交流高圧が印加
され、用紙の背面からコロナ放電を行なつて転写により
帯電した用紙の電荷を除くことにより、用紙が自重で感
光体ドラム１から分離するようになる。

これらの各高圧電源すなわちＣ電源12,G電源13,B電源
14,T電源16,D電源17はそれぞれコントローラ11に接続さ
れ、コントローラ11からタイミングをとつて出力される
各トリガ信号CGT,BT,TDTに応じて高電圧を出力すると共
に、同じくコントローラ11から出力される目標値設定信
号であるパルス幅変調されたパルス信号GP,BP,TP,DAP,D
DPに応じてそれぞれの出力が決定される。

ただし、Ｃ電源12は、その放電量がＧ電源13の出力電
圧によつて規制されるから、予め設定された一定電圧の
直流高圧を出力すればよく、トリガ信号CGTだけが入力
する。

Ｄ電源17に入力する２個のパルス信号DAP,DDPは、そ
れぞれ交流高圧と直流バイアス電圧の目標値が設定され
ている。

トリガ信号CGTならびにTDTはＣ電源12,G電源13ならび
にＴ電源16,D電源17をそれぞれ同時にトリガする。

その他のパルス信号GP,BP,TP及びトリガ信号BTの作用
は明らかであるから、説明を省略する。

感光体ドラム１は、先づ帯電チヤージヤ２によつて表
面電位が所定の（負の）値になるように均一に帯電さ
れ、次に光学系３によりその表面に結像される原稿の像
を露光されて静電潜像が形成される。

その静電潜像は、現像ドラム４から供給される正に帯
電しているトナーにより可視のトナー像に変換される。

次に、感光体ドラム１は転写前除電ランプ５に照射さ
れ、その表面電位が弱められてトナー像が転写し易い状
態になり、そこに搬送器15によつて回転速度と同期した
速度で搬送されて来た用紙が接触し、用紙の接触と共に
トリガされた転写チヤージヤ６がコロナ放電を開始して
用紙を負に帯電するから、正に帯電したトナーが用紙上
に転写される。

つづいて、同時にトリガされた分離チヤージヤ７の直
流正バイアス交流高圧のコロナ放電により、負に帯電さ
れた用紙を除電するから、トナー像が転写された用紙は
自重で感光体ドラム１から分離して定着ユニツト18に搬
送され、定着ローラ18aの熱と加圧ローラ18bの圧力によ
つてトナー像が定着された後、図示しない排紙トレー上
に排出される。

感光体ドラム１上に多少残つたトナーはクリーナ８に
よつて回収され、また残存電荷は除電ランプ９の照射を
受けて完全に除電された後、再び帯電チヤージヤ１によ
る帯電に始まるサイクルに入る。

第３図乃至第７図は、各高圧電源の一例を示す回路図
であり、いづれもその出力を検出し一定値または設定さ
れた目標値と比較してパルス幅を変調されたPWMパルス
により駆動され、直流24Vを電源とし、トリガ信号に応
じて直流高圧（又は交流高圧）に変換して出力する高周
波スイツチング方式のコンバータ（またはインバータ）
から構成されている。

それらの高周波スイツチング素子であるトランジスタ
Q30,Q40,Q50,Q60,Q70〜Q72のエミツタ・コレクタ間に並
列に接続された抵抗とコンデンサからなる直流回路また
はダイオードは、それぞれスイツチングにより発生する
サージ電圧を吸収するスナバ回路またはトランジスタに
印加される逆電圧をバイパスするダイオードである。

第３図に示したＣ電源12は、過電圧防止手段を備えた
負の定電流直流高圧電源であり、トランス31の１次巻線
と直流回路を形成して電源24Vに接続され駆動用IC30か
ら出力されるPWMパルスにより駆動されるトランジスタQ
30がトランス31の１次巻線に流れる電流をオン・オフ
し、その２次巻線に誘起された高圧電力はダイオードD3
0,D31とコンデンサC30,C31からなる倍電圧整流平滑回路
により更に昇圧されて出力される。

抵抗R30は過電流防止用、抵抗R31,R32からなる分圧器
は電圧検出用、抵抗R33とコンデンサC32との並列回路は
電流検出用であり、電圧検出信号と電流検出信号とはそ
れぞれ駆動用IC30のアナログ入力端子−，＋に入力す
る。

