JPH04104505A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
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- JPH04104505A JPH04104505A JP2224024A JP22402490A JPH04104505A JP H04104505 A JPH04104505 A JP H04104505A JP 2224024 A JP2224024 A JP 2224024A JP 22402490 A JP22402490 A JP 22402490A JP H04104505 A JPH04104505 A JP H04104505A
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- Japan
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- transistor
- circuit section
- input
- oscillation
- bias
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- Pending
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 70
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- -1 etc. Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[概要コ
半導体集積回路に係り、詳しくは発振回路からの発振出
力を入力する差動増幅回路に関し、発振トランジスタの
ベース電流が変化して入力側バイアスが変動されても、
差動増幅回路部の入力側バイアスと基準バイアスとの間
で電位差が生じないようにしてオフセット出力を含まな
い出力を生成することを目的とし、 差動増幅回路部の一方の差動入力側に設けられ、基準バ
イアスを印加する基準バイアス回路部と、前記差動増幅
回路部の他方の差動入力側に設けられ、入力バイアスを
印加する入力バイアス回路部と、前記入力バイアス回路
部にそのベース端子か接続され、該入力バイアス回路部
を介して前記差動増幅回路部の他方の差動入力側に発振
信号を出力し、発振器の一部を構成する発振トランジス
タと、前記発振トランジスタに流れる電流を調整するた
めの外部抵抗と、前記発振トランジスタが前記入力バイ
アス回路部に与える入力バイアスの変動を検知する変動
検出回路部と、前記変動検出回路部が検出した変動分に
基づいて前記基準バイアス回路部を制御して基準バイア
スをその変動に応じて調整する調整回路部とから構成す
る。
力を入力する差動増幅回路に関し、発振トランジスタの
ベース電流が変化して入力側バイアスが変動されても、
差動増幅回路部の入力側バイアスと基準バイアスとの間
で電位差が生じないようにしてオフセット出力を含まな
い出力を生成することを目的とし、 差動増幅回路部の一方の差動入力側に設けられ、基準バ
イアスを印加する基準バイアス回路部と、前記差動増幅
回路部の他方の差動入力側に設けられ、入力バイアスを
印加する入力バイアス回路部と、前記入力バイアス回路
部にそのベース端子か接続され、該入力バイアス回路部
を介して前記差動増幅回路部の他方の差動入力側に発振
信号を出力し、発振器の一部を構成する発振トランジス
タと、前記発振トランジスタに流れる電流を調整するた
めの外部抵抗と、前記発振トランジスタが前記入力バイ
アス回路部に与える入力バイアスの変動を検知する変動
検出回路部と、前記変動検出回路部が検出した変動分に
基づいて前記基準バイアス回路部を制御して基準バイア
スをその変動に応じて調整する調整回路部とから構成す
る。
[産業上の利用分野]
本発明は半導体集積回路に係り、詳しくは発振回路から
の発振出力を入力する差動増幅回路に関するものである
。
の発振出力を入力する差動増幅回路に関するものである
。
近年、自動車電話、携帯電話等の移動電話の小型化が図
られ、無線送受信回路のIC化が進んでいる。そして、
その要素回路である発振回路の発振トランジスタがIC
に内蔵されるようになった。
られ、無線送受信回路のIC化が進んでいる。そして、
その要素回路である発振回路の発振トランジスタがIC
に内蔵されるようになった。
従って、ICに外付けされる発振回路の部品によるIC
の内部回路への影響を無くす必要がある。
の内部回路への影響を無くす必要がある。
[従来の技術]
無線送受信回路のIC化が進み、その要素回路であるコ
ルピッツ型トランジスタ発振回路の発振トランジスタが
ICに内蔵され、バッファアンプを構成する素子と配線
で接続されている。第4図は水晶発振器のバッファアン
プを示し、発振トランジスタQ1を除いて、破線で示す
他の発振器を構成する水晶発振器〇R、コンデンサC、
コイルCL及び抵抗(以下、外部抵抗という)RXは外
付けになっている。
ルピッツ型トランジスタ発振回路の発振トランジスタが
ICに内蔵され、バッファアンプを構成する素子と配線
で接続されている。第4図は水晶発振器のバッファアン
プを示し、発振トランジスタQ1を除いて、破線で示す
他の発振器を構成する水晶発振器〇R、コンデンサC、
コイルCL及び抵抗(以下、外部抵抗という)RXは外
付けになっている。
このバッファアンプを説明すると、差動増幅回路部、基
準バイアス回路部、入力側バイアス回路部及びカレント
ミラーバイアス回路部とから構成されている。
準バイアス回路部、入力側バイアス回路部及びカレント
ミラーバイアス回路部とから構成されている。
差動増幅回路部はエミッタ結合したトランジスタQ3.