駆動用IC30は、入力端子Ｔに入力するトリガ信号CGT
が“H"の間、入力端子＋に入力する電流検出信号に応じ
て高圧出力が一定の電流値を保つようにパルス幅を変調
したPWMパルスをトランジスタQ30のベースに出力する。

さらに、何等かの原因で出力電圧が異常に上昇した場
合は、入力端子−に入力する電圧検出信号により検知し
て出力を落し、アーク放電等の事故を防止する。

また、Ｃ電源12には目標値設定信号が入力しないか
ら、入力端子Ｐはグランドに接続しておく。

第４図に示したＧ電源13は、その出力電圧が目標値設
定信号GPにより制御される過電流防止手段を備えた負の
定電圧直流高圧電源である。

トランジスタQ40,トランス41と倍電圧整流平滑回路
は、Ｃ電源12（第３図）と同様であるから説明を省略す
る。

抵抗R40はＧ電源13が定電圧電源であるからその出力
インピーダンスを低くするために設けたブリーダ抵抗、
抵抗R41,R42からなる分圧器は電圧検出用、抵抗R43は電
流検出用であり、両検出信号もＣ電源12と同様に駆動用
IC40のアナログ入力端子−，＋に入力する。

駆動用IC40は、入力端子Ｔに入力するトリガ信号CGT
によりＣ電源12の駆動用IC30と同時にオン・オフされ、
入力端子Ｐに入力する目標値設定信号GPを平滑して得ら
れる目標値と、入力端子−に入力する電圧検出信号とを
比較し、目標値に応じた出力電圧が得られるようなPWM
パルスを、トランジスタQ40のベースに出力する。

さらに、何等かの原因で出力電流が異常値を示した場
合には、入力端子＋に入力する電流検出信号により検知
してエラー処理を行ない、事故を未然に防止する。

第５図に示したＢ電源14は、その出力電圧が目標値設
定信号BPにより制御される負の定電圧直流高圧電源であ
る。

このＢ電源14は、Ｇ電源13（第４図）に比べて、トリ
ガ信号BTによりトリガされることと、出力電圧が１桁程
度低いためダイオードD50,コンデンサC50からなる半波
整流平滑回路から出力されることと、出力電流が殆んど
流れないため電流検出が不能で、駆動用IC50の入力端子
＋がグランドに接続されていることとが異なるだけで、
他は同様であるから説明を省略する。

第６図に示したＴ電源16は、その出力電流が目標値設
定信号TPにより設定される過電圧防止手段を備えた負の
定電流直流電源である。

このＴ電源16は、Ｃ電源12（第３図）に比べて、トリ
ガ信号TDTによりトリガされることと、駆動用IC60がそ
の入力端子Ｐに入力する目標値設定信号TPから得られる
目標値と、入力端子＋に入力する電流検出信号とを比較
してPWMパルスを出力することとが異なるだけで、他は
同様であるから説明を省略する。

第７図に示したＤ電源17は、目標値設定信号DAPによ
り設定される定電圧交流高圧に、目標値設定信号DDPに
より設定される定電圧直流バイアスを重畳して出力する
電源である。

Ｄ電源17の交流電源部は、駆動用IC70,チヨツパ型電
源71,方形波発振器72,トランス73および交流電圧検出回
路74,交流電流検出回路75により構成されている。

駆動用IC70は、入力端子Ｔに入力するトリガ信号TDT
によりＴ電源16（第６図）と同時にオン・オフし、トリ
ガ信号TDTが“H"の間、入力端子Ｐに入力する目標値設
定信号DAPと交流電圧検出回路74から入力端子＋に入力
する交流電圧検出信号とに応じてパルス幅変調されたPW
Mパルスを、チョツパ型電源71に出力する。

チヨツパ型電源71は、トランジスタQ70,転流ダイオー
ドD70,チヨークコイルL70,コンデンサC70により構成さ
れ、駆動用IC70からトランジスタQ70のベースに入力す
るPWMパルスに応じて、トランジスタQ70がオンの時には
直流24V電源からチヨークコイルL70,コンデンサC70から
なる平滑回路に電流が流れてコンデンサC70を充電し、
その間にチヨークコイルL70に磁気の形で蓄積されたエ
ネルギは、トランジスタQ70がオフになつた時に電流に
再変換され、転流ダイオードD70を介してコンデンサC70
を充電する。

このようにして、チヨツパ型電源71はPWMパルスのパ
ルス幅（すなわちデユーテイ比）に応じた電圧でコンデ
ンサC70を充電している直流電力を、トランス73の１次
巻線のセンタタツプに出力する。

センタタツプを備えたトランス73の１次巻線の両端
は、それぞれエミツタが接地されたスイツチング素子で
ある２個のトランジスタQ71,Q72のコレクタに接続さ
れ、そのトランジスタQ71,Q72のベースには、例えば500
Hzの方形波発振器72が出力する互いに逆位相の方形波が
それぞれ分圧されて入力している。

したがつて、トランジスタQ71,Q72が半周期毎に交互
にオン・オフされ、トランス73の１次巻線にはチヨツパ
型電源71で規制された電圧の500Hz交番電力が印加され
る。

トランス73には２個の２次巻線73a,73bが設けられ、
１次巻線に交番電力が印加されることにより、２次巻線
23aはステツプアツプした電圧の交流高圧電流を負荷に
出力し、２次巻線23bは交流電圧検出回路74に交流電圧
を出力する。

交流電圧検出回路74は、ダイオードD71,D72とコンデ
ンサC71,C72とが倍電圧整流平滑回路を形成してなり、
２次巻線73aの出力電圧（Ｐ−Ｐ）に比例した正の電圧
信号を駆動用IC70の入力端子＋に出力する。

コンデンサ72に並列に接続した抵抗は、交流電圧検出
回路74の放電時定数を決めるためのものである。

２次巻線73aの一端は、安全抵抗R73を介して出力端子
Ｄに接続され、他の一端は後述する直流電源部の＋側に
接続されると共に、交流電流検出回路75を介して出力端
子GNDに接続されている。

交流電流検出回路75は、抵抗R70,ダイオードD73の直
列回路とダイオードD74とからなる並列回路に直列に接
続された交流分バイパス用のコンデンサC73とにより構
成され、ダイオードD73,D74は互いに極性が逆方向に組
合わされ、抵抗R70は電流検出用抵抗として作用する。

したがつて、２次巻線73aから出力する交流高圧は、
直流電源部の出力電圧で直流バイアスされているが、交
流電流はその直流電源部をバイパスし、コンデンサC73
と極性に応じてダイオードD73,D74の何れかを通り出力
端子GNDに抜ける。

その時、交流電流のダイオードD73を流れる半波電流
は抵抗R70により負の電圧信号に変換され、駆動用IC70
のアナログ入力端子−に出力される。

このように、交流電圧検出回路74,交流電流検出回路7
5により検出された交流出力の電圧，電流の検出値がそ
れぞれアナログ端子＋，−にフイードバツクされている
から、駆動用IC70は、入力端子Ｐに入力する目標値設定
信号DAPにより設定されている目標値とフイードバツク
された電圧検出値とを比較し、その差に応じてパルス幅
変調したPWMパルスをチヨツパ型電源71のトランジスタQ
70に出力してチヨツパ型電源71の出力電圧すなわちトラ
ンス73の１次巻線に印加される交番電力の電圧を制御す
る。

トランス73の２次巻線73aに誘起される交流電圧は、
１次巻線に印加される電圧に比例するから、Ｄ電源17の
出力交流電圧は目標値に応じた値に制御される。

また、フイードバツクされた交流電流検出値によりそ
の出力電流をモニタし、過電流の発生を防止する。

一方、Ｄ電源17の直流電源部は、駆動用IC76,スイツ
チング用のトランジスタQ73,トランス77およびダイオー
ドD75,コンデンサC74からなる半波整流平滑回路並びに
（高周波バイパス用）コンデンサC75を並列に接続した
直流電流検出用の抵抗R71により構成されている。

駆動用IC76は、駆動用IC70と同様に、入力端子Ｔに入
力するトリガ信号TDTによりオン・オフし、入力端子Ｐ
に入力する目標値設定信号DDPと抵抗R71により検出され
アナログ入力端子−に入力する直流電流値とに応じたPW
MパルスをトランジスタQ73のベースに出力することによ
り、トランス77の２次巻線に誘起されダイオードD75と
コンデンサC74とで半波整流平滑されて得られる直流電
力を定電流制御している。