Q4と、カレントミラーバイアス回路部のトランジスタ
Q9.QIO,R9,RIOとで定電流回路を構成する
抵抗R7及びトランジスタQ7と、抵抗R3,R4とか
ら構成されている。
Q4と、カレントミラーバイアス回路部のトランジスタ
Q9.QIO,R9,RIOとで定電流回路を構成する
抵抗R7及びトランジスタQ7と、抵抗R3,R4とか
ら構成されている。
基準バイアス回路部はエミッタが前記トランジスタQ4
のベースに接続されコレクタが電源に接続されたトラン
ジスタQ5、そのトランジスタQ5のベース・コレクタ
間に接続された抵抗R5及び前記カレントミラーバイア
ス回路部とで定電流回路を構成する抵抗R8及びトラン
ジスタQ8とから構成されている。
のベースに接続されコレクタが電源に接続されたトラン
ジスタQ5、そのトランジスタQ5のベース・コレクタ
間に接続された抵抗R5及び前記カレントミラーバイア
ス回路部とで定電流回路を構成する抵抗R8及びトラン
ジスタQ8とから構成されている。
入力側バイアス回路部はエミッタが前記トランジスタQ
3のベースに接続されコレクタが電源に接続されるとと
もにベース端子が抵抗R1を介して前記発振トランジス
タQ1のベースに接続したトランジスタQ2、そのトラ
ンジスタQ2のベース・コレクタ間に接続された抵抗R
2及び前記カレントミラーバイアス回路部とで定電流回
路を構成する抵抗R6及びトランジスタQ6とから構成
されている。尚、トランジスタQ2.Q5、トランジス
タQ3.Q4又トランジスタQ6〜Q9はそれぞれ互い
に同一特性のトランジスタである。
3のベースに接続されコレクタが電源に接続されるとと
もにベース端子が抵抗R1を介して前記発振トランジス
タQ1のベースに接続したトランジスタQ2、そのトラ
ンジスタQ2のベース・コレクタ間に接続された抵抗R
2及び前記カレントミラーバイアス回路部とで定電流回
路を構成する抵抗R6及びトランジスタQ6とから構成
されている。尚、トランジスタQ2.Q5、トランジス
タQ3.Q4又トランジスタQ6〜Q9はそれぞれ互い
に同一特性のトランジスタである。
そして、上記構成のバッファアンプにおいて、外部抵抗
RXを調整して発振トランジスタQlに流れる電流を決
めて発振器を所定の消費電流で所望の周波数にて発振さ
せると、その発振信号は入力側バッファ回路部を介して
差動増幅回路部のトランジスタQ3に入力される。そし
て、各トランジスタQ3.Q4のコレクタ端子からそれ
ぞれ互いに逆相の発振出力f 1. /f 1が差動増
幅されて出力される。
RXを調整して発振トランジスタQlに流れる電流を決
めて発振器を所定の消費電流で所望の周波数にて発振さ
せると、その発振信号は入力側バッファ回路部を介して
差動増幅回路部のトランジスタQ3に入力される。そし
て、各トランジスタQ3.Q4のコレクタ端子からそれ
ぞれ互いに逆相の発振出力f 1. /f 1が差動増
幅されて出力される。
[発明が解決しようとする課題]
しかしながら、前記所望の周波数を得る場合、外部抵抗
RXを調整すると、抵抗R2及1び抵抗R1を介して流
れる発振トランジスタQ1のベース電流が変動するため
、入力側バイアス回路部のトランジスタQ3のベース電
位が変動する。
RXを調整すると、抵抗R2及1び抵抗R1を介して流
れる発振トランジスタQ1のベース電流が変動するため
、入力側バイアス回路部のトランジスタQ3のベース電
位が変動する。
従って、基準バイアス回路部のトランジスタQ4のベー
ス電位は一定なことから、そのトランジスタQ3のベー
ス電位の変動に基づいて差動増幅された発振出力f 1
. /f 1にはオフセット出力が発生する。その結果
、例えばバッファアンプの次段に設けられるミキサ回路
において、IF(中間周波数)入力とこのオフセット出
力を含んだ発振出力f 1. /f 1をローカル入力
として混合すると、ミキサ変換特性が低下する。
ス電位は一定なことから、そのトランジスタQ3のベー
ス電位の変動に基づいて差動増幅された発振出力f 1
. /f 1にはオフセット出力が発生する。その結果
、例えばバッファアンプの次段に設けられるミキサ回路
において、IF(中間周波数)入力とこのオフセット出
力を含んだ発振出力f 1. /f 1をローカル入力
として混合すると、ミキサ変換特性が低下する。
そこで、トランジスタQ2のベース端子と抵抗R1,R
2の接続点間にコンデンサを入れて、水晶発振器の出力
を容量結合とすることが考えられる。しかし、このコン
デンサは面積が大きいので、半導体集積回路中に同コン
デンサを内蔵することはコストアップにつながり問題で
あった。
2の接続点間にコンデンサを入れて、水晶発振器の出力
を容量結合とすることが考えられる。しかし、このコン
デンサは面積が大きいので、半導体集積回路中に同コン
デンサを内蔵することはコストアップにつながり問題で
あった。
本発明は上記問題点を解消するためになされたものであ
って、その目的は、発振トランジスタのベース電流が変
化して入力側バイアスが変動されても、コンデンサを使