駆動用IC76のほかのアナログ入力端子＋は、入力すべ
き信号がないのでグランドに落している。

この直流電源部が出力する直流電力の−側は出力端子
GNDに、＋側はトランス73の２次巻線73aの一端にそれぞ
れ接続され、２次巻線73aに発生する定電圧交流電圧に
直流バイアスを重畳している。

第８図は、第２図に示したコントローラ11の高圧電源
制御に関係する部分の一例を示す回路図であり、MPU
（マイクロコンピユータ）80とタイマIC81とから構成さ
れている。

図示しないROM,RAMを含むMPU80は、予め例えば電源オ
ン時に、電流検出回路10（第２図）が検出した各高圧電
源から感光体ドラム１に流れる電流の正，負の直流分と
交流分との信号をそれぞれA/Dコンバータ入力端子AN0,A
N1,AN2に入力し、それらの信号が最適な値となるように
各高圧電源の電圧または電流の目標値に応じたデータを
それぞれ決定してRAMに記憶しておく。

複写作業中は、各高圧電源からの出力がオーバラツプ
して感光体ドラム１を流れるので各目標値に応じたデー
タを決定することが不可能であるから、各目標値に応じ
たデータの決定は電源オン時の初期設定か、あるいは複
写枚数が或る枚数を超えた後のスタンバイ時に実行され
る。

すなわち、例えば各高圧電源毎に独立に（他の高圧電
源をオフにした状態で）一定時間オンにして、その間に
感光体ドラム１に流れる電流を正の直流分，負の直流
分，交流分（Ｐ−Ｐ）に分けて検出し、高圧電源に応じ
てその何れかをとり、それが所要の値になるように目標
値を変更し、所要の値になつた時の目標値に応じたデー
タを記憶する。

実行時には、その記憶されたデータによつて目標値を
設定するようにすれば、各チヤージヤの汚れによるリー
ク等のロス電流があつても感光体ドラム１には正しい値
の電流が流れる。

そのようなロス電流を含めた各高圧電源の出力電圧ま
たは電流が許容範囲を外れた場合は、そのチヤージヤを
クリーニングするかエラー表示してストツプし、事故を
未然に防止する。

図示しない操作パネルのスタートボタンが押されて複
写作業がスタートすると、MPU80はRAMに記憶されている
各高圧電源の目標値に応じたデータをバスライン（D0〜
D7）を介してタイマIC81に出力する。

複数のプログラマブルカウンタからなるタイマIC81
は、入力されたデータを各プログラマブルカウンタにセ
ツトし、内蔵する図示しない発振器が出力するクロツク
をセツトされたデータまでカウントすることにより、そ
れぞれ目標値に応じたデユーテイ比を有するパルス信号
GP,BP,TP,DAP,DDPを出力端子3B,2A,2B,1A,1Bから出力す
る。

それらのパルス信号GP,BP,TP,DAP,DDPは、バツフア群
82の各バツフアを経て（第２図に示したように）、それ
ぞれＧ電源13,B電源14,T電源16,D電源17に出力される。

また、MPU80は出力ポートPF0,PF1,PF2からそれぞれの
タイミングをとつてトリガ信号CGT,BT,TDTを出力し、そ
れらのトリガ信号もバツフア群83の各バツフアを経て、
トリガ信号CGTはＣ電源12とＧ電源13に、トリガ信号BT
はＢ電源14に、トリガ信号TDTはＴ電源16とＤ電源17に
それぞれ入力し、各高圧電源のオン・オフを制御する。

第１図は、各高圧電源から感光体ドラム１に流れる電
流を検出する、この発明による電流検出回路10の一実施
例を示す回路図である。

第１図左側上部の２個の入力端子は安定化直流電源の
＋5Vとグランドに、左側下部の２個の入力端子は感光体
ドラム１と複写機本体のフレームにそれぞれ接続され、
同図右側の４個の出力端子はそれぞれ上から正の直流
分，負の直流分，交流分およびグランドであり、グラン
ドとフレームとは同電位になつている。

補助電源20は、スイツチングレギユレータ・コントロ
ール用のIC21（例えば三菱電気製M5291），及び抵抗R1,
R2,R3とコンデンサC1,C2,C3とダイオードD1,チヨークコ
イルL1とからなる周辺回路により構成され、＋5Vの電力
を入力し、−5Vの安定化された電力をオペアンプ22,23,
24,25の負電源として出力する。