用することなく差動増幅回路部の入力側バイアスと基準
バイアスとの間で電位差が生じないようにすることがで
き、オフセット出力を含まない出力を生成することがで
きる半導体集積回路を提供することにある。
って、その目的は、発振トランジスタのベース電流が変
化して入力側バイアスが変動されても、コンデンサを使
用することなく差動増幅回路部の入力側バイアスと基準
バイアスとの間で電位差が生じないようにすることがで
き、オフセット出力を含まない出力を生成することがで
きる半導体集積回路を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
第1図は本発明の詳細な説明するための原理説明図であ
る。
る。
差動増幅回路部1はエミッタ結合したトランジスタ、定
電流源等から構成され、2つの入力端子にそれぞれ入力
される入力信号の差信号を増幅し出力する。基準バイア
ス回路部2はトランジスタ、定電流源等から構成され、
差動増幅回路部1の一方の入力端子に基準バイアス電圧
を印加している。
電流源等から構成され、2つの入力端子にそれぞれ入力
される入力信号の差信号を増幅し出力する。基準バイア
ス回路部2はトランジスタ、定電流源等から構成され、
差動増幅回路部1の一方の入力端子に基準バイアス電圧
を印加している。
入力バイアス回路部3は同じくトランジスタ、定電流源
等から構成され、差動増幅回路部lの他方の入力端子に
入力バイアス電圧を印加している。
等から構成され、差動増幅回路部lの他方の入力端子に
入力バイアス電圧を印加している。
発振トランジスタ4は例えば水晶発振子、コンデンサ等
とで発振器を構成するトランジスタであって、そのベー
ス端子と前記入力バイアス回路3とが接続され、発振器
の発振出力が同人力バイアス回路3を介して差動増幅回
路部lの他方入力端子に入力されるようになっている。
とで発振器を構成するトランジスタであって、そのベー
ス端子と前記入力バイアス回路3とが接続され、発振器
の発振出力が同人力バイアス回路3を介して差動増幅回
路部lの他方入力端子に入力されるようになっている。
外部抵抗RXは発振トランジスタ4に対して外付けで接
続され、発振トランジスタ4に流れる電流を調整するよ
うになっている。
続され、発振トランジスタ4に流れる電流を調整するよ
うになっている。
変動検出回路部5は前記発振トランジスタ4のベース電
流に基づいて同発振トランジスタ4が入力バイアス回路
部3に与える入力バイアス電圧の変動を検知する。調整
回路部6は前記変動検出回路部5が検出した変動分に基
づいて前記基準バイアス回路部2を制御して前記基準バ
イアス電圧と変動する入力バイアス電圧の電位差が0と
なるように基準バイアス電圧を調整する。
流に基づいて同発振トランジスタ4が入力バイアス回路
部3に与える入力バイアス電圧の変動を検知する。調整
回路部6は前記変動検出回路部5が検出した変動分に基
づいて前記基準バイアス回路部2を制御して前記基準バ
イアス電圧と変動する入力バイアス電圧の電位差が0と
なるように基準バイアス電圧を調整する。
[作用コ
発振器の例えば外部抵抗を調整して発振周波数が変更さ
れると、その外部抵抗の調整により発振トランジスタ4
のベース電流が変動する。この変動は入力バイアス回路
部3の入力バイアス電圧を変動させ、基準バイアス電圧
との間で電位差を生じさせることになる。
れると、その外部抵抗の調整により発振トランジスタ4
のベース電流が変動する。この変動は入力バイアス回路
部3の入力バイアス電圧を変動させ、基準バイアス電圧
との間で電位差を生じさせることになる。
しかし、変動検出回路部5がこの外部抵抗の調整に基づ
く発振トランジスタ4のベース電流が変動、即ち入力バ
イアス電圧の変動を検出する。そして、変動検出回路部
5の検出結果に基づいて調整回路部6は基準バイアス電
圧が入力バイアス電圧と同じになるように基準バイアス
回路部2を制御して基準バイアス電圧を調整する。
く発振トランジスタ4のベース電流が変動、即ち入力バ
イアス電圧の変動を検出する。そして、変動検出回路部
5の検出結果に基づいて調整回路部6は基準バイアス電
圧が入力バイアス電圧と同じになるように基準バイアス
回路部2を制御して基準バイアス電圧を調整する。
従って、発振周波数を変更する毎に、入力バイアス電圧
が変動しても基準バイアス電圧もそれに追従して常に入
力バイアス電圧と同じになるため、差動増幅回路部1か
ら出力される発振出力には常にオフセット出力が含まれ
ない。
が変動しても基準バイアス電圧もそれに追従して常に入
力バイアス電圧と同じになるため、差動増幅回路部1か
ら出力される発振出力には常にオフセット出力が含まれ
ない。
[実施例〕
以下、本発明を具体化した一実施例を図面に従って説明
する。尚、本実施例は前記従来で示したバッファアンプ
に具体化したものなので、同一の回路素子については符
号を同じにしてその詳細な説明は省略する。
する。尚、本実施例は前記従来で示したバッファアンプ
に具体化したものなので、同一の回路素子については符
号を同じにしてその詳細な説明は省略する。
第2図において、基準バイアス回路部のトランジスタQ
5のベース端子に基準バイアス調整用のトランジスタ(
以下、調整用トランジスタという)Qllのコレクタ端
子が接続されている。この調整用トランジスタQllは
ベース端子がカレントミラーバイアス回路部のトランジ
スタQIOのベース端子に接続され、エミッタ端子が変
動検出用のトランジスタ(以下、検出用トランジスタと
いう)Q12のベース端子に接続されている。検出用ト
ランジスタQ12はそのコレクタ端子が前記発振トラン
ジスタQ1のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が
外部電極に接続される。そして、その外部電極には外部
抵抗RXが外付けされるようになっている。
5のベース端子に基準バイアス調整用のトランジスタ(
以下、調整用トランジスタという)Qllのコレクタ端
子が接続されている。この調整用トランジスタQllは
ベース端子がカレントミラーバイアス回路部のトランジ
スタQIOのベース端子に接続され、エミッタ端子が変
動検出用のトランジスタ(以下、検出用トランジスタと
いう)Q12のベース端子に接続されている。検出用ト
ランジスタQ12はそのコレクタ端子が前記発振トラン
ジスタQ1のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子が
外部電極に接続される。そして、その外部電極には外部
抵抗RXが外付けされるようになっている。
従って、調整用トランジスタQllは検出用トランジス
タQ12のベースに電圧を与えて同トランジスタQ12
のベース電流を抵抗R5を介して供給することになる。
タQ12のベースに電圧を与えて同トランジスタQ12
のベース電流を抵抗R5を介して供給することになる。
又、検出用トランジスタQ12は外部抵抗RXとでカレ
ントミラー回路を構成することになり、発振トランジス
タQ1に電流に流すことになる。
ントミラー回路を構成することになり、発振トランジス
タQ1に電流に流すことになる。
次に、上記のように構成したバッファアンプの作用につ
いて説明する。
いて説明する。
今、差動増幅回路部のトランジスタQ3のベース電圧(
入力バイアス電圧)とトランジスタQ4のベース電圧(
基準バイアス電圧)が等しいとき、抵抗R2,R5の電
圧降下が等しくなっている。
入力バイアス電圧)とトランジスタQ4のベース電圧(
基準バイアス電圧)が等しいとき、抵抗R2,R5の電
圧降下が等しくなっている。
この時、抵抗R2の電圧降下VR2はトランジスタQ2
のベース電流をIBQ2、発振トランジスタQ1のベー
ス電流をI BQIとすると、VR2= (I RQ2
+ IBQI ) R2となる。
のベース電流をIBQ2、発振トランジスタQ1のベー
ス電流をI BQIとすると、VR2= (I RQ2
+ IBQI ) R2となる。
一方、抵抗R5の電圧降下VR5はトランジスタQ5の
ベース電流をI BQ5、トランジスタQllのコレク
タ電流をICQllとすると、VR5= (I BQ5
+ I CQII) R5となる。そして、VR2=
VR5ならば、即ち(IBQ2 + IBQI ) R
2 = (I BQ5 + ICQII) R5となる。
ベース電流をI BQ5、トランジスタQllのコレク
タ電流をICQllとすると、VR5= (I BQ5
+ I CQII) R5となる。そして、VR2=
VR5ならば、即ち(IBQ2 + IBQI ) R
2 = (I BQ5 + ICQII) R5となる。
このとき、トランジスタQ2.Q5は共に同一特性のト
ランジスタであるとともに、同一特性の定電流源に接続
されていることから、 I RQ2 = I BQ5 となる。
ランジスタであるとともに、同一特性の定電流源に接続
されていることから、 I RQ2 = I BQ5 となる。
一方、トランジスタQ12のベース電流をI BQI2
とすると、 I BQ12= I CQII・ (hFE+ 1 )
/hFEとなり、I RQ12″=、I CQIIと
なる。
とすると、 I BQ12= I CQII・ (hFE+ 1 )
/hFEとなり、I RQ12″=、I CQIIと
なる。
又、発振トランジスタQ1のコレクタ電流をICQl、
検出用トランジスタQ12のコレクタ電流をI CQI
2すると、 I CQI 叫I CQI2 なので、 I BQI # I BQI2 (ζI CQII)と
なる。
検出用トランジスタQ12のコレクタ電流をI CQI
2すると、 I CQI 叫I CQI2 なので、 I BQI # I BQI2 (ζI CQII)と
なる。
従って、
(IRQ2 +IBQ1 ) R2
= (IBQ5 +ICQ11) R5の関係において
、 I BQIとI BQI2及びI BQI2とICQl
lの誤差をキャンセルするように抵抗R2,R5を予め
選定しおおくことによって、常にVR2=VR5の関係
が成り立つことになる。
、 I BQIとI BQI2及びI BQI2とICQl