この補助電源20の出力電流を3mAとすれば、各素子の
定数はそれぞれ、R1＝1.5Ω,R2＝3.3KΩ,R3＝1KΩ,C1＝
C2＝100μF,C3＝820pF,L1＝270μＨである。

第１図においては、オペアンプ22,24,25への電源結線
を省略して示したが、何れもオペアンプ23と同様にコン
デンサC8,C9と同等のコンデンサを付して各正負電源入
力端子に接続されている。

各高圧電源毎に感光体ドラム１に流れる電流は、ドラ
ム入力端子から入力し電流検出用の抵抗R4を通つてフレ
ーム（即ちグランド）に落ち、抵抗R4の両端に電流に比
例した電圧信号を発生する。

抵抗R4による電圧降下が数Ｖ程度になると、それだけ
感光体の表面電位が変化して画像に影響するので、電圧
信号のレベルをあまり大きくすることが出来ない。従つ
て、この実施例では最も電流が流れるＤ電源17の交流矩
形波電流の最大値を±400μＡとし、その時の電圧信号
レベルが±0.8VになるようにR4＝2KΩとする。

抵抗R4の両端に生じた電圧信号は、それぞれ正負の5V
電源に接続されたクリツピングダイオードD2,D3により
±5Vの範囲を超える信号部分をクリツプされ、コンデン
サC4により混入ノイズを除去された後、オペアンプ22を
中心とする第１のローパスフイルタであるLPF26に入力
する。

このLPF26は、オペアンプ22と抵抗R5,R6,R7及びコン
デンサC5とからなり、各素子の定数をR5＝7.5KΩ,R6＝1
0KΩ,R7＝30KΩ,C5＝0.001μＦとすることにより、増幅
率＝4,遮断周波数＝5.3KHzの特性を有し、第１のローパ
スフイルタであると共に、それ以降の増幅手段をも兼ね
ている。

第９図及び第10図は、Ｄ電源17から分離チヤージヤ７
のコロナ放電により感光体ドラム１に流れる電流の、LP
F26の入出力端（Ａ点及びＢ点）における電圧信号の一
例をそれぞれ示す波形図であり、第11図はＤ電源17の出
力を電流に換算して示す理論的な波形図である。

第11図から明らかなように、Ｄ電源17の出力は、周波
数500HZ,周期2msで正負のサイクルがそれぞれ1msであ
り、振幅が±400μＡの矩形波交流に＋10μＡの直流バ
イアスが重畳されたものである。

第９図に示したＡ点における入力信号は、正負がやや
非対照であり、負のサイクルには負極性コロナ放電の特
性による著しい高周波リプルが現れている。

一方、第10図に示したＢ点における出力信号は、遮断
周波数5.3KHzのLPF26を通つたことにより、第９図に見
られた若干のスパイクノイズと著しい高周波リプルが消
滅すると共に、４倍に増幅されていることを示してい
る。

このLPF26の出力は２分され、その一方（交流分）は
結合コンデンサC10を通り、その結合コンデンサC10とダ
イオードD4,D5と（電解）コンデンサC11とにより倍電圧
整流平滑され、コンデンサC11の端子間に生じた交流分
のＰ−Ｐ値である直流の電圧信号は、抵抗R8,R9からな
る分圧器により1/2に分圧され、交流分の電圧信号Dacと
してコントローラ11のMPU80のA/Dコンバータ入力端子AN
2（第８図）に出力する。

すなわち、コンデンサC10,C11とダイオードD4,D5から
なる倍電圧整流平滑回路と、抵抗R8,R9からなる分圧器
とは、交流分検出手段を構成している。

オペアンプ23を中心とする第２のローパスフィルタで
あるLPF27は、オペアンプ23と抵抗R10,R11及びコンデン
サC6,C7とからなるバターワースLPFであり、各素子の定
数をR10＝R11＝120KΩ,C6＝0.2μF,C7＝0.1μＦとする
ことにより、遮断周波数＝9.4Hzになつている。

LPF26の他の出力は、このLPF27を通ることにより、基
本周波数500Hz及びその高周波からなる交流分は略完全
に遮断され、その直流分のみがオペアンプ24,25にそれ
ぞれ入力する。