lの誤差をキャンセルするように抵抗R2,R5を予め
選定しおおくことによって、常にVR2=VR5の関係
が成り立つことになる。
即ち、発振周波数を変更すべく外部抵抗RXが調整変更
されると、発振トランジスタQ1のコレクタ電流ICQ
Iが変動する。このとき、例えばコレクタ電流ICQI
が増加したとすると、発振トランジスタQ1のベース電
流I BQIも増加する。従って、入力バイアス電圧は
下がることになる。
されると、発振トランジスタQ1のコレクタ電流ICQ
Iが変動する。このとき、例えばコレクタ電流ICQI
が増加したとすると、発振トランジスタQ1のベース電
流I BQIも増加する。従って、入力バイアス電圧は
下がることになる。
しかし、発振トランジスタQ1のコレクタ電流ICQI
の増加は検出用トランジスタQ12のコレクタ電流I
CQI2 (# I CQI )の増加となってあられ
れる。即ち、検出用トランジスタQ12のベース電流I
BQ12 (= I CQlt)の増加となってあられ
れる。
の増加は検出用トランジスタQ12のコレクタ電流I
CQI2 (# I CQI )の増加となってあられ
れる。即ち、検出用トランジスタQ12のベース電流I
BQ12 (= I CQlt)の増加となってあられ
れる。
従って、発振トランジスタQ1のベース電流IBQIが
増加して、トランジスタQ3の入力バイアス電圧が降下
するとき、それに追従して調整用トランジスタQllの
コレクタ電流I CQIIも増加するため、トランジス
タQ4の基準バイアス電圧はこれに追従して常に入力バ
イアス電圧と同じ値になるように降下する。
増加して、トランジスタQ3の入力バイアス電圧が降下
するとき、それに追従して調整用トランジスタQllの
コレクタ電流I CQIIも増加するため、トランジス
タQ4の基準バイアス電圧はこれに追従して常に入力バ
イアス電圧と同じ値になるように降下する。
反対に、発振トランジスタQ1のベース電流IBQIか
減少した場合にも同様で、トランジスタQ3の入力バイ
アス電圧が上昇するとき、調整用トランジスタQllの
コレクタ電流I CQIIは減少するため、トランジス
タQ4の基準バイアス電圧はこれに追従して常に入力バ
イアス電圧と同じ値になるように上昇する。
減少した場合にも同様で、トランジスタQ3の入力バイ
アス電圧が上昇するとき、調整用トランジスタQllの
コレクタ電流I CQIIは減少するため、トランジス
タQ4の基準バイアス電圧はこれに追従して常に入力バ
イアス電圧と同じ値になるように上昇する。
このように本実施例においては、発振周波数を変更する
毎に、入力バイアス電圧が変動しても基準バイアス電圧
もそれに追従して常に入力バイアス電圧と同じになるた
め、差動増幅回路部のトランジスタQ3.Q4から出力
される互いに逆相の発振出力f 1. /f 1にはオ
フセット出力が含まれず発振出力f 1. /f 1の
改善を図ることができる。
毎に、入力バイアス電圧が変動しても基準バイアス電圧
もそれに追従して常に入力バイアス電圧と同じになるた
め、差動増幅回路部のトランジスタQ3.Q4から出力
される互いに逆相の発振出力f 1. /f 1にはオ
フセット出力が含まれず発振出力f 1. /f 1の
改善を図ることができる。
第3図は本発明の別個を示し、バッファアンプにミキサ
回路が加えられた回路である。
回路が加えられた回路である。
バファアンプは前記したバッファアンプと実質的に同じ
であるので符号を同じにしてその詳細な説明は省略する
。尚、バッファアンプのトランジスタQ2.Q3及びト
ランジスタQ4.Q5間に接続されたダイオードDi、
D2はレベルシフト用のダイオードである。又、ダイオ
−1”D3は゛発振振幅制限用ダイオードである。又、
外部電極P1に外部抵抗RXが接続されるようになって
いて、この外部抵抗RXに対して並列に接続されること
になる抵抗R11と共に検出用トランジスタQ12の電
流を調整する。
であるので符号を同じにしてその詳細な説明は省略する
。尚、バッファアンプのトランジスタQ2.Q3及びト
ランジスタQ4.Q5間に接続されたダイオードDi、
D2はレベルシフト用のダイオードである。又、ダイオ
−1”D3は゛発振振幅制限用ダイオードである。又、
外部電極P1に外部抵抗RXが接続されるようになって
いて、この外部抵抗RXに対して並列に接続されること
になる抵抗R11と共に検出用トランジスタQ12の電
流を調整する。
そして、バッファアンプから出力される発振出力f l
、 /f lはそれぞれエミッタホロワトランジスタQ
15.Q16、定電流源を構成するトランジスタQ17
.QI8及び抵抗R12,R13とからなるレベルシフ
ト回路を介してミキサ回路に出力される。
、 /f lはそれぞれエミッタホロワトランジスタQ
15.Q16、定電流源を構成するトランジスタQ17
.QI8及び抵抗R12,R13とからなるレベルシフ
ト回路を介してミキサ回路に出力される。
ミキサ回路はダブルバランスドミキサ回路であって、I
F入力fxとローカル入力となる発振出力f 1. /
f 1とをそれぞれ混合して周波数がfxa±fla(
fxaはIF入力fxの周波数、flaは発振出力f1
の周波数)のミキサ出力fa、fbを出力する。
F入力fxとローカル入力となる発振出力f 1. /
f 1とをそれぞれ混合して周波数がfxa±fla(
fxaはIF入力fxの周波数、flaは発振出力f1
の周波数)のミキサ出力fa、fbを出力する。
IF人力fxはエミッタホロワトランジスタQ41と、
トランジスタQ42〜Q44及び抵抗R41、R42か
らなる定電流源とからなるレベルシフト回路を介して差
動増幅回路を構成するトランジスタQ45に入力される
。差動増幅回路のトランジスタQ46.Q46は抵抗R
48及びダイオ−t”D7〜D9からなる定電圧回路か
ら、抵抗R48,R50を介して基準電圧が印加されて
いる。又、前記差動増幅回路のトランジスタQ45゜Q
46は抵抗R44,R45を介して定電流源を構成する
トランジスタQ49に接続されているとともに、両トラ
ンジスタQ45.Q46の負荷側はエミッタ結合したト
ランジスタQ50.Q51及びQ52.Q53よりなる
差動対にそれぞれ接続されている。
トランジスタQ42〜Q44及び抵抗R41、R42か
らなる定電流源とからなるレベルシフト回路を介して差
動増幅回路を構成するトランジスタQ45に入力される
。差動増幅回路のトランジスタQ46.Q46は抵抗R
48及びダイオ−t”D7〜D9からなる定電圧回路か
ら、抵抗R48,R50を介して基準電圧が印加されて
いる。又、前記差動増幅回路のトランジスタQ45゜Q
46は抵抗R44,R45を介して定電流源を構成する
トランジスタQ49に接続されているとともに、両トラ
ンジスタQ45.Q46の負荷側はエミッタ結合したト
ランジスタQ50.Q51及びQ52.Q53よりなる
差動対にそれぞれ接続されている。
この両差動対のトランジスタQ50.Q53は抵抗R4
6、レベルシフト用ダイオードD4を介して電源線に接
続され、他方のトランジスタQ51、Q52は抵抗R4
7、レベルシフト用ダイオードD4を介して電源線に接
続されている。又、両差動対のトランジスタQ50.Q
52のベースには前記バッファアンプからの発振出力f
1が人力され、他方のトランジスタQ51.Q53のベ
ースには前記発振出力/flが入力される。尚、トラン
ジスタQ50.Q51のコレクタ間にはコンデンサC1
が接続されている。
6、レベルシフト用ダイオードD4を介して電源線に接
続され、他方のトランジスタQ51、Q52は抵抗R4
7、レベルシフト用ダイオードD4を介して電源線に接
続されている。又、両差動対のトランジスタQ50.Q
52のベースには前記バッファアンプからの発振出力f
1が人力され、他方のトランジスタQ51.Q53のベ
ースには前記発振出力/flが入力される。尚、トラン
ジスタQ50.Q51のコレクタ間にはコンデンサC1
が接続されている。
従って、一方のローカル入力差動対のトランジスタQ5
0.Q51はそれぞれ発振出力f1./f1の半周期毎
に交互に動作し、トランジスタQ45のコレクタ電流を
スイッチングする。他方の差動対のトランジスタQ52
.Q53は発振出力f 1. /f 1の逆の半周期毎
に交互に動作することにより、トランジスタQ46のコ
レクタ電流をスイッチングする。その結果、IF入力f
xと発振出力f 1. /f 1とが混合され、その和
差周波数の出力fa、fbが出力される。
0.Q51はそれぞれ発振出力f1./f1の半周期毎
に交互に動作し、トランジスタQ45のコレクタ電流を
スイッチングする。他方の差動対のトランジスタQ52
.Q53は発振出力f 1. /f 1の逆の半周期毎
に交互に動作することにより、トランジスタQ46のコ
レクタ電流をスイッチングする。その結果、IF入力f
xと発振出力f 1. /f 1とが混合され、その和
差周波数の出力fa、fbが出力される。
尚、ダイオードD5.D6は保護用ダイオードであって
、抵抗R48,ダイオードD7〜D9よりなる定電圧回
路からの定電圧が抵抗R49,R50を介して印加され
ている。
、抵抗R48,ダイオードD7〜D9よりなる定電圧回
路からの定電圧が抵抗R49,R50を介して印加され
ている。
従って、この実施例においてはミキサ回路に前段のバッ
ファアンプでオフセット電圧を含まない発振出力fl、
/flが入力され、その発振出力f 1. /f 1に
よりトランジスタQ50.Q51及びQ52.Q53か
らなる差動対かスイッチングされるので、オフセット電
圧に基づくミキサ変換特性の低下がなく、ひずみのない
きれいな和差周波数の出力fa、fbを生成することが
できる。
ファアンプでオフセット電圧を含まない発振出力fl、
/flが入力され、その発振出力f 1. /f 1に
よりトランジスタQ50.Q51及びQ52.Q53か
らなる差動対かスイッチングされるので、オフセット電
圧に基づくミキサ変換特性の低下がなく、ひずみのない
きれいな和差周波数の出力fa、fbを生成することが