オペアンプ24は、抵抗R12,R13,R14及びダイオードD6
からなる周辺回路と共に、その定数をR13＝10KΩ,R14＝
30KΩに設定することにより入力信号を４倍に増幅し、
正の直流分の電圧信号Ｄ＋としてMPU80のA/Dコンバータ
入力端子AN0に出力する。

オペアンプ25は、抵抗R15,R16及びダイオードD7,D8か
らなる周辺回路と共に、その定数をR15＝10KΩ,R16＝40
KΩに設定することにより入力信号を同様に４倍に増幅
し、負の直流分の電圧信号Ｄ−としてMPU80のA/Dコンバ
ータ入力端子AN1に出力する。

すなわち、オペアンプ24とその周辺回路とは非反転半
波整流回路を、オペアンプ25とその周辺回路とは反転半
波整流回路をそれぞれ構成し、正直流分検出手段および
負直流分検出手段であると共に増幅手段を兼ねている。

ここで、A/Dコンバータ入力端子AN0〜AN2に入力する
正，負の直流分および交流分の電圧信号Ｄ＋,D−,Dacは
全て正の値に揃えられている。

オペアンプ24,25とそれらの周辺回路とによる作用自
体は公知であり、ダイオードD6,D7,D8はそれぞれフイー
ドバツクループ内に設けられているから理想ダイオード
として作用する。

以下、この電流検出回路10の各部における信号レベル
について説明する。

Ｃ電源12は目標値を設定する必要がなく、Ｂ電源14は
電流が殆んど流れない上に、主として指定された濃度条
件と連続使用回数、周囲温度とによつてバイアス電圧が
設定されているから、この２つは除外してよい。

Ｇ電源13とＴ電源16とはKV級の負の高圧電源であり、
それらにより感光体ドラム１に流れる電流の可変範囲は
０〜−100μＡである。

問題となるＤ電源17の直流バイアスされた交流高圧
は、第11図に示した例では交流電圧の電流換算＋400μ
Ａ（Ｐ−Ｐ値800μＡ）に対して、直流バイアスは＋10
μＡであるから略1/100程度にすぎない。

既に述べたように検出信号の電圧は大きくとれず、R4
＝2KΩであるから直流電流−100μＡで得られる検出電
圧は−0.2V、交流電流±400μＡで得られる検出電圧は
±0.8V、直流バイアス電流＋10μＡで得られる検出電圧
は＋0.02Vである。

直流電流−100μA,交流電流±400μA,直流バイアス電
流＋10μＡで得られる各電圧信号のレベルをそれぞれL
D,LA,LBとすれば、LPF26の入力段におけるレベルはLD＝
−0.2V,LA＝±0.8V,LB＝＋0.02Vであるから、LPF26の出
力段においてはそれぞれ４倍に増幅されてLD＝−0.8V,L
A＝±3.2V,LB＝＋0.08Vになる。

その交流分は倍圧整流されてコンデンサC11の端子間
ではLA＝6.4Vになるが、抵抗R8,R9からなる分圧器で1/2
に分圧されるから、電圧信号DacのレベルはLA＝＋3.2V
である。

正，負の直流分はLPF27を通つた後、オペアンプ24,25
により更に４倍及び−４倍に増幅されるから、それぞれ
オペアンプ24,25から出力される電圧信号Ｄ＋,D−のレ
ベルはLB＝＋0.32V,LD＝＋3.2Vである。

コントローラ11の電源電圧は5Vであり、そのMPU80に
内蔵されているA/Dコンバータのデジタル出力は８ビツ
トで構成されているから、ビツト当りの分解能は5/256
＝0.0195V/bであり単位電圧当り256/5＝51.2b/Vにな
る。

したがつて、各信号のデジタル化レベルはLD＝LA＝16
4ビツト,LB＝16ビツトであり、MPU80がそれぞれ目標値
設定信号（LDから）GP,TP,（LAから）DAP,（LBから）DD
Pを決定するのに必要な精度が得られる。

若し増幅しないとすれば、各電圧信号のレベル（及び
デジタル化レベル）は、LD＝0.2V（10ビツト）,LA＝0.8
V（41ビツト）,LB＝0.02V（１ビツト）であり、実用に
ならない。

しかしながら、不用意に、例えば電流検出用の抵抗R4
の端子間電圧をそのまま増幅すれば、各信号のレベルが
まちまちの上に高周波リプルが混入したまま増幅するこ
とになり、混変調歪により、分離後の各信号（特にＤ電
源の直流バイアスのようにローレベルの信号）のSN比が
劣化して何を検出しているか分からない信号が出力され
たり、後段のLPFを含む各オペアンプに許容レベルを超
えた信号が入力するなどの問題が生じる。