できる。
尚、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、例
えば、第3図に示すミキサ回路において、バッファアン
プを介さなく直接発振トランジスタQ1からの発振信号
をシングルエンドで入力するミキサ回路に応用してもよ
い。この場合、入力バイアス回路部のダイオードD1の
カソードがミキサ回路のトランジスタQ50.Q52の
ベース端子に接続される。一方、ミキサ回路のトランジ
スタQ51.Q53のベース端子には前記基準バイアス
回路部のダイオードD2のカソード端子が接続され、ト
ランジスタQ5のベース端子に調整用トランジスタQl
lのコレクタを接続する。そして、この調整用トランジ
スタQllのエミッタを検出用トランジスタQ12のベ
ースに接続する。
えば、第3図に示すミキサ回路において、バッファアン
プを介さなく直接発振トランジスタQ1からの発振信号
をシングルエンドで入力するミキサ回路に応用してもよ
い。この場合、入力バイアス回路部のダイオードD1の
カソードがミキサ回路のトランジスタQ50.Q52の
ベース端子に接続される。一方、ミキサ回路のトランジ
スタQ51.Q53のベース端子には前記基準バイアス
回路部のダイオードD2のカソード端子が接続され、ト
ランジスタQ5のベース端子に調整用トランジスタQl
lのコレクタを接続する。そして、この調整用トランジ
スタQllのエミッタを検出用トランジスタQ12のベ
ースに接続する。
従って、このように構成したミキサ回路も同様にオフセ
ット電圧を含まないことからひずみのないきれいな混合
出力を生成することができる。
ット電圧を含まないことからひずみのないきれいな混合
出力を生成することができる。
[発明の効果]
以上詳述したように、本発明によれば発振トランジスタ
のベース電流が変化して入力側バイアスが変動されても
、コンデンサを使用することなく差動増幅回路部の入力
側バイアスと基準バイアスとの間で電位差が生じないよ
うにすることができ、オフセット出力を含まない出力を
生成することができる優れた効果を有する。
のベース電流が変化して入力側バイアスが変動されても
、コンデンサを使用することなく差動増幅回路部の入力
側バイアスと基準バイアスとの間で電位差が生じないよ
うにすることができ、オフセット出力を含まない出力を
生成することができる優れた効果を有する。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の詳細な説明するための原理説明図、
第2図は本発明の一実施例を示す水晶発振器のバッファ
アンプの回路図、 第3図は本発明の詳細な説明するための電気回路図、 第4図は従来の水晶発振器のバッファアンプの回路図で
ある。 図において、 ■は差動増幅回路部、 2は基準バイアス回路部、 3は入力バイアス回路部、 4は発振トランジスタ、 5は変動検出回路部、 6は調整回路部である。 図 従来の水晶発振器のバッフ7アンプの回路図図
アンプの回路図、 第3図は本発明の詳細な説明するための電気回路図、 第4図は従来の水晶発振器のバッファアンプの回路図で
ある。 図において、 ■は差動増幅回路部、 2は基準バイアス回路部、 3は入力バイアス回路部、 4は発振トランジスタ、 5は変動検出回路部、 6は調整回路部である。 図 従来の水晶発振器のバッフ7アンプの回路図図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、差動増幅回路部(1)の一方の差動入力側に設けら
れ、基準バイアスを印加する基準バイアス回路部(2)
と、 前記差動増幅回路部(1)の他方の差動入力側に設けら
れ、入力バイアスを印加する入力バイアス回路部(3)
と、 前記入力バイアス回路部(3)にそのベース端子が接続
され、該入力バイアス回路部(3)を介して前記差動増
幅回路部(1)の他方の差動入力側に発振信号を出力し
、発振器の一部を構成する発振トランジスタ(4)と、 前記発振トランジスタ(4)に流れる電流を調整するた
めの外部抵抗(RX)と、 前記発振トランジスタ(4)が前記入力バイアス回路部
(3)に与える入力バイアスの変動を検知する変動検出
回路部(5)と、 前記変動検出回路部(5)が検出した変動分に基づいて
前記基準バイアス回路部(2)を制御して基準バイアス
をその変動に応じて調整する調整回路部(6)と を有することを特徴とする半導体集積回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2224024A JPH04104505A (ja) | 1990-08-23 | 1990-08-23 | 半導体集積回路 |