実施例は、先ずLPF26により5.3KHz以上の高周波成分
を減衰させて、高周波リプルを完全に除去した以後に増
幅しているから混変調歪がなく、しかも基本周波数500H
zの交流分も殆んど原波形を損なうことなく増幅するこ
とが出来る。

LPF26の増幅率＝４は、この値に限定されるものでな
く、この場合最もレベルの大きい交流分の出力が適当な
余裕をもつてA/Dコンバータ及びLPF27の許容入力レベル
に収まれば良い。

同様な理由で、直流分の増幅もLPF27により交流分を
遮断した以後に行ない、その増幅率もレベルの大きい負
の直流分を基準に設定されている。

この実施例では、制御に必要な精度が得られること
と、何らかの異常で大きなレベルが入力する場合を考慮
して、相対的に小さいレベルの正の直流分をそのまま出
力しているが、正負分離した後、正の直流分を更に（１
桁程度）増幅して出力してもよい。

また、従来、交流分を含んだまま正，負の直流分をそ
れぞれピーク値として検出し、その絶対値の和を交流
分、差を直流分の電圧信号とするものがあり、交流分の
電圧信号は問題ないが、直流分は差をとることにより相
対精度の劣化が避けられなかつた。

この実施例では、交流分は直流分と分離した後に整流
平滑して取出し、直流分は交流分を遮断した後に正，負
を分離して取出しているから、互に干渉することがな
く、相対精度の劣化も生じない。

また、正，負の直流分を分離するのに、それぞれ非反
転半波整流回路，反転半波整流回路を用いているから、
小さなレベルであつてもダイオードの順方向電圧降下や
非直線性の影響がなく、出力信号の極性を揃えているか
らA/Dコンバータとの結合が簡単である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明による電流検出回路
は、コロナ放電により感光体に流れる電流の各成分すな
わち交流分，正負の直流分、特に微小な直流分をも精度
よく検出し、各高圧電源を正確に制御することを可能に
する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は同じくその複写機の高電圧系の要部を示すブロ
ツク図、第３図乃至第７図は同じくその各高圧電源の一例を示す
回路図、第８図は同じくその高圧電源制御系の一例を示す回路
図、第９図及び第10図は同じくその検出した電圧信号の一例
を示す波形図、第11図は同じくそのＤ電源の出力の一例を示す波形図で
ある。１……感光体ドラム、10……電流検出回路 11……コントローラ、12……Ｃ電源 13……Ｇ電源、14……Ｂ電源 16……Ｔ電源、17……Ｄ電源 22〜25……オペアンプ 26……LPF（第１のローパスフイルタ） 27……LPF（第２のローパスフイルタ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01R 19/00 - 19/32 G03G 15/00 - 15/36

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流または直流のコロナ放電によって感光
体に流れる電流を検出し、その検出値に応じて前記コロ
ナ放電のための高圧電源の出力を制御する静電潜像方式
の画像形成装置に用いられる電流検出回路において、前記感光体とグランドとの間、あるいはそのグランドと
前記高圧電源との間に直列に接続した電流検出用抵抗
と、その電流検出用抵抗を流れる電流に比例してその両端に
発生し、検出すべき直流分よりも相当大きな交流分とコ
ロナ放電の特性による数十KHz以上の高周波リプルを含
む電圧信号から該高周波リプルを遮断して、該直流分と
交流分を出力する第１のローパスフィルタと、その第１のローパスフィルタにより、前記高周波リプル
を除去して出力された直流分と交流分を含む電圧信号を
増幅する増幅手段と、その増幅手段により増幅された電圧信号から、交流分を
検出する交流分検出手段と、前記第１のローパスフィルタよりも低い遮断周波数を有
し、前記増幅手段により増幅された電圧信号から、交流
分を遮断して直流分のみ出力する第２のローパスフィル
タと、その第２のローパスフィルタを通過した直流分のうち、
その正の直流分のみを検出する正直流分検出手段と、前記第２のローパスフィルタを通過した直流分のうち、
その負の直流分のみを検出する負直流分検出手段とを設
けたことを特徴とする電流検出回路。