US07/747,980 US5136259A (en) | 1990-08-23 | 1991-08-21 | Differential amplifier having a bias stabilizing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2224024A JPH04104505A (ja) | 1990-08-23 | 1990-08-23 | 半導体集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04104505A true JPH04104505A (ja) | 1992-04-07 |
Family
ID=16807396
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2224024A Pending JPH04104505A (ja) | 1990-08-23 | 1990-08-23 | 半導体集積回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5136259A (ja) |
JP (1) | JPH04104505A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7164326B2 (en) | 2003-10-07 | 2007-01-16 | Nec Electronics Corporation | Oscillator circuit |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0551530B1 (en) * | 1991-12-16 | 1997-12-29 | Alcatel | Amplifier biasing circuit suitable for a ring-trip detection system |
JPH07111484A (ja) * | 1993-08-20 | 1995-04-25 | Hitachi Ltd | 無線通信装置 |
US5543976A (en) * | 1995-02-09 | 1996-08-06 | Nvision, Inc. | Providing transitions of slew rate dependent on pulse frequency |
KR19990018189A (ko) * | 1997-08-26 | 1999-03-15 | 윤종용 | 폴디드 캐스 코드 연산 증폭기 회로 |
JP4695519B2 (ja) * | 2006-02-08 | 2011-06-08 | 株式会社東芝 | 差動増幅装置 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5781711A (en) * | 1980-11-10 | 1982-05-21 | Rohm Co Ltd | Amplifier |
US4425551A (en) * | 1981-03-26 | 1984-01-10 | Dbx, Inc. | Differential amplifier stage having bias compensating means |
JPS60128703A (ja) * | 1983-12-16 | 1985-07-09 | Toshiba Corp | ダ−リントン差動増幅器 |
US4575685A (en) * | 1984-08-03 | 1986-03-11 | Linear Technology Corporation | Arrangement for cancelling the input bias current, at picoampere levels, in an integrated circuit |
US4760286A (en) * | 1987-07-20 | 1988-07-26 | Motorola, Inc. | Comparator with input offset current elimination |
US4843342A (en) * | 1987-12-09 | 1989-06-27 | Vtc Incorporated | Differential amplifier with input bias current cancellation |
-
1990
- 1990-08-23 JP JP2224024A patent/JPH04104505A/ja active Pending
-
1991
- 1991-08-21 US US07/747,980 patent/US5136259A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7164326B2 (en) | 2003-10-07 | 2007-01-16 | Nec Electronics Corporation | Oscillator circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5136259A (en) | 1992-08-04 |
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